JPH0479528B2

JPH0479528B2 -

Info

Publication number: JPH0479528B2
Application number: JP60003688A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Nonomura; Jun Sugyama; Hirobumi Komatsubara; Masaharu Takeuchi
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 1985-01-11
Filing date: 1985-01-11
Publication date: 1992-12-16
Also published as: US4716773A; JPS61162726A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、応力検出感度が高く、かつ直線性が
良好な磁歪式応力検出装置に関するものである。

〔従来の技術〕

従来より応力測定として、応力により強磁性体
中に発生した歪量を磁歪効果を用いて検出する方
法が用いられている。この検出法では、被測定体
として強磁性体のものあるいはその表面に強磁性
体を付着させたものを使用し、該被測定強磁性体
を一方向に交番磁化させるための励磁コイルと励
磁方向と直行する方向の磁束成分を検出するため
の検出コイルとを組み合せたセンサにより測定す
る。

この検出コイルによる検出信号は振幅成分の変
化と位相成分の変化として表われ、応力の増減に
対し、両成分の比率が変化し一定ではない。とこ
ろで、従来の飽絡線検出法あるいは自乗検波法を
用いる検出装置では、上記検出信号の振幅成分の
変化のみを検出するため、直線性の悪化及び感度
の低下を引き起こすという欠点があつた。特に前
記両コイルの直を配置条件の精度を向上させて検
出感度を向上させても、逆に、この現象が顕著に
なり、感度の向上が妨げられていた。

シヤフトに生じた捩り応力の測定から印加トル
ク量を求めるトルク検出の従来例について図面を
用いて説明する。その従来例を第２図に示す。ま
た、第２図の−線断面図を第３図に示す。こ
の従来のトルク検出センサ１は、被測定軸２と平
行に配置されたコの字状の励磁コア１１と、該励
磁コア１１と直交し、かつ励磁コア１１とは別の
磁気回路である検出コア１２とからなる。上記励
磁コア１１は励磁コイル１１１が巻回され、また
検出コア１２は検出コイル１２１が巻回されてい
る。被測定軸２は強磁性体で構成されたシヤフト
である。

上記検出センサ１は、第４図に示すような検出
回路を介して、被測定軸２に生じる応力を検出し
ようとするものである。ここで、交流電源３１は
正弦波電圧を発生するもので、該交流電源３１の
出力は励磁コイル１１１に印加されており被測定
軸２を交番磁化する。被測定軸２に応力が発生す
ると磁歪効果により励磁方向と直交した方向に磁
束成分が生じ、該磁束成分が検出コイル１２１に
より起電圧として検出される。この起電圧による
信号は交流象幅器３２で増幅された後、検波器３
３で例えば飽絡線検波が行なわれ、振幅成分が出
力される。第４図の点Ａでの信号波形と点Ｂでの
出力電圧を第５図及び第６図に示す。なお、第５
図のグラフは、点Ａにおける印加トルク対する交
流信号の波形の変化を示しており、振幅と位相の
状態を同時に表わしている。波形線x1、x2、x3
はそれぞれ印加トルクが左方向トルク（−５Kg
ｍ）、零トルク（０Kgｍ）、右方向トルク（５Kg
ｍ）の場合のものである。波形は励磁コイル１１
１に印加された励磁電圧、即ち交流電源３１の交
番電圧と同じ周波数である。また、第６図のグラ
フは、横軸に左右両方向の印加トルク値、縦軸に
点Ｂにおける出力電圧を示している。左方向から
右方向のトルク印加が増加するに従い出力電圧が
増加するため、この電圧値より被測定軸への印加
トルク量を知り得る。

しかし、第５図より知られるように、交流信号
波形は印加トルクにより振幅と位相がともに変化
しており、またその相互作用が印加トルクに依存
するため第６図よりわかように、印加トルクと出
力電圧との関係は非直線性であり、出力電圧から
印加トルク値を求めることは困難であり、正確に
測定するためには複雑な線形化回路あるいは線形
化計算が必要である。

上記の現象は以下の理由による。

但し、ここでは各信号を余弦波の簡単なモデル
で説明するが、これは波器等で簡単に実現でき
るものであり、また三角波等の複雑な波形でもフ
ーリエ展開すれば、同様に説明しうる。

