JPH047979A - Part constant switching circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、装置の機能の切り替えに対応して回路定数を
切り替えるための部品定数切り替え回路に関するもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a component constant switching circuit for switching circuit constants in response to switching of functions of a device.
[発明の概要]
本発明は、回路定数を切り替えるための部品定数切り替
え回路において、
部品定数を切り替えるスイッチ手段として従来のリレー
に代えてFET素子を用い、その高入方インピーダンス
によってFET素子の制御側との分離を図るとともに回
路定数側と制御側の電気的結合によってFETが受ける
切り替え状態に対する影響をゲート電極に接続したコン
デンサの充電電圧で排除するとともJこ、切り替え状態
の制御をコンデンサの充放電で行うことにより、そのス
イッチ手段を小形・低価格で実現可能にするとともに、
配置の自由度を向上させるものである。[Summary of the Invention] The present invention uses a FET element in place of a conventional relay as a switch means for switching component constants in a component constant switching circuit for switching circuit constants, and uses the FET element on the control side of the FET element due to its high input impedance. In addition, the influence on the switching state of the FET due to electrical coupling between the circuit constant side and the control side is eliminated by the charging voltage of the capacitor connected to the gate electrode. By doing this, the switch means can be realized in a small size and at low cost, and
This improves the degree of freedom in arrangement.
[従来の技術]
従来より、各種装置においては、機能の切り替えなどに
応じて、回路定数を切り替えることか行われている。そ
の従来例を第5図に示すマルチ偏向モニターテレビジョ
ン受像機の水平偏向回路で説明する。マルチ偏向モニタ
ーテレビジョン受像機(以下セットを記す)では、映像
信号の入力源が、一般テレヒジョン、i!子計算機、ナ
ビゲーションシステムあるいはその他の機器など多岐に
わたるようになり、それぞれの信号において水平偏向周
波数が異なっていて、それらの画像を同一の画面に表示
するためには、水平偏向周波数を可変にすることが必要
となっている。第5図の水平偏向回路の構成において、
lは陰極線管(以下、CRTと記す)、2は水平偏向用
の偏向ヨーク、3は高電−圧発生用のフライバックトラ
ンス、E、は直流電源、C1は共振用のコンデンサ、Q
、はノコギリ波状の偏向電流を流すためのスイッチング
を行うトランジスタ、D、はダンパダイオード、4はト
ランジスタQ、を駆動し入力映像信号の種類に応じて水
平偏向周波数を決める発振器(O20)、Cs、Cst
は8字補正用のコンデンサ、L+はリニアリティ補正用
の可変インダクタンス素子、5aは8字補正用のコンデ
ンサの定数を可変するためのリレー接点、5は入力映像
信号の種類によってその接点5aを開閉するリレー回路
である。フライバックトランス3は、−次側の一端が電
源E0に接続され、他端がトランジスタQに接続されて
、トランジスタQ、のスイッチング1こより二次側に高
電圧を発生し、ダイオードDx。[Prior Art] Conventionally, in various devices, circuit constants have been switched in response to switching of functions. A conventional example of this will be explained using a horizontal deflection circuit of a multi-deflection monitor television receiver shown in FIG. In a multi-polarization monitor television receiver (hereinafter referred to as a set), the input source of the video signal is General Television, i! There are a wide variety of devices such as slave computers, navigation systems, and other devices, and each signal has a different horizontal deflection frequency, and in order to display those images on the same screen, it is necessary to make the horizontal deflection frequency variable. is needed. In the configuration of the horizontal deflection circuit shown in FIG.
l is a cathode ray tube (hereinafter referred to as CRT), 2 is a deflection yoke for horizontal deflection, 3 is a flyback transformer for high voltage generation, E is a DC power supply, C1 is a capacitor for resonance, Q
, is a transistor that performs switching to flow a sawtooth deflection current, D is a damper diode, 4 is an oscillator (O20) that drives the transistor Q and determines the horizontal deflection frequency according to the type of input video signal, Cs, Cst
is a capacitor for figure 8 correction, L+ is a variable inductance element for linearity correction, 5a is a relay contact for varying the constant of the capacitor for figure 8 correction, and 5 opens and closes the contact 5a depending on the type of input video signal. It is a relay circuit. The flyback transformer 3 has one end on the negative side connected to the power supply E0, and the other end connected to the transistor Q, and generates a high voltage on the secondary side from the switching 1 of the transistor Q, and the diode Dx.
