JPH0458760A - 共振型ｄｃ―ｄｃコンバータの出力制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換出力を制
御するための方法に係り、特に共振回路のスイッチを開
閉させるパルスの間引きにより変換出力を制御するもの
である。

〔従来の技術〕

ｒｃｌａ＋ｓ　Ｅ　＋ｅｓｏｎａｎ＋　Ｒｅｇｕｌａｔ
ｃｄ　ＤＣ／ＤＣＰａｖｃｒ　Ｃｏｎｖｅ＋ｊｅ＋＋：
ＡｎａｌＨｉ＋　ｔｈｊ　０ｐｅｒａ＋ｉｏｎ＋、ａｎ
ｄ　Ｅｒｐｃ＋ｉｍｅｎ）ａｌ　Ｒｅ＋ｕｌＮ　ａｔ　
１．５１１Ｈｘ　Ｊ　ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯ
ＮＳＯＮ　ＰＯＷＥＲＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣ８ＶＯＬ、
ＰＥ−Ｉ　ＮＯ，２，ＡＰＲＩＬ　１９８６、またはＵ
ＳＰ第４，６０７．３２３号公報には、スイッチの開閉
周波数を変化させて変換出力を制御する共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが記載されている。

また、「補助スイッチにより電圧調整を行う準Ｅ級共振
形ＤＣ−ＤＣコンバータの静特性の解析」電子情報通信
学会論文誌　Ｃ−Ｉｆ　　Ｖｏｌ、１７２−Ｃ−ｎＮａ
　６　ｐｐ、　６０５−６１６　　に記載されているよ
うに、補助スイッチのスイッチングのデユーティを変更
して回路の共振周波数を変更し、これにより出力を制御
する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

前記ＵＳＰ第４．６０７．３２３号公報等前者の共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、入力電圧を降圧して
出力する場合、この降圧比を大きくするにつれて出力側
のインピーダンスが増大し、小レベルの共振電流が流れ
なくなり、このため、出力の制御可能範囲が狭いことに
なる。

また、後者の電子情報通信学会論文誌に記載の共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータにあっても、入力電圧を降圧して出
力する場合、上述同様に出力の制御可能範囲が狭いこと
になる。加えて、パワートランジスタや、共振電流の位
相に関する信号を帰還させるための電流位相検出手段を
追加する必要がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたもので、共振回路のス
イッチを開閉させるパルスの間引きの割合、ないしはパ
ルス数や幅等パルスの形態に基づいてスイッチング損失
の少ない動作モードで広範囲に変換出力を制御する共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御方法を提供すること
を目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明に係る共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御方
法は、共振回路のスイッチに開閉用のパルス列を導いて
該スイッチを開閉させ、変換出力を制御するようにした
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ｍ　（ｍ＝２．
３…）個のパルスよりなるパルス列から、連続するｎ　
（＜ｍ）個のパルスが間引かれるように構成され、上記
ｍとｎとの比率を上記変換出力の変動に応じて変更する
ことにより変換出力を制御するようにしたものである。

上記において、ｍ個のパルスよりなるパルス列は、 パルス休止区間Ｔｏと、 初回パルス区間Ｔｐと、 通常パルス区間Ｔｎと、 縮小パルス幅区間Ｔｓと から構成され、パルス休止区間Ｔｏは前記スイッチを閉
にすべきパルスが現れない期間であり、初回パルス区間
Ｔｐは前記スイッチを閉にする最初の１個または所定個
のパルスを有するパルス区間であって、上記通常パルス
区間Ｔｎに含まれる１＜ルスの幅よりも広く設定されて
おり、通常パルス区間Ｔｎは前記スイッチを閉にするパ
ルスの幅が一定にされた区間であり、縮小パルス幅区間
Ｔｓは前記スイッチを閉にするパルスの幅が該スイッチ
を開にするパルス幅に対して相対的に狭い区間であるこ
とを特徴とするものである（請求項２）。

また、上記において、スイッチに導かれるパルスの数（
ｍ−ｎ）を一定にし、ｍの個数を前記変換出力の変動に
応じて変更することにより変換出力を制御するようにし
てもよい（請求項３）。

