JPH0476241B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、隣り合つた２つの周波数帯域をもつ
信号を入力し、各帯域に属するフイルタ出力を分
離して出力するようにした帯域分離フイルタに関
するものである。

〔発明の背景〕

米国でのテレビの衛星放送においては、11.7〜
12.7GHzという広帯域の周波数帯が用いられる
が、このような広帯域ではそのままでは信号処理
が技術的に困難になるので、11.7〜12.2GHzの第
１の帯域と12.2〜12.7GHzの第２の帯域に分け、
受信チヤンネルがその何れの帯域にあるかによ
り、第１の帯域と第２の帯域を選択的に切換えて
受信することのできる受信機が必要である。

第１図は一般的な衛星放送受信機の構成例を示
すブロツク図である。同図において、１はアンテ
ナ、２はダウンコンバータ（周波数変換器）、３
は同軸ケーブル、４は屋内受信ユニツト、５はチ
ユーナ、６はFM復調器、７は信号処理回路、で
ある。

第１図を参照する。アンテナ１で受信した信号
を周波数変換器であるダウンコンバータ２で1G
Hz帯の信号に変換し、そして同軸ケーブル３で屋
内の受信ユニツト４へ伝送し、さらに該受信ユニ
ツト内の1GHzチユーナ５で選局し、希望信号を
400MHz帯の信号へ変換して取り出し、FM復調
器６においてベースバンドの映像と音声信号を復
調し、この信号は信号処理回路７を通つて出力さ
れる。

ここで、ダウンコンバータ２は、或る固定周波
数の発振器とミキサをもち、入力信号周波数と前
記発振器の周波数を前記ミキサにおいて混合する
ことにより周波数変換して出力する周波数変換器
であるが、前記第１の帯域と第２の帯域から成る
信号（すなわち11.7〜12.7GHzの周波数帯域をも
つ信号）を入力された場合、前記発振器の固定周
波数を10.7GHzとすると、ダウンコンバータ２の
出力信号帯域は1.0〜2.0GHzとなり、受信ユニツ
ト４の1GHzチユーナー５としては、1.02.0GHz周
波数帯域を受信し、選局して400MHzの信号に変
換して出力する広帯域チユーナが要求される。

第２図は一般的な1GHzチユーナ５の構成を示
すブロツク図である。同図において、８は増幅
器、９はフイルタ回路、１０は増幅器、１１は周
波数混合器、１２は可変周波発振器、１３は狭帯
域の帯域通過フイルタ（BPF）、１４はAGC増幅
器、である。

第２図を参照する。同図に示したチユーナ５
は、入力された信号を増幅器８で増幅し、次に希
望信号を通過させ、イメージ信号等の不要妨害波
を除去するフイルタ回路９を通して増幅器１０で
増幅し、更に周波数混合器１１と可変周波数の発
振器１２から成る周波数変換器で希望信号を
400MHzに変換し、狭帯域の帯域通過フイルタ１
３で該信号を取り出し、AGC増幅器１４で信号
電力を増幅し一定電力として後段のFM復調回路
へ伝送する構成をとつている。

この構成において1.0〜2.0GHzの信号を受信す
るには、入力段のフイルタ回路９において1.0〜
2.0GHzの周波数可変幅を要求され、発振器１２
においては1.4〜2.4GHzの周波数可変幅が要求さ
れるが、この周波数の広帯域可変が技術的に困難
であるため、かかる構成の1GHzチユーナは使え
ない。

そこで第３図に示すような従来のチユーナが使
用される。同図において１５はバツフア増幅器で
あり、そのほか、第２図におけるのと同じものに
は同じ符号を付してある。

第３図に示したチユーナ５は、1.0〜1.5GHzの
第１の帯域と、1.5〜2.0GHzの第２の帯域を選択
的に切換えて受信するためのａとｂの２系列の異
なる入力回路をもつ1GHzチユーナの構成がとら
れている。

第３図において、入力された信号は増幅器８で
増幅された後、異なる帯域のフイルタ回路９ａと
９ｂの間の干渉をさけるためバツフア増幅器１５
ａと１５ｂで選択的に分配され、各々がフイルタ
回路９ａと９ｂへ選択的に入力する。この入力信
号帯域の切換えは、ａとｂの各系列の電源を切り
換えて行なう。