検出センサによるトルクのみに依存する検出信
号成分をf₁とするとf₁は f₁＝A₁（Ｔ）cos（ωτ＋₁） ……(1) （A₁（Ｔ）：トルクに依存する振幅 ω：角速度、τ：時間：位相）と表わすことができる。

また実際にはf₁と同時にトルクに依存しない検
出信号成分f₂があり、 f₂＝A₂cos（ωτ＋₂） ……(2) （A₂：トルクに依存しない振幅）と表わされ、検出信号₀は f₀＝f₁＋f₂ ＝A₁（Ｔ）cos（ωτ＋₁）＋A₂cos（ωτ＋₂）＝A₀（Ｔ）cos（ωτ＋₀（Ｔ） ……(3) となる。但し A₀（Ｔ）＝｛A₁（Ｔ）²＋A₂ ²＋2A₁（Ｔ）A₂cos（₁−
₂）｝^1/2……(4)₁ （Ｔ）＝cos^-1A₁（Ｔ）cos₁＋A₂cos₂／｜A₀（Ｔ）｜…
…(5) である。

したがつて、一般的に検出センサの検出信号f₀
の振幅A₀（Ｔ）、位相₀（Ｔ）は共にトルク（Ｔ）
の複雑な関数であり、振幅A₀（Ｔ）と位相₀（Ｔ）
はおのおのトルク（Ｔ）に比例しない。

ところがcos（₁−₂）＝±１の条件が成立した
場合前記(4)式、(5)式はそれぞれ A₀（Ｔ）＝｜A₁（Ｔ）±A₂｜（符号同順） ……(6) 。（Ｔ）＝C₀（₁を基準とする。Coはトルクによ
らない定数） ……(7) となり振幅量の検出により直線出力が得られ、位
相は変化しない。しかし、一般にcos（₁−₂）＝
±１の条件は成立しない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明は、上記従来の問題点を解消し、応力と
出力電圧との関係の線形化回路を使用することな
く、簡単な構成で、しかも検出精度の良い応力検
出装置を提供するものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の応力検出装置は、正弦波または三角波
の対称交流波形電圧を発生する交流電源と、前記
交流電源で駆動され、かつ被測定強磁性体の一部
を一定の方向に交番磁化するための励磁コイル
と、前記交番磁化により発生する磁速成分を検出
するための検出コイルと、前記励起コイルに印加
する電圧の一部を取り出してその電圧波形から得
られる波形の振幅と位相とを調整した電圧を、前
記検出コイルに誘起される電圧信号に加算する加
算回路とを備え、加算処理後の信号波形の変化量
より被測定強磁性体の応力量を検出し得るように
構成したことを特徴とするものである。

本発明の応力検出装置は、被測定体を磁化する
ことによつて測定するため、被測定体は強磁性体
であることが必要である。被測定体が強磁性体で
ない場合には、被測定体の表面に強磁性体を付着
させてもよい。被測定体の対象とするのは、平面
状あるいは曲面状のものであり、例えばボルト、
ナツト、シヤフト、車両のクランク軸、ステアリ
ングシヤフト、ホイール等が挙げられる。

〔作用〕

以上の構成により、本発明の応力検出装置では
被測定体の応力を磁歪効果により磁速の変化とし
て検出する前記検出コイルによる出力信号の振幅
成分の変化と位相成分の変化との相互作用を制御
し、そのどちらか一方の成分変化のみに変換し出
力する。そのため、得られる応力と出力電圧との
関係は直線性が高く、検出感度も高くなるため従
来の高価な線形化回路、例えば検出コイルの数の
増加、あるいは位相判別のための特殊な回路を使
う必要がない。また、そのため装置を簡素化する
ことができ、かつ精度も高い。

これは、前記(6)式及び(7)式で示した状態を作り
出すことにより実現する。

加算信号f₃は f₂＝A₃cos（ωτ＋₃） ……(8) であり、これをf₀に加算すると、加算後信号₄は f₄＝f₀＋f₃ ＝f₁＋f₂＋f₃ ＝A₄cos（ωτ＋f₄（Ｔ）） ……(9) である。ところでf₂＋f₃はトルクに依存しない信
号であるからf₂＋f₃＝A₅cos（ωτ＋₅） ……(10) と表わす。