また、ｍの個数を一定にし、間引かれるパルスの数ｎ（
＜ｍ）を前記変換出力の変動に応じて変更することによ
り変換出力を制御するようにしてもよい（請求項４）。

更に、前記縮小パルス幅区間Ｔｓを前記通常パルス区間
Ｔｎにおけるパルスよりも幅の狭いパルス１個だけで構
成するようにしてもよい（請求項５）。

〔作用〕

本発明に係る共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御方
法によれば、共振回路のスイッチは開閉用のパルス列に
より開閉され、この開閉により共振回路が動作し、変換
出力が制御されている。上記パルス列に関して、今、ｍ
　（ｍ　＝２　、　３…）個のパルスよりなるパルス列
から、連続するｎ　（＜ｍ）個のパルスが間引かれると
、この間引かれた区間は共振回路が動作しない。そして
、変換出力が変動すると、この変動に応じてｍとｎとの
比率が変更され、これにより変、検出力が制御される。

また、請求項２記載の方法によれば、ノ々ルス休止区間
Ｔｏの後に、初回パルス区間Ｔｐ１通常１＜ルス区間Ｔ
ｎ１縮小パルス幅区間Ｔｓの順で各区間のパルスがスイ
ッチに導かれる。初回／＜ルス区間Ｔｐのパルスにより
、動作開始時に供給電力が充分取り込まれるとともに前
回のパルス列供給時に蓄積されたエネルギーが好適に放
出される。また、通常パルス区間Ｔｎのパルスにより、
所定の変換出力が得られる。そして、縮小パルス幅区間
Ｔｓのパルスにより、供給電力が押さえられ、蓄積され
るエネルギーも低減する。

請求項３記載の方法によれば、スイッチには常に（ｍ　
−ｎ　）の連続パルスが間欠的に導かれる。

この固定的な（ｍ−ｎ）個のパルスにより、蓄積される
エネルギーが一定、かつ小さい状態に押さえられる。そ
して、変換出力の制御は、該変換出力の変動に応じてｍ
の個数が変更される（結果的にパルス休止区間が変更）
ことにより行われる。

請求項４記載の方法によれば、変換出力の変動に応じて
間引かれるパルスの数Ｈ（＜ｍ）のみが変更され、これ
により変換出力が制御される。

請求項５記載の方法によれば、前記縮小パルス幅区間Ｔ
ｓのパルスにより、供給電力が押さえられ、蓄積される
エネルギーが低減される。

〔実施例〕 第１図は、本発明の第１実施例を示す共振型ＤＣ−ＤＣ
コンバータのブロック図である。

コンデンサＣとコイルＬからなる直列回路は共振回路を
構成するものである。コンデンサＣ１は上記共振回路の
特性インピーダンス（共振周期に関与）を変更するため
のものである。チョークコイルＬｏは図示しない直流電
源から供給電力を上記共振回路に供給するものである。

スイッチＳＷは上記コンデンサＣ□及びダイオードＤｏ
に並列接続され、後述する緩衝回路５からの開閉用のパ
ルス列信号によりスイッチングされるようにしている。

なお、このスイッチＳＷがパワーＭＯＳトランジスタ等
で構成されているときはダイオードＤｏは除いてもよい
。

トランスＴは上記スイッチＳＷのスイッチングにより一
次側コイルＮ□を介して二次側コイルＮ２□、Ｎ２２に
電圧を誘起するものである。

ダイオードＤ、、Ｄ２およびコンデンサｃｏは上記二次
側コイルＮ２１１Ｎ２２の誘起電圧を全波整流、平滑す
るものである。なお、負荷６は出力側に接続される負荷
である。

鋸歯状波発生回路１は予め設定された繰り返し周期で鋸
歯状波（第２図、信号ａ）を発生するものである。レベ
ル判定回路２は、本コンバータの変換出力、すなわち負
荷電圧Ｖｃを検出し、該負荷電圧Ｖｃと上記鋸歯状波発
生回路１からの鋸歯状波ａとを比較し、上記鋸歯状波ａ
のレベルが負荷電圧Ｖｃ以上の期間ハイレベルのパスル
列（第２図、信号ｂ）を出力するものである。すなわち
、該レベル判定回路２は負荷電圧Ｖｃが上昇すると、出
力パルスｂの幅が狭くなり、逆に負荷電圧Ｖｃが低下す
ると、出力パルスｂの幅が広くなる。