この可変周波数特性をもつフイルタ回路９ａ，
９ｂには第４図に示す如きマイクロストリツプ線
路により構成されたフイルタ回路が用いられる。

ここでマイクロストリツプ線路というのは、周
知のように、誘電体基板の一面にストリツプ導体
が、他面に接地導体がそれぞれ配置されて成るも
のであるが、第４図においては、ストリツプ導体
の側から見たフイルタ回路の平面図が示されてい
る（但し、基板の図示は省略してある）。

第４図において、１６は入力線路（ストリツプ
導体のことをここでは線路ともいう。以下同じ）、
１７は出力線路、１８は共振器（一端が抵抗Ro
を介して開放され他端が可変容量ダイオード１９
により終端された線路）、である。

第４図に示したマイクロストリツプ線路フイル
タ回路では、入力信号帯域の中心周波数の1/4波
長相当の長さをそれぞれもつ入力線路１６と出力
線路１７を、それぞれの先端Ｆを開放として平行
に配置し、その間に、入力信号帯域の中心周波数
のほゞ1/4波長相当の長さをもち、その一端が抵
抗Roを介して開放、他端が可変容量ダイオード
１９を介して終端（図示せざる基板の裏面に配置
された接地導体に接続）された線路から成る共振
器１８を配置した構成をとつている。

この共振器１８の可変容量ダイオード１９への
バイアス電圧は高抵抗の抵抗素子あるいは高イン
ピーダンスのコイルを介して供給される。このフ
イルタ回路の特性例を第５図に示す。

可変容量ダイオード１９への印加電圧（バイア
ス電圧）を0Vから15Vまで変化させたとき、
1.1GHzを共振周波数にもつ減衰特性(イ)から1.7G
Hzを共振周波数にもつ減衰特性(ロ)まで、帯域通過
特性がスムーズに変化していることが第５図にお
いて認められるであろう。この可変帯域通過特性
はフイルタ回路における線路長を変えることで任
意に変えることができる。

このフイルタ回路は分布定数のマイクロストリ
ツプ線路で構成されているため、通常のLCフイ
ルタに比べ、特性バラツキが小さく、安定な特性
が得られ、低損失で不要波帯域の抑圧も十分に得
られるなどの特長を持つが、その反面、分布定数
線路で構成されるため、1.5GHzの周波数では、
その1/4波長相当の長さが、ガラスエポキシ基板
を用た場合で約３cmとなるため、形状が大形にな
るという欠点を持つている。

他方、かかるマイクロストリツプ線路フイルタ
を第３図に示した広帯域1GHzチユーナ５におい
て、各帯域毎にフイルタ回路９ａ，９ｂとして配
置し、かつこれら両フイルタ間の干渉を除去する
ため、バツフア増幅器１５ａと１５ｂを配置した
構成となつているため、従来の広帯域1GHzチユ
ーナは、その入力回路部が大形になるという欠点
をもつている。

また、入力部の増幅器８，１８ａ，１５ｂは混
変調等の歪特性を良好にするため、大電流で駆動
し、しかも広帯域であるように設計され、かつ帯
域切換時の増幅器１５ａと１５ｂの間の入力イン
ピーダンス変動を小さくするような設計が必要な
ことから、従来の広帯域1GHzチユーナは消費電
力が大きく、設計が困難であるという欠点をもつ
ていた。

〔発明の目的〕

本発明は、上述の如き従来技術の欠点を除去す
るためになされたものであり、従つて本発明の目
的は、それ自体、形状が小形であると共に、1G
Hzチユーナの入力部に用いられたとき、バツフア
増幅器の接続を要しないため、該入力部を更に一
段と小形化でき、しかも消費電力の低減を可能に
することのできる帯域分離フイルタを提供するこ
とにある。

〔発明の概要〕

本発明においては、上記目的を達成するため、
誘電体基板上に第１乃至第５のストリツプ導体を
平行に配置して成るマイクロストリツプ線路によ
つて帯域分離フイルタを構成し、第１および第５
の導体をそれぞれ出力導体、第３の導体を入力導
体とし、入力導体に互いに隣接した第１の帯域と
第２の帯域から成る信号を入力し、二つの出力導
体の各々から各帯域に属するフイルタ出力を分離
して取り出すようにしたことを特徴としている。