D3を通して直流高電圧をCRT Iに印加する。A DC high voltage is applied to the CRT I through D3.
偏向回路の共振回路において、偏向ヨーク2の一端は共
振用のコンデンサC1を通してグランドに接続され、他
端は直列接続の8字補正用のコンデンサCs rと可変
インダクタンス素子L1を通してグランドへ接続され、
コンデンサCs +に対しコンデンサCsxがリレー接
点5aの開閉により並列接続と非接続に制御されている
。これにより、例えば人力映像信号が切り替えられ、偏
向周波数が高く切り替えられたときはコンデンサCst
を非接続とし、8字補正用の回路定数である容量を小さ
くするなどの切り替えがなされる。In the resonant circuit of the deflection circuit, one end of the deflection yoke 2 is connected to the ground through the resonance capacitor C1, and the other end is connected to the ground through the series-connected figure-8 correction capacitor CSR and the variable inductance element L1.
The capacitor Csx with respect to the capacitor Cs+ is controlled to be connected or disconnected in parallel by opening and closing a relay contact 5a. With this, for example, when the human input video signal is switched and the deflection frequency is switched high, the capacitor Cst
Switching is performed such as disconnecting the circuit and reducing the capacitance, which is a circuit constant for character-8 correction.
[発明が解決しようとする課題]
しかしながら、上記従来の技術における偏向回路の回路
定数の切り替えでは、リレー制御回路側と偏向回路の共
振回路側とは電気的に絶縁されるため、相互に影響し合
うことがない利点を有するが、そのリレーは大形であっ
て、制御パワーが大きく、その配置が制約されるととも
に、高価格であるという欠点がある。そこで、半導体素
子の使用を考えてみると、その半導体素子の制御側に偏
向回路側のパルス電圧が発生し、正常に切り替えを行え
なくする問題点が発生する。[Problems to be Solved by the Invention] However, in switching the circuit constants of the deflection circuit in the above-mentioned conventional technology, the relay control circuit side and the resonant circuit side of the deflection circuit are electrically isolated, so they do not affect each other. However, the relay is large in size, requires a large control power, has limited placement, and is expensive. Therefore, when considering the use of a semiconductor element, a problem arises in that a pulse voltage on the deflection circuit side is generated on the control side of the semiconductor element, making it impossible to perform normal switching.
本発明は、上記欠点や問題点を解決するために創案され
たもので、リレーを用いずに半導体素子を使用して、小
形で自在に配置でき、かつ安価に構成できる部品定数切
り替え回路を提供することを目的とする。The present invention was created to solve the above-mentioned drawbacks and problems, and provides a component constant switching circuit that is small, can be freely arranged, and can be constructed at low cost by using semiconductor elements without using relays. The purpose is to
[課題を解決するたぬの手段]
上記の目的を達成するための本発明の部品定数切り替え
回路の構成は、
部品定数を切り替える箇所にドレイン電極とソース電極
を接続して電界効果トランジスタ素子を挿入し、
上記電界効果トランジスタ素子のドレイン電極またはソ
ース電極のいずれかの電極とゲート電極の間にコンデン
サを接続し、
上記コンデンサに対し充電手段と放電手段を接続してそ
の充放電により上記電界効果トランジスタのオン/オフ
を制御することを特徴とする。[Unusual Means for Solving the Problems] The configuration of the component constant switching circuit of the present invention to achieve the above object is as follows: A field effect transistor element is inserted by connecting a drain electrode and a source electrode at the location where the component constants are to be switched. A capacitor is connected between either the drain electrode or the source electrode of the field effect transistor element and the gate electrode, and charging means and discharging means are connected to the capacitor to charge and discharge the field effect transistor. It is characterized by controlling the on/off of.