一方、発振回路３は上記鋸歯状波ａの周波数よりも比較
的高周波のパルス列を発生するものである。アンド回路
４は上記レベル判定回路２からのパルス列すと発振回路
３からのパルス列Ｃとの論理積を取って緩衝回路５に出
力するものである（第２ＦｉＡ、信号ｄ）。

すなわち、レベル判定回路２は負荷電圧Ｖｃの変動に対
応する幅のパルスｂを出力し、アンド回路４で該パルス
ｂのローレベル期間Ｔｏ（パルス休止区間）だけ発振回
路３からのパルス列Ｃを間引くようになっている。今、
このパルスｂの１周期（鋸歯状波ａの１周期と同じ）に
含まれる発振回路３からのパルスＣの個数をｍとすると
、パルス休止区間Ｔｏに含まれるパルスＣの個数はｎ個
となっている。

そして、このパルスｄは緩衝回路５を介してスイッチＳ
Ｗに導かれ、開閉用のパルス列信号としてスイッチＳＷ
の開閉動作を制御する。スイッチＳＷはパルスのハイレ
ベルで閉にされ、ローレベルで開にされるようになって
いる。

次に、この第１実施例の動作を、第２図の波形図を参照
して説明する。

直流電源が投入されると、スイッチＳＷの開期間コンデ
ンサＣ１の他、コンデンサＣ１コイルしおよび一次側コ
イルＮ１に電流が流れ、一方スイッチＳＷの閉期間、コ
ンデンサＣ１コイルＬ、−次側コイルＮ□およびスイッ
チＳＷからなるループに共振電流ｅ（第３図、信号ｅ１
参照）が流れる。このため、二次側コイルＮ　２１　＋
　Ｎ　２２に電圧が誘起され、この誘起電圧はダイオー
ドＤ１．Ｄ２およびコンデンサｃｏにより全波整流、平
滑されて負荷６に出力される。

今、負荷６が軽い方に変化したとすると、負荷電圧Ｖｃ
が上昇し、この上昇した負荷電圧Ｖｃがレベル判定回路
２に帰還されて、レベル判定回路２からの出力パルスｂ
のハイレベル期間を短くさせる。このため、パルス休止
区間Ｔｏにおける、前記ｍ個のパルスから連続して間引
かれるパルス数ｎの個数が増加し、スイッチＳＷに導か
れるパルス数が減少して該スイッチＳＷを開閉する回数
が減少することとなる。従って、共振回路に電流が流れ
る回数も減少し、変換出力が低下するため負荷電圧の上
昇が抑制されて一定に制御されることになる。

一方、負荷６が重い方に変化したとすると、負荷電圧Ｖ
ｃが低下し、この低下した負荷電圧Ｖｃがレベル判定回
路２に帰還されて、レベル判定回路２からの出力パルス
ｂのハイレベル期間を長くさせる。このため、パルス休
止区間Ｔｏにおける、前記ｍ個のパルスから連続して間
引かれるパルス数ｎの個数が減少し、スイッチＳＷに導
かれるパルス数が増加して該スイッチＳＷを開閉する回
数が増大することとなる。従って、共振回路に電流が流
れる回数も増加し、変換出力が上昇するため負荷電圧の
低下が抑制されて一定に制御されることになる。

このように、パルスの間引きにより、一定数のｍ個のパ
ルスに対して間引かれるパルスの数ｎを１から（ｍ−１
）まで幅広く変更出来るので、スイッチング損失が少な
い動作モードで幅広い出力制御が行える。

なお、第３図、信号ｄｌ、ｅ工は、上記第１実施例にお
ける一般的な波形を示すものである。

同図において、パルス列ｄ□の初めの過渡期間、すなわ
ちパルスＤ　１　＋　　Ｄ　２付近では共振回路電流の
ピークが低く、徐々に高くなって安定している。

また、パルス列ｄ□の終了直後、すなわちパルスＤ（ｍ
−ｎ）直後では共振電流が過渡的に減少しながら残ると
ともに、チョークコイルＬｏに蓄積されたエネルギーに
よる電流ＩＬＯが重畳され、スイッチＳＷに過電圧とし
て作用することとなる。