〔発明の実施例〕

次に図を参照して本発明の一実施例を説明す
る。第６図は本発明の一実施例を示す説明図であ
る。同図において、２０〜２４はそれぞれ線路、
２５，２６はそれぞれ可変容量ダイオード、２
７，２８はそれぞれ抵抗、２９，３１はそれぞれ
出力端子、３０は入力端子、破線Ｓは基板上の或
る基準位置、を示す。

第６図に示した構成は、マイクロストリツプ線
路を基本構成とするフイルタ回路であつて、線路
２０、線路２１、線路２２、線路２３、線路２４
の各一端を基準位置Ｓに揃えた上で、そこから平
行に配置し、この基準位置側にある線路２０の一
端を出力端子２９とし、線路２１は同じくその一
端を可変容量ダイオード２５で終端し、線路２２
はその一端を入力端子３０とし、線路２３はその
一端を可変容量ダイオード２６で終端し、線路２
４はその一端を出力端子３１とし、前記線路２
０，２１，２２，２３および２４のうちで線路２
２の線路長は入力信号帯域の中心周波数の1/4波
長相当の長さに選び、その他端は短絡し、線２０
と線路２１の各線路長は線路２２の長さより短く
し、線路２０の他端は短絡端とし、線路２１の他
端は高抵抗２７を介して開放端とし、線路２３と
線路２４の各線路長は線路２２の長さより長く
し、線路２３の他端は高抵抗２８を介して開放端
とし、線路２４の他端は短絡端とし、線路２１及
び線路２３の各一端に接続した容量可変ダイオー
ド２５，２６のバイアス電圧は、高抵抗あるい
は、高インピーダンスのコイルを用いて供給され
るものとする。

この容量可変ダイオード２５，２６のバイアス
電圧を変化させることにより、線路２０及び２４
の出力端２９，３１よりそれぞれ異なつた帯域の
信号出力を得ることができる。また上記した様
に、線路２２の入力端３０、線路２１，２３の容
量可変ダイオード２５，２６による終端、及び線
路２０，２４の出力端２９，３１を同一位置（基
準位置Ｓ）にそろえる構成をとつているために線
路２０及び２４の出力端２９，３１より得られる
信号は、お互いにほとんど干渉しないし、低損失
であるという利点がある。

第７図に第６図に示した本発明の一実施例とし
てのフイルタの特性を示す。第７図ａは、線路２
０の出力端２９より得られる信号の特性を示し、
第７図ｂは線路２４の出力端３１より得られる信
号の動性を示すものである。

第７図ａにおいて、容量可変ダイオード２５の
バイアス電圧を0Vから15Vまで変化させること
により、1.4GHzを共振周波数とする減衰特性か
ら2.1GHzを共振周波数とする減衰特性へスムー
ズに特性が移行していることが認められるであろ
う。これにより線路２０の入力端２９より得られ
るフイルタ出力は、入力信号の第２の帯域（1.5
〜2.0GHz）をカバーするに足るものであること
が判る。

第７図ｂにおいて、容量可変ダイオード２６の
バイアス電圧を0Vから15Vまで変化させること
により、0.9GHzを共振周波数とする減衰特性か
ら1.6GHzを共振周波数とする減衰特性へスムー
ズに特性が移行していることが認められるであろ
う。これにより線路２４の出力端３１より得られ
るフイルタ出力は、入力信号の第１の帯域（1.0
〜1.5GHz）をカバーするに足るものであること
が判る。

このようにして本発明によるフイルタを用いる
ことにより、そう入損が小さく、不要波帯域を充
分に抑圧し、さらにお互にまつたく干渉すること
なく、異なつた帯域の信号を同時に取り出すこと
ができる。またマイクロストリツプ線路２３，２
４の長さを変えることにより、どの様な帯域の信
号を取り出すことも可能である。

また、第６図におけるマイクロストリツプ線路
２２の短絡端を容量可変ダイオードで終端したフ
イルタも良好な特性が得られる。かかる構成のフ
イルタを第８図に第６図の実施例の変形例として
示す。

