JPH0454869A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用周波数等の低周波電源の電圧を変換する
ための電圧変換装置に関する。

［背景輝術とその問題点］ 第７図は、電気機器の電源回路で直流電圧を得る場合に
、一般的に用いられている電源回路の一従来例であって
、商用電源電圧を変圧器によって直接に降圧させ、降圧
させた後の交流電圧を直流に変換する方式となっている
。

この第７図の電源回路において、４１は商用電源、４２
はタップ付き変圧器、４３は整流ブリッジ等の整流回路
、４４はコイル等の平滑リアクトル４４ａと平滑コンデ
ンサ４４ｂからなる平滑回路、４５は安定化回路である
。しかして、この電源回路においては、商用周波数５０
／６０Ｈｚ１１ＯＯ〜２４０Ｖの商用電源４１の電圧を
変圧器４２によって必要な二次電圧へ降圧させ、この二
次電圧を整流回路４３によって全波整流し、平滑回路４
４でリップルの小さな直流に変換した後、安定化回路４
５を通過させて、負荷へ供給している。

しかし、一般に、このような方式の電源回路にあっては
、初段に変圧器を設けており、商用電源の低周波電圧を
変圧器の一次側に印加しているので、低周波電圧の半周
期で変圧器鉄心に蓄えられる電磁エネルギーもしくは磁
束密度が大きくなり、変圧器鉄心の磁気飽和を防止する
ためには、大型の変圧器が必要になり、電源装置の体積
及び重量が大きくなるという問題があった。

また、第８図に示すものは別な従来例の電源回路の回路
図であって、交流の商用電源電圧を整流して直流に変換
し、これをさらにチョッパ回路で高周波に変換し、安定
化して変圧器で昇降圧させ、変圧器の二次側で再度直流
に変換する方式となっている。これは、一般にスイッチ
ング電源の構成である。

この第８図の電源回路において、５１は商用電源、５２
は一次側の整流回路、５３は平滑リアクトル５３ａと平
滑コンデンサ５３ｂとからなる平滑回路、５５はスイッ
チング用トランジスタ５４や平滑リアクトル５５ａ、平
滑コンデンサ５５ｂ等からなる安定化回路、５６はスイ
ッチング電源部である。また、スイッチング電源部５６
において、５６ａ、５６ｂはスイッチング素子、５６ｃ
は高周波トランス、５６ｄは二次側の整流回路、５６ｅ
は平滑コンデンサである。しかして、第８図の電源回路
においては、まず、商用電源５１の低周波電圧は、整流
回路５２によって全波整流され、さらに平滑回路５３で
滑らかな直流に変換された後、さらに安定化回路５５に
よって安定化された一定電圧の直流として出力される。

スイッチング電源部５６のスイッチング素子５６ａ、５
６ｂは、商用電源５１の周波数よりも大きな周波数で交
互にオン、オフされており、安定化回路５５から出力さ
れた直流電流は、スイッチング素子５８ａ、５６ｂのス
イッチング動作によって、高周波トランス５６ｃの一次
側を互いに反対方向に流れるパルス状の電流として高周
波トランス５６ｃの一次側に供給される。高周波トラン
ス５６ｃで降圧された二次側の交流電流は、整流回路５
６ｄで直流に変換された後、平滑コンデンサ５６ｅでリ
ップルを除去し、負荷へ供給される。

しかし、このような方式の電源回路では、高周波トラン
スの一次側に整流回路と平滑回路を設けているので、整
流回路の出力電圧が商用電源電圧の実効値の４倍となり
、大きな電圧が平滑回路に加わり、高耐圧の平滑コンデ
ンサが必要になるという問題があった。特に、交流入力
電圧の実効値範囲を１００〜２４０■に設定する場合、
平滑コンデンサとして少なくとも４００ＷＶの電解コン
デンサを使用しなければならず、軽量小型化の要求され
る電気機器においては、特に電源回路の占有体積比が増
すという問題があった。

［発明が解決しようとする課題］ 本発明は、叙上の従来例の欠点に鑑みてなされたもので
あり、その目的とするところは、大型の変圧器や高耐圧
の平滑コンデンサを用いることなく商用電源等の低周波
電源を同じ商用周波数の必要な電圧に変換できるように
し、軽量小型の電圧変換装置を提供することにある。

Ｃ課題を解決するための手段コ 本発明の第一の電圧変換装置は、交流電源電圧を当該電
源電圧の周期よりも短い周期でチョッピングする手段と
、このチョッピングされた電圧を変換する変圧器と、変
圧器内に発生する磁束の極性を前記チョッピング毎に反
転させる手段と、変圧器の誘起電圧を全波整流する手段
とを備えている。