策４図は、本発明に係る第２実施例を示すブロック図で
、上記第３図、信号ｄ２．ｅ２に示すようにパルス列が
パルスＤ１〜Ｄ３のように所定個数、例えば（ｍ−ｎ）
＝３個とした場合の実施例である。この実施例は、（ｍ
−ｎ）が一定で、ｍの個数、すなわちｎの個数を設定す
るパルス休止区間Ｔｏが変更されるものである。

なお、第４図において、第１図と同一番号が付されたも
のは同一機能を果たすものである。

電圧制御型発振回路７は負荷電圧Ｖｃの変動に応じて発
生パルス（第５図、信号ｆ）の周期が変更されるもので
、第５図の波形図に示すように周期の変動はパルスｆの
ハイレベル期間のみが変更されることにより行われるよ
うになされている。

ナオ、パルスｆのローレベルの期間はＴ１に固定されて
いる。すなわち、負荷電圧Ｖｃが上昇すると、パルスｆ
のハイレベル期間が長くなり、逆に負荷電圧Ｖｃが低下
すると、パルスｆのハイレベル期間が短くなる。単安定
マルチバイブレータ８は上記パルスｆの立ち上がり時点
から所定幅Ｔ２のローレベルのパルス（第５図、信号ｇ
）を出力するものである。ナンド回路９は上記電圧制御
型発振回路７からのパルスｆと単安定マルチバイブレー
タ８からのパルスｇとの論理積の反転パルス（第５図、
信号ｈ）を出力するものである。そして、このナンド回
路９からの出力パルスｈと発振回路３からのパルスＣと
がアンド回路４で論理積を取られて、前述したようにス
イッチＳＷの開閉用のパルスｉとして緩衝回路５を介し
てスイッチＳＷに導かれる。そして、スイッチＳＷは３
個のパルスにより開閉動作をした後パルス休止期間Ｔｏ
に入るという動作を繰り返す。

なお、（Ｔ１十Ｔ２）期間は一定で、この期間内に発振
回路３のパルスが３個含まれるように、上記期間Ｔ１．
Ｔ２、あるいは発振回路３の発振周波数が設定されてい
る。

以下、この第２実施例の動作を第５図を参照して説明す
る。

今、負荷６が軽い方に変化したとすると、負荷電圧Ｖｃ
が上昇し、この上昇した負荷電圧Ｖｃが電圧制御型発振
回路７に帰還されて、出力パルスｆの周期が長くなる。

この出力パルスｆはハイレベル期間のみ長くなるため、
パルス休止区間Ｔ。

が３個のパルスを含む期間（Ｔ工＋７２）に比して長く
なり、一定時間内にスイッチＳＷに導かれるパルスｉの
数が相対的に減少する。従って、スイッチＳＷを開閉す
る回数が減少することとなり、共振回路に電流が流れる
回数も減少し、変換出力が低下するため負荷電圧の上昇
が抑制されて一定に制御されることになる。

一方、負荷６が重い方に変化したとすると、負荷電圧Ｖ
ｃが低下し、この低下した負荷電圧Ｖｃが電圧制御型発
振回路７に帰還されて、出力パルスｆの周期が短くなる
。この出力パルスｆはハイレベル期間のみ短くなるため
、パルス休止区間Ｔｏが３個のパルスを含む期間（Ｔ□
＋７２）に比して短くなり、一定時間内にスイッチＳＷ
に導かれるパルスｉの数が相対的に増加する。従って、
スイッチＳＷを開閉する回数が増大することとなり、共
振回路に電流が流れる回数も増加し、変換出力が上昇す
るため負荷電圧の低下が抑制されて一定に制御されるこ
とになる。

このように、共振回路の共振電流のピークが充分に高く
ならない内にスイッチＳＷの開閉動作を停止するように
スイッチＳＷの開閉用のパルスの個数を設定することに
より、チョークコイルＬ。