よつて、 ₄＝A₁（Ｔ）cos（ωτ＋₁）＋A₅cos
（ωτ＋₅）……（11）である。

ここで cos（₁−₅）＝±１ ……（12）とすれば A₄＝｜A₁（Ｔ）±A₅｜ ……（13） ₄（Ｔ）＝（2n＋１）π（ｎ：整数）
……（14）となり振幅量より直線出力が得られる。このとき
位相は変化しない。

₅は加算信号f₃によつて制御できるので、この
状態は作り出せる。

また位相変化の出力の場合には cos（₁−₅）＝０、｜A₁（Ｔ）｜＜｜A₅｜ ……（15）とすると加算後信号f₄の振幅A₄と位相₄（Ｔ）は
それぞれ A₄＝√₁ ²（）＋₅ ² ……（16）（₅を基準とする） ……（17）となる。ここで、｜A₁（Ｔ）｜＜｜A₅｜であるから
（17）式は ₄（Ｔ）≒cos^-1A₁（Ｔ）／A₅ ² ……（18）となり、位相変化よりトルク値が得られる。

また理想的強制体の磁歪効果による出力₁の振
幅A₁（Ｔ）はトルク負、すなわち逆ねじりになる
と、負になるので、出力₁は反転し位相がπずれ
た波形の様に検出される。この作用は、簡単な検
出法では、判別できないので、位相検波等の複雑
な回路構成を用いないと判別できなかつたが、こ
の方式では（13）式においてトルク全領域におい
てA₁（Ｔ）±A₅＜０あるいはA₁（Ｔ）±A₅＞０とな
る様にA₅の値を設定すれば、反転現象は起きず、
従つて簡単にトルク全領域で直線出力を得る。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を添付図面を用いて詳細
に説明する。

実施例１本実施例では、シヤフトに生じた捩り応力の検
出装置を示す。この検出装置の応力検出センサの
構造図を第７図に、第７図の−線断面図を第
８図に、また、検出装置の検出回路のブロツク図
を第１図に示す。

第７図及び第８図において、応力検出センサ４
は被測定軸であるシヤフト５と平行に配置された
コの字状の励磁コア４１と、該励磁コア４１と直
交し、かつ励磁コア４１とは別の磁気回路である
検出コア４２とからなる。上記励磁コア４１は励
磁コイル４１１が巻回され、また検出コア４２は
検出コイル４２１が巻回される。

また第１図において、発振器６１は正弦波また
は三角波等の対称交流波形電圧を発生するもので
あり、この発振器６１の出力は第７図及び第８図
中の励磁コイル４１１に相当するセンサ励磁部６
３に交流増幅器６２を経由して印加される（信号
C1）。センサ検出部６４は第７図及び第８図中の
検出コイル４２１に相当するものであり、その誘
起電圧は高調波除去器６５により２次以上の高調
波を除去した後、信号加算器６８の一方の入力信
号Ｅとして供給される。また、交流増幅器６２の
出力（信号Ｃ）から分岐された出力C2は振幅調
整器６６により予め設定された振幅量に振幅調整
した後、位相器６７を介して予め設定された位相
に進相あるいは遅相され、信号加算器６８の他の
一方の入力信号Ｄとして供給される。従つて信号
加算器６８は前記高調波除去器６５及び位相器６
７より２種の入力Ｄ、Ｅが入力される。この入力
された２種の入力Ｄ、Ｅは該信号加算器６８によ
り加算された後（信号Ｆ）、検波器６９を介し検
波され、更に低周波過器７０を介して雑音を除
去される。その後上記低周波過器７０の出力は
直流電圧減算器７１を介し回路処理上生じたオフ
セツト直流電圧を設定値分減算され、次に増幅器
７２により表示あるいは制御用に適した電圧出力
にされ、最終出力Ｇを得ることができる。