[作用]
本発明は、部品定数を切り替える手段として、従来のリ
レー接点に代えて電界効果トランジスタ素子を用いて、
回路定数側の切り替え箇所に挿入し、その高入力インピ
ーダンスによって電界効果トランジスタの制御側と回路
定数側の分離を図って、回路定数側が制御側から受ける
影響をなくし、電界効果トランジスタが回路定数側から
受ける一つの切り替え状態に対する影響をゲート電極に
接続したコンデンサへの充電による保持電圧で排除する
とともに、他の切り替え状態への移行をコンデンサの放
電で行うことにより、半導体素子による回路定数の切1
つ替えを可能にする。[Function] The present invention uses a field effect transistor element instead of a conventional relay contact as a means for switching component constants.
It is inserted at the switching point on the circuit constant side, and its high input impedance separates the control side of the field effect transistor from the circuit constant side, eliminating the influence of the circuit constant side from the control side, and allowing the field effect transistor to switch from the circuit constant side. By eliminating the influence on one switching state by the holding voltage by charging the capacitor connected to the gate electrode, and by discharging the capacitor to transition to the other switching state, the circuit constant can be reduced by the semiconductor element.
allows for replacement.
[実施例1
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。[Embodiment 1] Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail based on the drawings.
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図である。本
実施例は、第5図の従来例の水平偏向回路のS字補正用
コンデンザの定数を偏向周波数の切り替えに対応してゲ
ート絶線型電界効果トランジスタ(以下、FETと記す
)で切り替える場合を例とする。本実施例の構成におい
て、1は陰極線管(以下、CRTと記す)、2は水平偏
向用の偏向ヨーク、3は高電圧発生用のフライバックト
ランス、Eaは直流電源、C3は共振用のコンデンサ、
Q、はノコギリ波状の偏向電流を流すためのスイッチン
グを行うトランジスタ、DIはダンパダイオード、4は
トランジスタQ、を駆動し入力映像信号の種類に応じて
水平偏向周波数を決める発振器(O20)、Cs+、C
s2はS字補正用のコンデンサ、Llはりニアリテイ補
正用の可変インダクタンス素子、6はS字補正用のコン
デンサの定数を可変するためのFET、7はセ・ソトヘ
の入力映像信号の種類によってそのFET6を制御側る
FET駆動回路である。フライノくツクトランス3は、
−次側の一端が電源E。に接続され、他端かトランジス
タQ1に接続されて、トランジスタQ、のスイッチング
により二次側に高電圧を発生し、ダイオードD!、D3
を通し7て直流高電圧をCI(T Iに印加する。偏向
回路の共振回路において、偏向ヨーク2の一端は共振用
のコンデンサC1を通してグランドに接続され、他端は
直列接続のS字補正用のコンデンサCs + と可変イ
ンダクタンス素子り、を通してグランドへ接続さね5る
とともに、コンデンサCs +の偏向ヨーク2側の端子
に対しコンデンサCs tの一端が接続され、そのコン
デンサCsvの他端はFET6のド1ツインーソース電
極を通してコンデンサCs 1の可変インダクタンスし
、側に接続される。FET6のドレイン−ソース電極間
には、ダイオードD4を逆方向接続しても良い。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. This embodiment is an example in which the constant of the S-shaped correction capacitor of the conventional horizontal deflection circuit shown in FIG. shall be. In the configuration of this embodiment, 1 is a cathode ray tube (hereinafter referred to as CRT), 2 is a deflection yoke for horizontal deflection, 3 is a flyback transformer for high voltage generation, Ea is a DC power supply, and C3 is a capacitor for resonance. ,
Q is a transistor that performs switching to flow a sawtooth deflection current, DI is a damper diode, 4 is an oscillator (O20) that drives the transistor Q and determines the horizontal deflection frequency according to the type of input video signal, Cs+, C
s2 is a capacitor for S-shape correction, a variable inductance element for Ll beam linearity correction, 6 is an FET for varying the constant of the capacitor for S-shape correction, and 7 is a FET 6 for changing the constant of the capacitor for S-shape correction. This is the FET drive circuit that controls the Flynoku Tsukutrance 3 is
-One end of the next side is power supply E. , and the other end is connected to transistor Q1, which generates a high voltage on the secondary side by switching of transistor Q, and diode D! , D3
A high DC voltage is applied to CI (T I) through 7. In the resonant circuit of the deflection circuit, one end of the deflection yoke 2 is connected to the ground through the resonance capacitor C1, and the other end is connected to the serially connected S-shaped correction capacitor C1. The capacitor Cs + of the capacitor Cs + is connected to the ground through the variable inductance element 5, and one end of the capacitor Cs t is connected to the terminal of the capacitor Cs + on the deflection yoke 2 side, and the other end of the capacitor Csv is connected to the terminal of the FET 6. The variable inductance of the capacitor Cs1 is connected through the FET 6 and the source electrode.A diode D4 may be connected in the reverse direction between the drain and source electrodes of the FET6.