に蓄積されるエネルギーに起因する過電圧の発生を押さ
えることができるようになる。なお、負荷電圧Ｖｃが制
御目標より低い場合はパルス休止区間Ｔｏに比して（Ｔ
ｌ　＋７２　）期間が相対的に広くなるが、この（Ｔ工
＋Ｔ２）期間が最も広くなる状態での上記パルス休止区
間Ｔｏの最初に現れる過電圧が許容レベル以下に規制さ
れるように、パルス休止区間Ｔｏと期間（ＴＩ　＋Ｔ２
　）との割合を決めておけば、出力が少ないなりに、過
電圧を常に許容レベル以下に押さえた状態で出力の制御
が可能となる。

第６図は、本発明の第３実施例を示すもので、スイッチ
ＳＷ開閉用のパルス列の発生部分のブロック図である。

この実施例は、ｍの個数を一定にしてｎの個数を変更す
るようにしたものである。

また、この実施例は、上記過電圧の発生を防止するとと
もに、パルス列の初めの過渡期における低レベル出力状
態を改善するものである。

なお、第６図において、第１図と同一番号が付されたも
のは同一機能を果たすものである。

同図において、レベル判定回路１０は負荷電圧Ｖｃと上
記鋸歯状波発生回路１からの鋸歯状波ａとを比較し、上
記鋸歯状波ａのレベルが負荷電圧Ｖｃ以上の期間ハイレ
ベルのパスル列（第７図、信号ｊ）を出力するものであ
る。すなわち、該レベル判定回路１０は負荷電圧Ｖｃが
上昇すると、出力パルスｊの幅が狭くなり、逆に負荷電
圧Ｖｃが低下すると、出力パルスＪの幅が広くなる。単
安定マルチバイブレータ１１は上記パルスｊの立ち上が
り時点から所定幅Ｔ３のパルス（箪７図、信号ｋ）を出
力して後述するオア回路１２に導くものである。このパ
ルスには後述するように初回パルス区間Ｔｐに含まれる
初回パルスのパルス幅を設定するために用いられる。単
安定マルチバイブレータ１３は上記パルスｊの立ち下が
り時点から所定幅Ｔ４のパルス（第７図、信号りを出力
するものである。このパルスｌは後述するように縮小パ
ルス幅区間Ｔｓを設定するためのものである。鋸歯状波
発生回路１４は上記パルス！のハイレベル期間、一定勾
配の鋸歯状波（第７図、信号ｍ）を出力するもので、こ
の鋸歯状波ｍは上記縮小パルス幅区間Ｔｓに含まれるパ
ルスを生成するために用いられるものである。また、電
圧制御型発振回路１５は上記鋸歯状波発生回路１４から
の８カレベルに比例した周波数でパルス列（第７図、信
号ｎ）を出力するものである。従って、鋸歯状波以外の
定レベル期間では一定周波数（一定周期）であり、鋸歯
状波の期間では順次周波数が高く（周期が狭く）なって
いる。鋸歯状波発生回路１６は上記パルスｎのハイレベ
ル期間、鋸歯状波（第７図、信号０）を発生するもので
ある。レベル判定回路１７は前記鋸歯状波発生回路１４
からの鋸歯状波ｍと上記鋸歯状波発生回路１６からの鋸
歯状波０とを比較して、鋸歯状波０のレベルが鋸歯状波
ｍのレベル以上の間、ハイレベルのパルス（第７図、信
号ｐ）を出力するものである。このパルスｐは縮小パル
ス幅区間Ｔｓに含まれるパルスを構成するものである。

そして、このパルスｐと前記単安定マルチバイブレータ
１１からのパルスにとがオア回路１２で論理和を取られ
る（第７図、信号ｑ）。また、オア回路１８は前記レベ
ル判定回路１０からのパルスｊと単安定マルチバイブレ
ータ１３からのパルスｌとの論理和を取るもので（第７
図、信号ｒ）、この論理和によりパルス休止区間Ｔｏと
それ以外の区間とを識別する信号が形成される。