これは上記した様に、線路２２の短絡端を容量
可変ダイオード３３で終端したもので、バイアス
は端子３４より抵抗３５を介して供給される。こ
のフイルタは線路２１と容量可変ダイオード２５
より成る共振器を駆動し、線路２０の出力端子２
９より第７図ａに示す様な特性を得ようとする
時、前記線路２２と容量可変ダイオード３３より
成る共振器の共振周波数を、第７図ａの出力帯域
（1.5〜2GHz）の中心周波数（1.75GHz）に設定す
るように容量可変ダイオード３３に、バイアス電
圧Voをかけ、一方、線路２３と容量可変ダイオ
ード２６より成る共振器を駆動し、線路２４の出
力端子３１より第７図ｂに示す様な特性を得よう
とするとき、前記線路２２と容量可変ダイオード
３３より成る共振器の共振周波数を第７図ｂの出
力帯域（１〜1.5GHz）の中心周波数（1.25GHz）
に設定する様にバイアス電圧V₁をかけるもので
ある。

このように前記バイアス電圧Vo及びV₁を切り
換えて、入力線路２２と容量可変ダイオード３３
よりなる共振器の共振周波数を、出力端子２９あ
るいは３０より出力される信号の中心周波数に設
定することにより、前記第６図の入力線路２２の
線路長を入力信号周波数帯域の中心周波数に共振
する様に選んだ場合に比較して、第６図に示すフ
イルタ以上に、そう入損が小さく、不要波帯域を
充分に抑圧し、さらにお互いにまつたく干渉する
ことなく異なつた帯域の信号を出力するフイルタ
を得ることができる。

第９図に本発明によるフイルタ回路を用いた広
帯域1GHzチユーナの構成を示す。同図において、
３２が本発明による帯域切換フイルタであり、そ
のほか、第３図におけるのと同じ符号は同じもの
を示している。

すでに説明したように、本発明による帯域切換
フイルタ３２は、異なる帯域を分離して出力する
可変同調フイルタであるから、これを用いれば分
配用のバツフア増幅器は不要であり、かつ、１個
のフイルタ回路で1GHzチユーナの入力部を構成
できるため、該入力部回路の大幅な小形化、低消
費電力化、低歪特性化が実現できる。

第９図において可変同調フイルタ３２とし第６
図に示すフイルタを用いる場合、可変容量ダイオ
ードに対するバイアス電圧を発振器１２ａ，１２
ｂ，の周波数を変える選局電圧と対応させて印加
することにより良好な同調特性が得られ、しかも
ａとｂの２つの受信系の電源を切り換えること
で、受信帯域の切り換えが容易にできる。

また、フイルタ３２として第８図に示すフイル
タを用いるときは、受信系の電源を切り換えると
同時に、第８図の容量可変ダイオード３３に供給
されるバイアス電圧を切り換えて使用する。本フ
イルタ回路の特性から受信帯域切換の影響は小さ
く、安定な特性が得られる。

第１０図ａ，ｂはそれぞれ、第６図に示した実
施例の別の変形例を示す説明図である。同図ａは
第６図における線路２４の出力端３１を開放し、
短絡端を出力端としたものである。

第１０図ｂは第６図における線路２０及び２４
の出力端２９，３１を開放し、短絡端を出力端と
したものである。

また第１０図ａ，ｂにおいて、入力線路２２の
短絡端を可変容量ダイオードで終端した構成を用
いても良好な特性が得られることは明らかであ
る。ここで、いずれの場合も、入力線路２２の入
力端３０方向にある全線路端をすべて同一の基準
位置Ｓにそろえる必要がある。

第１１図は本発明の他の実施例を示す説明図で
ある。同図において第６図におけるのと同じ符号
は同じものを示している。

さて、第１１図に示した構成は、マイクロスト
リツプ線路を基本構成とするフイルタ回路であつ
て、線路２０、線路２２、線路２３、線路２４の
各一端を基準位置Ｓに揃えた上で、そこから平行
に配置し、この基準位置側にある線路２０の一端
を出力端子２９とし、線路２１の同じくその一端
を開放端とし、線路２２の一端を入力端子３０と
し、線路２３の一端は開放端とし、線路２４の一
端を出力端子３１とし、前記線路２０，２１，２
２，２３および２４のうちで、線路２２の線路長
は入力信号帯域の中心周波数の1/4波長相当の長
さに選び、他端は開放端とし、線路２０と線路２
１の各線路長は線路２２の長さより短くし、線路
２０の他端は開放端とし、線路２１の他端は可変
容量ダイオード２５で終端し、線路２３と線路２
４に各線路長は線路２２の長さより長くし、線路
２３の他端は可変容量ダイオード２６で終端し、
線路２４の他端は開放端とし、線路２１及び線路
２３に接続した容量可変ダイオード２５，２６の
バイアス電圧は抵抗あるいは高インピーダンスの
コイルを用いて供給されるものとする。