次に、FET駆動回路7の構成を説明する。ここで上記
FET6は、nヂャネル型とする。本実施例の駆動回路
では、FET6のゲート電極とソース電極の間にコンデ
ンサC2を接続し、それと並列に抵抗R1を接続する。Next, the configuration of the FET drive circuit 7 will be explained. Here, the FET 6 is assumed to be an n-channel type. In the drive circuit of this embodiment, a capacitor C2 is connected between the gate electrode and the source electrode of the FET 6, and a resistor R1 is connected in parallel with the capacitor C2.
この抵抗R8は、コンデンサC7の放電手段である。直
流電源E抵抗R6,トランジスタQ2.ダイオードD5
から成る回路は、コンデンサC7の充電手段である。This resistor R8 is a means for discharging the capacitor C7. DC power supply E resistance R6, transistor Q2. Diode D5
The circuit consisting of is a charging means for the capacitor C7.
この充電手段において、電源E、の+側は抵抗R2を通
し順方向のダイオードD、を通してコンデンサC1のゲ
ート電極側に接続され、トランジスタQ、のコレクタが
ダイオードD5のアノード側に接続され、トランジスタ
Q、のエミッタと電源EIの一例はグランドへ接続され
る。In this charging means, the + side of the power source E is connected to the gate electrode side of the capacitor C1 through the forward diode D through the resistor R2, the collector of the transistor Q is connected to the anode side of the diode D5, and the collector of the transistor Q is connected to the anode side of the diode D5. , and an example of the power supply EI are connected to ground.
以上のように構成した第1の実施例の動作および作用を
述べる。The operation and effects of the first embodiment configured as above will be described.
本実施例では、FET6をオン/オフすることにより、
コンデンサCs、に対するコンデンサCstの並列接続
/非接続を制御することにより、S字補正用の回路定数
である容量をセットへの入力映像信号の種類に応じて切
り替える。まず、FET6をオンに制御する場合、トラ
ンジスタQ、を才)にすることにより、電源E、→抵抗
R7→ダイオードD5→コンデンサC2→可変インダク
タンスL 、を通して、コンデンサC,を充電する。偏
向回路の動作によってFET6のゲート電極には、抵抗
R+、コンデンサC7を介してパルス電圧がかかるが、
上記充電電流はパルス電圧かかかつていない期間に流れ
て、コンデンサC7への充電がなされる。コンデンサC
7が充電されると、上記パルス電圧がかかっている期間
にも、コンデンサC2の端子電圧が保持され、その保持
電圧でFET6はオン状態を継続することができる。次
に、FET6をオフに制御する場合は、トランジスタQ
、をオンにする。これにより、充電電流は流れなくなり
、コンデンサC1は抵抗R,により一定時間を経て放電
され、ゲート電圧がゼロボルトとなって、オフ状態とな
る。偏向回路側からPET駆動回路7側に流れようとす
る電流は、ゲート電極が高入力インピーダンスであるこ
とと、グイオ−ドD、によって阻止されることにより、
影響を受けることはない。これにより、リレーによる部
品定数の切り替えと同し動作をさせることが可能になる
。In this embodiment, by turning on/off FET6,
By controlling the parallel connection/disconnection of the capacitor Cst to the capacitor Cs, the capacitance, which is a circuit constant for S-shaped correction, is switched depending on the type of video signal input to the set. First, when controlling the FET 6 to turn on, the transistor Q is turned on, and the capacitor C is charged through the power supply E → resistor R7 → diode D5 → capacitor C2 → variable inductance L. Due to the operation of the deflection circuit, a pulse voltage is applied to the gate electrode of FET6 via resistor R+ and capacitor C7.