次に、この回路の動作を第９図ないし第１１図
の波形図及び第１２図を用いて説明する。なお、
第９図は第１図での交流電圧信号Ｅの波形、第１
０図はその加算後の信号Ｆの波形（信号Ｄの位相
を150°にした場合）、第１１図は第１０図の場合
とは異なつた位相の設定（信号Ｄの位相を240°に
した場合）の信号Ｆの波形を示す図であり、各図
とも、波形曲線ｙ１，ｙ２，ｙ３がそれぞれ印加
トルクが左方向５Kgｍ、零、右方向５Kgｍのとき
のものである。また第１２図は上記加算後の信号
Ｆの振幅変化量及び位相変化量の、位相器６７に
より設定した加算信号Ｄの励磁電圧（信号Ｃ）の
位相に対する依存性を示す図である。図中曲線Ｚ
１が振幅変化量、曲線Ｚ２が位相変化量を示す。

まず、発振器６１の出力は周波数一定かつ振幅
一定の正弦波とする。この正弦波は交流増幅器６
２により電力増幅され更に分岐される。その出力
信号Ｃ１はセンサ励磁部６３に供給され、被測定
強磁性体のシヤフト５を交番磁界により励磁す
る。センサ検出部６４により上記励磁された交番
磁界に直交した磁速により誘起された交流電圧信
号が出力される。この交流電圧信号はシヤフト５
に印加された左回りあるいは右回りのトルクによ
る捩り応力によりその振幅及び位相が変化する。
次にこの交流電圧信号は高調波除去器６５により
発振器６１の発振周波数と同一の基本周波数成分
のみの信号Ｅとして信号加算器６８に入力され
る。この交流電圧信号Ｅは第９図に示すごとく波
形が印加トルクにより変化する正弦波である。

一方、交流増幅器６２により電力増幅された交
流電圧信号の分岐したものＣ２は振幅調整回路６
６を介し予め設定された振幅にされ、更に位相器
６７により予め設定された位相に進相あるいは遅
相され、信号Ｄとして信号加算器６８に供給され
る。この交流電圧信号Ｄは印加トルクに無関係な
正弦波である。前記２種の交流電圧信号Ｄ，Ｅは
信号加算器６８により加算される。加算後の信号
Ｆの波形は正弦波となるが、加算波信号Ｄの位相
の設定条件により第１０図及び第１１図に示すご
とく、シヤフト５に印加されたトルクによる影響
が変化する。例えば、加算波信号Ｄの位相を150°
とした場合、第１０図に示すごとく、加算後の信
号Ｆの波形は印加トルクにより振幅のみが変化
し、位相は変化していない。また、加算波信号Ｄ
の位相を240°とした場合、第１１図に示すごと
く、加算後の信号Ｆの波形は印加トルクにより位
相のみが変化し、振幅は変化していない。

第１２図に上述した加算波信号Ｄの位相と、加
算後信号Ｆの振幅または位相の変化量との関係を
示す（曲線Ｚ１が振幅変化量、曲線Ｚ２が位相変
化量である。）。なお、振幅変化量は加算後信号Ｆ
の右方向５Kgｍのトルク印加時の振幅量から左方
向５Kgｍのトルク印加時の振幅量を減じたもので
ある。また、位相変化量は加算後信号Ｆの交流増
幅器６２の交流電圧出力Ｃに対する位相値の印加
トルクによる変化量を示しており、右方向５Kgｍ
のトルク印加時の位相値から左方向５Kgｍのトル
ク印加時の位相値を減じたものである。

第１２図に示すごとく、加算後信号Ｆの振幅と
位相のトルク印加量による変化量は加算波信号Ｄ
の位相に依存する。例えば、第１１図に示すよう
に加算波信号Ｄの位相を60°あるいは240°に設定
すると、振幅は変化せず、位相のみが変化する。
逆に第１０図に示すように加算波信号Ｄの位相を
150°あるいは330°に設定すると、位相は変化せ
ず、振幅のみが変化する。なお、第１０図は上記
位相を150°、第１１図は上記位相を240°に設定し
たものである。