そして、アンド回路１９は上記オア回路１２１８からの
パルスｑ、ｒが入力されて、それらの論理積を取るもの
である（第７図、信号Ｓ）。

このようにして、パルス休止区間Ｔｏの他、初回パルス
区間Ｔｐ、通常パルス区間Ｔｎ及び縮小パルス幅区間Ｔ
ｓに含まれる各パルスが生成される。パルス休止区間Ｔ
ｏは前記スイッチＳＷを閉にすべきパルスが全く現れな
い期間であり、初回パルス区間Ｔｐは前記スイッチＳＷ
を閉にする最初の１個または所定個のパルスを有するパ
ルス区間であって、該区間内のパルスは上記通常パルス
区間Ｔｎに含まれるパルスの幅よりも広い、例えば略２
倍に設定されており、通常パルス区間Ｔｎは前記スイッ
チＳＷを閉にするパルスの幅が一定にされた区間であり
、縮小パルス幅区間Ｔｓは前記スイッチＳＷを閉にする
パルスの幅が該スイッチＳＷを開にするパルス幅に対し
て所定の関係を有して相対的に順次狭くされる区間であ
るなお、単安定マルチバイブレータ１１の出力パルスに
の期間Ｔ３は電圧制御型発振回路１５の出力パルスｎの
半周期より長くしておくと、初回パルス区間Ｔｐに含ま
れる初回パルスの幅を通常パルス区間Ｔｎに含まれるパ
ルスの幅の少なくとも２倍以上に設定することが出来る
。また、縮小パルス幅区間Ｔｓの最終パルスの幅を、コ
イルＬとコンデンサＣ，Ｃ１で決まる共振周期に略一致
するように設定することにより（このときはスイッチＳ
Ｗの閉期間が短く、コンデンサＣ工が共振周期に関与す
るから）、スイッチＳＷの最後の開閉動作において、ス
イッチング周期と共振回路の周期とを一致させることが
出来る。

次に、この実施例の動作を説明する。

今、負荷６が軽い方に変化したとすると、負荷電圧Ｖｃ
が上昇し、この上昇した負荷電圧Ｖｃがレベル判定回路
１０に帰還されて、レベル判定回路１０からの出力パル
スｊのハイレベル期間を短くさせる。このため、パルス
休止区間Ｔｏにおける、前記ｍ個のパルスから連続して
間引かれるパルス数ｎの個数が増加、すなわちスイッチ
ＳＷに導かれるパルス数の内、通常パルス区間Ｔｎに含
まれるパルスの個数が減少して該スイッチＳＷを開閉す
る回数が減少することとなる。従って、共振回路に電流
が流れる回数も減少し、変換出力が低下するため負荷電
圧の上昇が抑制されて一定に制御されることになる。

一方、負荷６が重い方に変化したとすると、負荷電圧Ｖ
ｃが低下し、この低下した負荷電圧Ｖｃがレベル判定回
路１０に帰還されて、レベル判定回路１０からの出力パ
ルスｊのハイレベル期間を長くさせる。このため、パル
ス休止区間Ｔｏにおケル、前記ｍｇＭのパルスから連続
して間引かれるパルス数ｎの個数が減少、すなわちスイ
ッチＳＷに導かれるパルスの内、通常パルス区間Ｔｎに
含まれるパルスの個数が増加して該スイッチＳＷを開閉
する回数が増大することとなる。従って、共振回路に電
流が流れる回数も増加し、変換出力が上昇するため負荷
電圧の低下が抑制されて一定に制御されることになる。

このように、パルスの間引きにより、一定数のｍ個のパ
ルスに対して間引かれるパルスの数ｎを１から（ｍ−４
）まで幅広く変更出来るとともに、この間引きパルスを
通常パルス区間Ｔｎに含まれるパルスで担うようにし、
初回パルス区間Ｔｐ１縮小パルス幅区間Ｔｓをそのまま
としたので、スイッチング損失が少ない動作モードで幅
広い出力制御が行える。

また、初回パルス区間Ｔｐに含まれるパルスの幅を広く
設定することにより、立ち上がり時に好適なレベルのエ
ネルギーを回路のインダクタンスに蓄積し得るとともに
、パルス休止区間ＴｏにコンデンサＣ１Ｃ□に蓄積され
たエネルギーを放出させてスムースな共振動作の開始が
図れる。更に、縮小パルス幅区間Ｔｓを設け、該縮小パ
ルス幅区間ＴｓでチョークコイルＬｏを通して回路に供
給される電力を絞り込むので、前述した過電圧のレベル
を押さえることができる。