The charging current is a pulse voltage and flows for an unprecedented period to charge the capacitor C7. Capacitor C
When FET 7 is charged, the terminal voltage of capacitor C2 is held even during the period when the above-mentioned pulse voltage is applied, and the FET 6 can continue to be in the on state with this holding voltage. Next, when controlling FET6 to turn off, transistor Q
, turn on. As a result, the charging current stops flowing, and the capacitor C1 is discharged after a certain period of time by the resistor R, and the gate voltage becomes zero volts, and the capacitor C1 is turned off. The current that attempts to flow from the deflection circuit side to the PET drive circuit 7 side is blocked by the high input impedance of the gate electrode and the gate electrode D.
It will not be affected. This makes it possible to perform the same operation as switching component constants using a relay.
第2図は、本発明の第2の実施例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the invention.
本実施例は、マルチ偏向モニターテレビジョン受像機の
偏向回路の画面歪補正回路における6回路定数の切り替
えの例を示している。2は偏向ヨークであり、Qlはセ
ットへの入力映像信号に応じた偏向周波数の偏向電流を
流すためのスイッチングを行うトランジスタであって前
述したものである。画面歪補正回路は、このトランジス
タQ、のコレクタとグランドの間に逆方向に直列接続の
ダイオードD、、D?と、同じく直列接続のコンデンサ
C3,C,とを接続し、それぞれの接続中点同士を接続
するとともに、コンデンサC6をFET6を通してコン
デンサC3に並列に、コンデンサC6をFET8を通し
てコンデンサC4に並列に接続して構成される。FET
6は第1の実施例で示した回路定数を切り替える手段と
同様に構成され、ゲート−ソース電極間にコンデンサC
3が接続され、それに並列に放電用の抵抗R1か接続さ
れ、ゲート電極に充電用のダイオードD。This embodiment shows an example of switching six circuit constants in a screen distortion correction circuit of a deflection circuit of a multi-deflection monitor television receiver. Reference numeral 2 denotes a deflection yoke, and Ql is a transistor that performs switching to flow a deflection current having a deflection frequency corresponding to an input video signal to the set, as described above. The screen distortion correction circuit consists of diodes D, D? connected in series in the opposite direction between the collector of this transistor Q and the ground. , and capacitors C3 and C, which are also connected in series, are connected, and their midpoints are connected, and capacitor C6 is connected in parallel to capacitor C3 through FET6, and capacitor C6 is connected in parallel to capacitor C4 through FET8. It consists of FET
6 is constructed in the same way as the circuit constant switching means shown in the first embodiment, and a capacitor C is connected between the gate and source electrodes.
3 is connected, a discharging resistor R1 is connected in parallel to it, and a charging diode D is connected to the gate electrode.
が接続されて成る。FET8もそのオン/オフにより回
路定数を切り替えるためのものであるが、グランド側に
接続されているので、そのゲート電極には単に制御電圧
を与えるのみで良い。are connected. The FET 8 is also used to switch circuit constants by turning it on and off, but since it is connected to the ground side, it is sufficient to simply apply a control voltage to its gate electrode.
この第2の実施例におけるFET6は、用途が異なるの
みで、第1の実施例と全く同様に動作し、ダイオードD
、からの充電電流による充電電圧がFET6のゲート電
極に偏向回路のパルス電圧が乗る期間でも保持されてオ
ンに制御され、コンデンサC6がコンデンサC8に並列
接続される。また、ダイオードD、からの充電電流を切
ることにより、コンデンサC7の充電電圧が放電してゲ
ート電圧がゼロボルトになり、FET6がオフに制御さ
れてコンデンサC6がコンデンサC3から切り離される
。これにより、画面歪補正における回路定数を切り替え
ることができる。The FET 6 in this second embodiment operates in exactly the same way as the first embodiment, except that the purpose is different, and the diode D
The charging voltage caused by the charging current from , is maintained and controlled to be on even during the period when the pulse voltage of the deflection circuit is applied to the gate electrode of the FET6, and the capacitor C6 is connected in parallel to the capacitor C8. Furthermore, by cutting off the charging current from the diode D, the charging voltage of the capacitor C7 is discharged and the gate voltage becomes zero volts, the FET 6 is controlled to be turned off, and the capacitor C6 is separated from the capacitor C3. Thereby, circuit constants for screen distortion correction can be switched.