この加算波信号Ｄの位相に対する、加算後信号
Ｆの振幅と位相のトルク印加量による変化量の依
存性は、加算波信号Ｄの振幅とセンサ検出部から
の交流電圧信号Ｅの振幅との比により変化する。
加算後信号Ｆを制御しやすく、かつ安定なものに
するには、加算波信号Ｄの振幅を予め設定した値
にする必要がある。この設定値は、加算波信号Ｄ
の振幅が、センサ検出部からの交流電圧信号Ｅの
振幅に対して0.01〜100の範囲内の比とするのが
望ましい。振幅変化出力を得るためには、前記
（12）式の条件が成立する必要があり、また位相
変化出力を得るためには、前記（15）式の条件が
成立する必要がある。この条件を実現するために
は、検出信号f₀に対して、加算信号f₃の振幅が大
きい方が、可変範囲が広がり、設定が容易であ
り、制御性も高い。これは、振幅比で１〜100の
範囲が適する。ただし、トルクに依存しない検出
信号成分f₂が、トルクのみに依存する検出信号成
分f₀に比べて小さいときには、加算信号f₃の振幅
値も小さくてよい。従つてこの場合は前記条件を
実現するためには、検出信号f₀に対する加算信号
f₃の振幅比は0.01〜１の範囲が適する。なお、本
実施例でその比の値を10とした。

従つて加算波信号Ｄの位相を位相器６７により
150°に設定すると、加算後信号Ｆは印加トルクに
より振幅のみ変化する特性となる。該信号Ｆは簡
単な飽絡線検波あるいは自乗検波方式の検波器６
９、低周波過器７０、直流電圧減算器７１及び
増幅器７２を介して最終出力Ｇとして出力され
る。この最終出力Ｇは、印加トルクによる変化成
分を完全に振幅変化に変換した交流電圧信号Ｆを
検波することにより得られたものであり、直線性
が良好で、かつ感度と精度とも高い出力である。

上記のごとく、本発明の応力検出装置は、線形
化回路等を必要とせずに、簡単な構造で直線出力
を得ることができる。

実施例２本実施例の応力検出装置の検出処理回路を示す
ブロツク図を第１３図に示す。該応力検出装置は
実施例１の第１図における振幅調整器６６と位相
器６７の代わりに同期式発振器７３を設けた以外
は実施例１と同様な応力検出装置である。

上記同期発振器７３は、他の発振器からの発振
信号を基準とし、該発振器の交流電圧出力と同じ
あるいは異なつた種類の対称交流波形電圧を同じ
周波数で発生し、かつその交流電圧出力の振幅と
位相は独立に設定できるものである。該同期式発
振器７３は、発振器６１と同期をとるため結合さ
れ、その出力は、信号加算器６８に加算波信号Ｄ
として入力される。

上記加算波信号Ｄは、同期式発振器７３により
振幅と位相が設定された対称交流波電圧となる。
従つて、この同期式発振器７３の出力Ｄの位相を
第１２図に示す如く60°、150°、240°、330°のいず
れかに設定することにより実施例１と同様な効果
が得られる。更に、本実施例１よりも加算波信号
Ｄの振幅と位相の設定が容易である。

この応力検出装置を用い、同期式発振器７３の
出力Ｄの位相を150°としシヤフト５にトルクを印
加して得られる出力電圧Ｇを測定した結果を第１
４図に示す。

第１４図より明らかなように、印加トルクの変
化に対して出力電圧Ｇは直線的に変化している。

上記のように、本発明の応力検出装置は応力に
対して良好な直線性の出力電圧を得ることができ
る。

実施例３本実施例の応力検出装置の検出処理回路を示す
ブロツク図を第１５図に示す。該応力検出装置は
実施例１の第１図における検波器６９の代わりに
位相差検出器７４を設けた以外は実施例１と同様
な応力検出装置である。

上記位相検出器７４は２つの交流波形電圧の位
相差を検出するものであり、２つの入力を持ち、
その入力の一方には、センサ検出器６４からの交
流電圧信号Ｅに加算波信号Ｄが加算された加算後
信号Ｆが供給され、他方には、交流増幅器６２よ
り分岐された出力信号Ｃ３が供給されている。