この容量可変ダイオード２５，２６のバイアス
電圧を変化させることにより、線路２０及び２４
の出力端２９，３１よりそれぞれ違つた帯域の信
号出力を得ることができる。また、上記した様
に、線路２２の入力端３０、線路２１，２３の開
放端、線路２０，２４の出力端２９，３１を同一
の基準位置Ｓにそろえる構成をとつているため
に、線路２０及び２４の出力端２９，３１より得
られる信号は、お互いにほとんど干渉しないし低
損失であるという利点がある。

第１１図に示した本発明の実施例のフイルタ特
性は、第６図の実施例のそれを示した第７図の特
性図とほゞ同じである。

第１２図ａ，ｂはそれぞれ第１１図に示した実
施例の変形例を示す説明図である。

第１２図ａは第１１図における線路２４の出力
端３１を短絡し、開放端を出力端３１′としたも
のである。また第１２図ｂは第１１図における線
路２０及び２４の出力端２９，３１を短絡し、開
放端を出力端２９′，３１′としたものである。

ここで、いずれの場合も、入力線路２２の入力
端３０の側において全線路端をすべて同一の基準
位置Ｓに揃える必要がある。

かかる回路においても同じ効果が得られること
は明らかである。また以上の説明においては可変
容量ダイオードを用いた可変フイルタについて述
べたが、固定容量を用いた固定フイルタにおいて
も同様の効果が得られることは明らかである。