第3図は、本発明の第3の実施例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
本実施例は、第1の実施例のFET駆動回路7の他の実
施例を示している。FET 6 、コンデンサC1,抵
抗R1,可変インダクタンス素子Llは、第1の実施例
と同一のものであって、同様に接続され、同様に機能す
るものである。本実施例では、FET6をオンに制御す
るコンデンサCtの充電手段が異なる。即ち、本実施例
の充電手段は、エミッタを直流電源E、に接続しコレク
タをFET6のゲート電極に接続したpn、pトランジ
スタQ、を制御して充電電流を流す。トランジスタQ、
は、そのベースが抵抗R3を通しnpn)ランジスタQ
、のコレクターエミッタを通してグランドへ接続され、
ベース−エミッタ間には抵抗R6が接続される。このト
ランジスタQ4をオンに制御することによってトランジ
スタQ。This embodiment shows another embodiment of the FET drive circuit 7 of the first embodiment. FET 6 , capacitor C1, resistor R1, and variable inductance element Ll are the same as in the first embodiment, are connected in the same way, and function in the same way. In this embodiment, the charging means for the capacitor Ct that controls the ON state of the FET 6 is different. That is, the charging means of this embodiment controls a pn transistor Q whose emitter is connected to a DC power source E and whose collector is connected to the gate electrode of the FET 6 to flow a charging current. transistor Q,
is a npn) transistor Q whose base passes through a resistor R3.
is connected to ground through the collector emitter of ,
A resistor R6 is connected between the base and emitter. Transistor Q by controlling this transistor Q4 to turn on.
に充電電流を流すことができ、オフにすることによって
充電電流を切ることができる。Charging current can be passed through the switch, and the charging current can be cut off by turning it off.
第4図は、本発明の第4の実施例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
本実施例は、第1の実施例のFET駆動回路7のさらに
別な実施例を示している。FET6 コンデンサC1直
流電源E2.抵抗Rt。This embodiment shows yet another embodiment of the FET drive circuit 7 of the first embodiment. FET6 Capacitor C1 DC power supply E2. Resistance Rt.
ダイオードD6.トランジスタQ2.可変インダクタン
ス素子り、は、第1の実施例と同一のものであって、同
様に接続され、同様に機能するものである。本実施例で
は、FET6をオフに制御するコンデンサC2の放電手
段が第1の実施例と異なる。即ち、本実施例の放電手段
は、pnp トランジスタQ、のエミッタをコンデンサ
C2の一端のゲート電極側に接続し、そのコレクタをコ
ンデンサC2の他端に接続し、そのベースを抵抗R5を
通してトランジスタQ、のコレクタと、抵抗R8を通し
てダイオードD、のカソードへ接続して成る。充電手段
の構成は、第1の実施例と同様であり、トランジスタQ
、のオフにより、コンデンサC7へ充電電流が流れると
ともにトランジスタQ。Diode D6. Transistor Q2. The variable inductance element is the same as in the first embodiment, connected in the same way, and functions in the same way. This embodiment differs from the first embodiment in the discharging means for the capacitor C2 that controls the FET 6 to turn off. That is, the discharge means of this embodiment connects the emitter of the pnp transistor Q to the gate electrode side of one end of the capacitor C2, connects its collector to the other end of the capacitor C2, and connects its base to the transistor Q through the resistor R5. and the cathode of a diode D through a resistor R8. The structure of the charging means is the same as that of the first embodiment, and the transistor Q
, a charging current flows to capacitor C7 and transistor Q.