本実施例の場合、加算波信号Ｄの位相を第１２
図において60°あるいは240°に設定し、加算波信
号Ｄの振幅は予め設定された値にしている。従つ
て、加算後信号Ｆは、第１１図に示すごとく、シ
ヤフト５に印加するトルクの変化に対しては振幅
は変化せず、位相のみが変化する特性を有する。
ここで位相差検出器７４を用い交流増幅器６２か
ら出力される交流信号電圧Ｃから分岐した交流信
号電圧Ｃ３を基準とし、加算後信号Ｆの位相を検
出することによりシヤフト５に印加されるトルク
量に対応する位相変化が検出できる。

本実施例では、実施例１及び２と比較して、セ
ンサ検出部からの信号Ｅに加算波信号Ｄを加算す
ることにより加算後信号Ｆの位相変化として印加
応力を検出することができるという利点がある。

この応力検出装置を用い、加算波信号Ｄの交流
増幅器６２の出力Ｃに対する位相を240°としシヤ
フト５にトルクを印加して得られる出力電圧Ｇを
測定した。その結果を第１６図に示す。なお、第
１６図において、交流増幅器６２の出力から分岐
した信号Ｃ３と信号加算器６８からの出力Ｆとの
位相差を同時に右側軸線に示してある。

第１６図より明らかなように、印加トルクの変
化に対して出力電圧Ｇすなわち位相差は直線的に
変化している。

上記のように、本発明の応力検出装置は、応力
に対して良好な直線性の出力電圧を得ることがで
きる。

なお、本実施例において、実施例２と同様に、
同期式発振器を用いて、発振器６１の交流電圧出
力と同期し、しかも同じ周波数の発振器６１の交
流電圧出力と同じあるいは異なつた種類の予め設
定された振幅と位相を有する対称交流波形電圧を
加算波信号Ｄとして信号加算器６８に入力させて
もよい。

また、前記位相差検出器７４は位相差をアナロ
グ電圧として出力するものとして説明したが、デ
ジタルカウントによりデジタル出力するものでも
よい。

実施例４本実施例の応力検出装置の検出処理回路を示す
ブロツク図を第１７図に示す。該応力検出装置は
実施例１の第１図において位相器６７より出力さ
れた加算波信号Ｄを分岐し、その分岐した一方の
信号Ｄ１を信号加算器６８に供給し、他方の信号
Ｄ２を検波器６９１及び低周波過器７０１を介
して直流電圧減算器に供給する以外は実施例１と
同様なものである。これは回路処理上生じるオフ
セツト電圧を効果的に補償することを目的として
いる。なお、上記分岐した他方の信号Ｄ２は、検
波器６９１を介し低周波過器７０１により直流
信号Ｈにされた後、直流電圧減算器７１に供給さ
れ、前記実施例１で説明した処理を受けた信号電
圧との減算が行なわれる。なお、この信号Ｈは
印加トルクに無関係の電圧である。

本実施例の場合、検波器６９１と低周波過器
７０１により変換された直流電圧信号Ｈが、前記
の加算後信号Ｆから検波器６９と低周波過器７
０より得られる直流電圧より直流電圧減算器７
１によつて減算されているので、加算波信号Ｄの
変動及びドリフトの影響を除去することができ
る。これは、加算後直流電圧に変換されたセンサ
信号には、重畳された加算波信号Ｄによる成分
が大きな比率を占めているので、加算波信号Ｄの
振幅値の設定値からの変動、ドリフトがある場合
には、大きな出力変動として出力されてしまうた
めであり本実施例では、減算することによりオフ
セツト電圧の除去ができ、同時に加算波信号Ｄの
変動ドリフトを打ち消す。

本実施例によれば、加算波信号Ｄの振幅設定値
からの変動に対して、極めて安定した出力を得る
ばかりでなく、加算波信号Ｄの振幅設定値の設定
確度も下げることができ、その値の設定も容易に
なる。また、信号処理上加算した値を再び減算し
ているので見かけ上センサ単体の理想的特性が出
力される。