第８図は、本発明の第４実施例を示すプロ・ンク図であ
る。この実施例は、上記第３実施例と略同−機能を達成
するとともに、その構成を簡単にしたものである。

なお、第８図において、第１図と同一番号が付されたも
のは同一機能を果たすものである。

電圧制御型発振回路２０は負荷電圧Ｖｃの変動に応じて
発生パルス（第９図、信号ｔ）の周期が変更されるもの
で、無安定マルチバイブレータ２４からのパルス出力（
第９図、信号Ｘ）に同期して出力される。なお、上記パ
ルスｔのハイレベルの幅は電圧制御型発振回路２ｏに付
属するタイミング要素によって決定されている（例えば
、アナログデバイセズ社製、ＡＤ６５２等）。単安定マ
ルチバイブレータ２１は上記パルスｔの立ち上がり時点
から所定幅Ｔｓのハイレベルのパルス（第９図、信号Ｕ
）を出力するものである。このパルスＵは、後述するよ
うに初回パルス区間Ｔｐに含まれる初回パルスのパルス
幅を設定するために用いられる。単安定マルチバイブレ
ータ２２は上記パルスｔの立ち下がり時点から所定幅Ｔ
６のパルス（第９図、信号Ｖ）を出力するものである。

単安定マルチバイブレータ２３は上記パルスＶの立ち下
がり時点から所定幅Ｔ７のパルス（第９図、信号Ｗ）を
出力するものである。上記パルスＶ。

Ｗは、後述するように縮小パルス幅区間Ｔｓに含まれる
パルスのハイレベル期間、ローレベル期間を決定するも
のである。

アンド回路２５は前記無安定マルチバイブレータ２４か
らのパルスＸと電圧制御型発振回路２０からのパルスｔ
との論理積を取るものである（第９図、信号ｙ）。この
アンド回路２５により、ｍ個のパルス列から連続するｎ
個のパルス列が間弓かれるパルス休止区間Ｔｏが形成さ
れる。

そして、オア回路２６は上記各パルスＵ、Ｗ。

ｙを入力して、それらの論理和を取るものである（第９
図、信号２）。

このようにして、パルス休止区間Ｔｏの他、初回パルス
区間Ｔｐ、通常パルス区間Ｔｎ及び縮小パルス幅区間Ｔ
ｓに含まれるパルスが生成される。

初回パルス区間Ｔｐは１個または所定個のパルスが含ま
れる区間であって、そのパルス幅は、前記第３実施例同
様通常パルス区間Ｔｎに含まれるパルスの幅よりも少な
くとも広く、例えば略２倍（１０倍程度でも可能）に設
定されている。縮小パルス幅区間Ｔｓには１個のパルス
が含まれている。また、この実施例では、前述したよう
に電圧制御型発振回路２０のパルスｔのハイレベルの幅
を所定値に設定しているので、（Ｔｐ＋Ｔｎ＋Ｔｓ）期
間は画定され、負荷電圧Ｖｃの変動に応じてパルス休止
区間Ｔｏのみが増減変更される。

なお、電圧制御型発振回路２０のパルスｔのハイレベル
の幅が周期変化に応じて変化するような回路で構成する
こともでき、この場合通常パルス区間Ｔｎに含まれるパ
ルスの数も負荷電圧Ｖｃの変動に応じて増減する。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、ｍ個のパルス列
からｎ（＜ｍ）個のパルスを連続して間引くように構成
し、変換出力の変動に応じてｍとｎとの比率を変化、例
えばｍが一定でｎが可変、あるいは（ｍ−ｎ）が一定で
ｍが可変とさせて変換出力を制御するようにしたので、
スイッチング損失が大きくならない動作モードで出力を
広範囲に制御できる。

また、請求項４の発明では、ｍを一定にしてｎを可変、
すなわちスイッチの動作期間と動作停止期間との和を一
定にして出力を制御するようにしたので、負荷電圧の変
動幅（制御誤差）を所定値以下に押えることが出来る。