がオフとなり、FET6がオンに制御される。また、ト
ランジスタQ、のオンにより、充電電流がカットされる
とともに、トランジスタQ、がオンとなり、コンデンサ
C3の充電電圧が放電されて、ゼロボルトとなって、F
ET6はオフに制御されなお、上記実施例では部品定数
として、コンデンサの容量(C)を切り替える例を示し
たが、抵抗値(R)を切り替える場合、あるいはインダ
クタンス(L)を切り替える場合、さらにはそれらの複
合素子(L、C,R)を切り替える場合にも適用可能で
あることは当然である。さらに、偏向回路以外にも適用
できることも当然である。また、本発明のFET素子と
して、pヂャネル型も使用できることは、明らかである
。このように、本発明はその主旨に沿って種々に応用さ
れ、種々の実施態様を取り得るものである。is turned off, and FET6 is controlled to be turned on. Furthermore, by turning on the transistor Q, the charging current is cut, and the transistor Q is also turned on, and the charging voltage of the capacitor C3 is discharged to zero volts, and F
ET6 is controlled to be off. In the above embodiment, an example was shown in which the capacitance (C) of the capacitor was changed as a component constant, but when changing the resistance value (R) or inductance (L), It goes without saying that the present invention can also be applied to the case where these composite elements (L, C, R) are switched. Furthermore, it goes without saying that the present invention can also be applied to other than deflection circuits. It is clear that a p-channel type can also be used as the FET element of the present invention. As described above, the present invention can be applied in various ways and can take various embodiments in accordance with its gist.
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図、第2図は
本発明の第2の実施例を示す回路図、第3図は本発明の
第3の実施例を示す回路図、第4図は本発明の第4の実
施例を示す回路図、第5図は従来例を示す回路図である
。
6・・FET、7・・PET駆動回路、Cs+、 Cs
。
回路定数を構成する8字補正用コンデンサ、C2・・・
コンデンサ、R1・・・放電用の抵抗、D5・・充電用
のグイオート。
[発明の効果]
以上の説明で明らかなように、本発明の部品定数切り替
え回路によれば、リレーに代えてFET素子により回路
定数を切り替えることができるので、小形で安価に回路
定数の切り替えを実現できるとともに、部品とFET素
子の配置の自由度を増すことができる。
t2の実廠秤jとボ1回壮図
第2図
簀54 の裏方キシイ9弓を示1[ロロ7(トしろ第4
図
A芝釆イダlJP示う「ロゴ(ト〔dFig. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the invention, Fig. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the invention, and Fig. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the invention. , FIG. 4 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention, and FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional example. 6...FET, 7...PET drive circuit, Cs+, Cs
. 8-character correction capacitor, C2, which constitutes the circuit constants
Capacitor, R1...resistance for discharging, D5...guioto for charging. [Effects of the Invention] As is clear from the above explanation, according to the component constant switching circuit of the present invention, circuit constants can be switched using FET elements instead of relays, so circuit constants can be switched in a small and inexpensive manner. This can be realized, and the degree of freedom in arranging components and FET elements can be increased. t2's actual scale j and Bo 1st grand drawing 2nd picture 54 shows the backside Kisii 9 bow 1
Figure A shows the ``logo (d)
Claims (1)
ス電極を接続して電界効果トランジスタ素子を挿入し、 上記電界効果トランジスタ素子のドレイン電極またはソ
ース電極のいずれかの電極とゲート電極の間にコンデン
サを接続し、 上記コンデンサに対し充電手段と放電手段を接続してそ
の充放電により上記電界効果トランジスタのオン/オフ
を制御することを特徴とする部品定数切り替え回路。(1) Insert a field effect transistor element by connecting the drain electrode and source electrode at the point where the component constants are changed, and place a capacitor between either the drain electrode or the source electrode of the field effect transistor element and the gate electrode. A component constant switching circuit characterized in that: a charging means and a discharging means are connected to the capacitor, and the on/off of the field effect transistor is controlled by charging and discharging the capacitor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10966990A JPH047979A (en) | 1990-04-25 | 1990-04-25 | Part constant switching circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10966990A JPH047979A (en) | 1990-04-25 | 1990-04-25 | Part constant switching circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH047979A true JPH047979A (en) | 1992-01-13 |
Family
ID=14516169
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10966990A Pending JPH047979A (en) | 1990-04-25 | 1990-04-25 | Part constant switching circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH047979A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4963781A (en) * | 1987-11-26 | 1990-10-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ultrasonic motor |
US9004894B2 (en) | 2010-12-30 | 2015-04-14 | Pioneer Material Precision Tech Co., Ltd. | Mold assembly |
-
1990
- 1990-04-25 JP JP10966990A patent/JPH047979A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4963781A (en) * | 1987-11-26 | 1990-10-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ultrasonic motor |
US9004894B2 (en) | 2010-12-30 | 2015-04-14 | Pioneer Material Precision Tech Co., Ltd. | Mold assembly |
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