以上の実施例１ないし４において、最終出力Ｇ
は印加トルクが零の時に零としたが、基準電圧を
零以外の他の電圧に設定してもよい。その設定に
は直流電圧減算器７１の減算値の設定を変更する
だけでよい。

また、最終出力の印加トルクによる変化幅も表
示あるいは制御に適した値に設定してもよく、そ
の制定は増幅器７２を用いて容易に行なうことが
できる。

更に、励磁コアおよび検出コアとして十字交差
型のコアを使用したが、これに替えて、被測定体
を取り巻くリング状コアを２個設け、その一方を
励磁コア、他方を検出コアとして用いてもよく、
また複数のコアを組合せて、励磁コア群、検出コ
ア群として用いてもよく更に複数のポールを持つ
各種の形状のコアを用いてもよい。

実施例２において発振器６１と同期式発振器７
３の代りにクワドラチヤ発振器の様に同期した
sin波と位相差が90°のcos波を同時に発生する発
振器を用い、一方の出力を交流増幅器６１へ供給
し、他方sinθ波とcos波の合成により加算波信号
Ｄを発生させ用いてもよい。

〔発明の効果〕

本発明の応力検出装置は、被測定体に印加され
る応力を磁歪効果を用い検出した検出波が、応力
により振幅と位相が共に変化する性質を、回路処
理によつて振幅あるいは位相の一方の成分変化の
出力に変換することにより、応力と出力電圧との
関係を直線化することができるものである。

それ故、複雑で高価な直線化回路を必要とせ
ず、簡単な構造の装置にすることができ調整も容
易である。また、簡単な回路構成のため、ノイズ
が減少し、感度、精度とも非常に優れた応力検出
装置である。

【図面の簡単な説明】

第１図は実施例１における本発明装置の検出回
路の構成の一例を示すブロツク図、第２図は従来
装置における応力検出センサの構造の一例を示す
図、第３図は第２図における−線断面図、第
４図は従来装置における検出回路の構成を示すブ
ロツク図、第５図は第４図の点Ａでの信号波形を
示すグラフ、第６図は従来装置における最終出力
の状態を示すグラフ、第７図は実施例１における
本発明装置の応力検出センサの構造の一例を示す
図、第８図は第７図における−線断面図、第
９図は同装置における検出信号Ｅの信号波形を示
すグラフ、第１０図は同装置における加算後信号
Ｆの信号波形を示すグラフ、第１１図は同装置に
おける他の設定条件での加算後信号Ｆの信号波形
を示すグラフ、第１２図は同装置における加算後
信号Ｆの信号波形の振幅変化量及び位相変化量の
加算波信号Ｄとの関係を示すグラフ、第１３図は
実施例２における本発明装置の検出回路の構成の
一例を示すブロツク図、第１４は同装置における
最終出力信号とトルクとの関係を示すグラフ、第
１５図は実施例３における本発明装置の検出回路
の構成の一例を示すブロツク図、第１６図は同装
置における最終出力信号とトルクとの関係を示す
グラフ、第１７図は実施例４における本発明装置
の検出回路の構成の一例を示すブロツク図であ
る。３１……交流電源、４１１……励磁コイル、４
２１……検出コイル、６１……発振器、６２……
交流増幅器、６３……センサ励磁部、６４……セ
ンサ検出部、６５……高調波除去器、６６……振
幅調整器、６７……位相器、６８……信号加算
器、６９，６９１……検波器、７０，７０１……
低周波過器、７１……直流電圧減算器、７２…
…増幅器、７３……同期式発振器、７４……位相
差検出器。

Claims

【特許請求の範囲】

１正弦波または三角波等の対称交流波形電圧を
発生する交流電源と、前記交流電源で駆動され、
かつ被測定強磁性体の一部を一定の方向に交番磁
化するための励磁コイルと、前記交番磁化により
発生する磁束成分を検出するための検出コイル
と、前記励磁コイルに印加する電圧の一部を取り
出してその電圧波形から得られる波形の振幅と位
相とを調整した電圧を、前記検出コイルに誘起さ
れる電圧信号に加算する加算回路とを備え、加算
処理後の信号波形の変化量より被測定強磁性体の
応力量を検出し得るように構成したことを特徴と
する応力検出装置。