更に、請求項２．３．５の発明では、縮小パルス幅区間
を設けることにより、またはスイッチの動作期間を一定
にし、かつ比較的少ないパルス数としたので蓄積エネル
ギーによる過電圧を低く押えることが出来る。

また、請求項２の発明では、初回パルス区間を設けるこ
とにより、スイッチの動作期間の始めの時点での低出力
状態を改善できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例を示すブロック図、第２図
はその動作を説明する波形図、第３図は本発明の第２実
施例の考え方を説明する波形図、第４図は本発明の第２
実施例を示すブロック図、第５図はその動作を説明する
波形図、第６図は本発明の第３実施例を示すスイッチ開
閉用のパルス列の発生部分のブロック図、第７図はその
動作を説明する波形図、第８図は本発明の第４実施例を
示すブロック図、第９図はその動作を説明する波形図で
ある。 １．１４．１６…鋸歯状波発生回路、２．１０゜１７…
レベル判定回路、３…発振回路、４．１９゜２５…アン
ド回路、５…緩衝回路、６…負荷、７゜１５．２０…電
圧制御型発振回路、８，１１．１３．２１．２２．２３
…単安定マルチバイブレータ、９…ナンド回路、１２．
１８．２６…オア回路、２４…無安定マルチバイブレー
タ、ＳＷ…スイッチ、Ｃ，Ｃ１，ＣＯ…コンデンサ、Ｌ
Ｏ…チョークコイル、Ｌ…コイル、Ｔ…トランス、Ｄｏ
。 ョークコイル、Ｌ・・・コイル、Ｔ・・・トランス、Ｄ
ｏ。 Ｄｌ、Ｄ２…ダイオード、Ｔｏ…パルス休止区間、Ｔｐ
…初回パルス区間、Ｔｎ…通常パルス区間、Ｔｓ…縮小
パルス幅区間。 特許出願人　　　　松下電工株式会社 代　理　人　　　　弁理士　小谷悦司

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、共振回路のスイッチに開閉用のパルス列を導いて該
   スイッチを開閉させ、変換出力を制御するようにした共
   振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ｍ（ｍ＝２、３…
   ）個のパルスよりなるパルス列から、連続するｎ（＜ｍ
   ）個のパルスが間引かれるように構成され、上記ｍとｎ
   との比率を上記変換出力の変動に応じて変更することに
   より変換出力を制御するようにしたことを特徴とする共
   振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御方法。 ２、前記ｍ個のパルスよりなるパルス列は、パルス休止
   区間Ｔｏと、 初回パルス区間Ｔｐと、 通常パルス区間Ｔｎと、 縮小パルス幅区間Ｔｓと から構成され、パルス休止区間Ｔｏは前記スイッチを閉
   にすべきパルスが現れない期間であり、初回パルス区間
   Ｔｐは前記スイッチを閉にする最初の１個または所定個
   のパルスを有するパルス区間であって、上記通常パルス
   区間Ｔｎに含まれるパルスの幅よりも広く設定されてお
   り、通常パルス区間Ｔｎは前記スイッチを閉にするパル
   スの幅が一定にされた区間であり、縮小パルス幅区間Ｔ
   ｓは前記スイッチを閉にするパルスの幅が該スイッチを
   開にするパルス幅に対して相対的に狭い区間であること
   を特徴とする請求項１記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
   タの出力制御方法。 ３、前記スイッチに導かれるパルスの数（ｍ−ｎ）が常
   に一定にされるとともに、ｍの個数が前記変換出力の変
   動に応じて変更することにより変換出力を制御すること
   を特徴とする請求項１または２記載の共振型ＤＣ−ＤＣ
   コンバータの出力制御方法。 ４、前記ｍの個数を一定にし、間引かれるパルスの数ｎ
   （＜ｍ）が前記変換出力の変動に応じて変更されること
   により変換出力を制御することを特徴とする請求項１ま
   たは２記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御方
   法。 ５、前記縮小パルス幅区間Ｔｓは、前記通常パルス区間
   Ｔｎにおけるパルスよりも幅の狭いパルスが１個だけで
   構成されていることを特徴とする請求項２記載の共振型
   ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御方法。