〔発明の効果〕

本発明によると、入力ストリツプ導体の両側に
隣接して、それぞれ違つた帯域で可変同調するマ
イクロストリツプ導体と容量可変ダイオード（あ
るいは固定容量）から成る共振器を配し、さらに
その共振器に隣接して出力ストリツプ導体を配置
した構成を用いることにより、２つの出力ストリ
ツプ導体からそれぞれ違つた帯域の信号を取り出
すことを特徴とした小形で広帯域可変で低損失
で、不要波を充分に抑圧し得るマイクロストリツ
プ線路フイルタを得ることができ、またこのフイ
ルタを広帯域チユーナに応用することにより、そ
の入力回路部の大幅な小形化、低消費電力化、歪
特性の改善を図り得る等の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的な衛星放送受信機の構成例を示
すブロツク図、第２図は一般的な1GHzチユーナ
の構成を示すブロツク図、第３図は従来の1GHz
チユーナの構成例を示すブロツク図、第４図は従
来のマイクロストリツプ線路フイルタ回路を示す
説明図、第５図は第４図に示したフイルタ回路の
特性例を示すグラフ、第６図は本発明の一実施例
を示す説明図、第７図は第６図に示した実施例の
特性を示すグラフ、第８図は第６図に示した実施
例の変形例を示す説明図、第９図は本発明による
フイルタを取り入れた1GHzチユーナの回路構成
を示すブロツク図、第１０図ａ，ｂはそれぞれ第
６図に示した実施例の別の変形例を示す説明図、
第１１図は本発明の他の実施例を示す説明図、第
１２図ａ，ｂはそれぞれ第１１図に示した実施例
の変形例を示す説明図、である。 符号説明、１……アンテナ、２……ダウンコン
バータ、３……同軸ケーブル、４……受信ユニツ
ト、５……チユーナ、６……FM復調器、７……
信号処理回路、８……増幅器、９……フイルタ回
路、１０……増幅器、１１……周波数混合器、１
２……可変周波発振器、１３……帯域フイルタ
（BPF）、１４……AGC増幅器、１５……バツフ
ア増幅器、１６……入力線路、１７……出力線
路、１８……共振器、１９……可変容量ダイオー
ド、２０〜２４……線路、２５，２６……可変容
量ダイオード、２７，２８……抵抗、２９，３１
……出力端子、３０……入力端子、３２……帯域
切換フイルタ、３３……可変容量ダイオード、３
４……バイアス端子、３５……抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘電体基板の一面にストリツプ導体が、他面
   に接地導体がそれぞれ配置されて成るマイクロス
   トリツプ線路において、前記ストリツプ導体とし
   て、第１乃至第５の各導体をそれぞれの一端を揃
   えて相互に平行に配置し、第１の導体の前記一端
   を第１の出力端子とし、第２の導体の前記一端を
   第１の容量可変ダイオードを用いて終端し、第３
   の導体の前記一端を入力端子とし、第４の導体の
   前記一端を第２の容量可変ダイオードを用いて終
   端し、第５の導体の前記一端を第２の出力端子と
   し、第１乃至第５の導体のうち、第３の導体の前
   記一端から他端に至る長さを、入力信号帯域の中
   心周波数の1/4波長相当の長さに選択すると共に、
   該第３の導体の他端は前記接地導体へ短絡し、第
   １の導体と第２の導体の各長さは前記第３の導体
   の長さより短くすると共に、第１の導体の他端は
   接地導体へ短絡し、第２の導体の他端は開放と
   し、第４の導体と第５の導体の各長さは前記第３
   の導体の長さより長くすると共に、第４の導体の
   他端は開放とし、第５の導体の他端は接地導体へ
   短絡し、第２および第４の各導体の一端にそれぞ
   れ接続された第１および第２の容量可変ダイオー
   ドにバイアス電圧を可変供給するようにし、前記
   入力端子に入力される信号帯域に対し、前記第１
   および第２の出力端子から互いに異なつた第１お
   よび第２の帯域に属する信号出力を得るようにし
   たことを特徴とする帯域分離フイルタ。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の帯域分離フイ
   ルタにおいて、前記第３の導体の他端を第３の容
   量可変ダイオードを介して接地導体へ終端し、該
   ダイオードにバイアス電圧を可変供給するように
   したことを特徴とする帯域分離フイルタ。 ３ 特許請求の範囲第１項に記載の帯域分離フイ
   ルタにおいて、前記第１の導体の一端を開放と
   し、他端を出力端子としたことを特徴とする帯域
   分離フイルタ。 ４ 特許請求の範囲第１項に記載の帯域分離フイ
   ルタにおいて、前記第１および第５の各導体の一
   端を開放とし、他端を出力端としたことを特徴と
   する帯域分離フイルタ。 ５ 誘電体基板の一面にストリツプ導体が、他面
   に接地導体がそれぞれ配置されて成るマイクロス
   トリツプ線路において、前記ストリツプ導体とし
   て、第１乃至第５の各導体をそれぞれの一端を揃
   えて相互に平行に配置し、第１の導体の前記一端
   を第１の出力端子とし、第２の導体の前記一端を
   開放とし、第３の導体の前記一端を入力端子と
   し、第４の導体の前記一端を開放とし、第５の導
   体の前記一端を第２の出力端子とし、第１乃至第
   ５の導体のうち、第３の導体の前記一端から他端
   に至る長さを、入力信号帯域の中心周波数の1/4
   波長相当の長さに選択すると共に、該第３の導体
   の他端は開放とし、第１の導体と第２の導体の各
   長さは前記第３の導体の長さより短くすると共
   に、第１の導体の他端は開放とし、第２の導体の
   他端は第１の容量可変ダイオードを用いて終端
   し、第４の導体と第５の導体の各長さは前記第３
   の導体の長さより長くすると共に、第４の導体の
   他端は第２の容量可変ダイオードを用いて終端
   し、第５の導体の他端は開放とし、第２および第
   ４の各導体の他端にそれぞれ接続された第１およ
   び第２の容量可変ダイオードにバイアス電圧を可
   変供給するようにし、前記入力端子に入力される
   信号帯域に対し、前記第１および第２の出力端子
   から互いに異なつた第１および第２の帯域に属す
   る信号出力を得るようにしたことを特徴とする帯
   域分離フイルタ。 ６ 特許請求の範囲第５項に記載の帯域分離フイ
   ルタにおいて、前記第５の導体の一端を接地導体
   へ短絡し、他端を出力端としたことを特徴とする
   帯域分離フイルタ。 ７ 特許請求の範囲第５項に記載の帯域分離フイ
   ルタにおいて、前記第１および第５の各導体の一
   端を接地導体へ短絡し、他端をそれぞれ出力端と
   したことを特徴とする帯域分離フイルタ。