また、本発明の第二の電圧変換装置は、交流電源電圧を
全波整流する手段と、前記全波整流波形を前記電源電圧
の周期よりも短い周期でチョッピングする手段と、この
チョッピングされた電圧を変換する変圧器と、変圧器内
に発生する磁束の極性を前記チョッピング毎に反転させ
る手段と、変圧器の誘起電圧を全波整流する手段とを備
えている。

さらに、前記第一または第二の電圧変換装置において、
変圧器の二次側の整流手段の後段に電圧を平滑化する手
段を設けてもよい。

［作用］ 本発明にあっては、交流電源電圧（あるいは、全波整流
された電源電圧）を直接チョッピングすると共にチョッ
ピング毎に例えば電圧の極性を反転させて電源電圧の波
形と同じ包絡線を有する高周波パルス電圧を生成させ、
この高周波パルス電圧を変圧器で昇降圧させ、変圧器の
二次側で高周波パルス電圧を整流して再び低周波の全波
整流波形を得る点を特徴とするものである。

したがって、本発明の電圧変換装置にあっては、低周波
の電源電圧を高周波電圧に変換し、変換された高周波電
圧を変換器の一次側へ入力させているので、変圧器鉄心
の磁束の向きが速い周期で反転し、変圧器が磁気飽和し
にくくなる。すなわち、変圧器における変換周波数を高
くして変換効率を向上させることができ、変圧器を小型
軽量化できる。このことは、一般のスイッチングレギュ
レータで、すでに行われていることである。

さらに、変圧器の一次側では平滑回路が必要ないので、
高耐圧の平滑コンデンサが必要なくなり、また、電源側
から平滑コンデンサへのサージ電圧や高調波の流入を考
慮する必要もない。したがって、小型の変圧器を用いる
ことができ、電圧変換装置を小型軽量化することかでき
る。

なお、変圧器の二次側に設けた整流手段の後段に平滑回
路を設けた場合には、交流電源電圧を直流に変換させる
ことができる。この場合、平滑コンデンサへの入力電圧
は低周波又は商用周波数の全波整流波形であるので、高
周波スイッチング部分からのリップル流入が小さく、し
かも変圧器の二次側であるから、一般に電圧が低く（普
通、二次側では５Ｖや１５Ｖなどを必要とする。）、こ
のため耐圧の小さな小型の平滑コンデンサを用いること
ができる。

［実施例］ 以下、本発明の実施例を添付図に基づいて詳述する。

第１図は、本発明の一実施例に係る電圧変換装置を示す
回路図である。第１図において、ｌは５０／６０Ｈｚの
商用電源であって、例えば１００〜２４０Ｖの交流電圧
（実効値）■１を有している。

Ｐは、商用電源電圧■１を高周波でチョッピングし、さ
らにチョッピングされた電圧波形の極性をチョッピング
毎に（あるいは、パルス毎に）反転させ、電源電圧の波
形と同じ包絡線を有する略パルス状の高周波電圧波形と
して出力するチョッピング用ブリッジ回路である。この
チョッピング用ブリッジ回路Ｐは、一つのスイッチング
用トランジスタのエミッタ及びコレクタを対向するもう
一つのスイッチング用トランジスタのコレクタ及びエミ
ッタに接続して並列接続されたスイッチング用トランジ
スタのペア２ａと３ａ、２ｂと３ｂ。

２ｃと３ｃ、２ｄと３ｄを構成し、この４つのスイッチ
ング用トランジスタのペア２ａと３ａ、２ｂと３ｂ、２
ｃと３ｃ、２ｄと３ｄによフてブリッジ回路を構成した
ものであり、チョッピング用ブリッジ回路Ｐの入力側に
は、商用電源１が接続されている。４は、高周波用の変
圧器であって、その−次側には、チョッピング用ブリッ
ジ回路の出力側が接続されている。５は、変圧器の二次
電圧（誘起電圧）を全波整流する整流回路であって、２
つのダイオードによって構成されている。６は、平滑リ
アクトル６ａと平滑コンデンサ６ｂによって構成された
平滑回路である。

次に、第２図に従って、上記電圧変換回路の動作を説明
する。第２図（ｅ）は商用電源１からの出力電圧波形で
あって、第２図（ａ）はチョッピング用ブリッジ回路Ｐ
のスイッチング用トランジスタ２ａ、２ｄのベースに印
加される点弧信号を示しており、第２図（ｂ）はスイッ
チング用トランジスタ２ｂ、２ｃの点弧信号を示してお
り、第２図（Ｃ）はスイッチング用トランジスタ３ａ、
３ｄの点弧信号を示しており、第２図（ｄ）はスイッチ
ング用トランジスタ３ｂ、３ｃの点弧信号を示している
。

すなわち、スイッチング用トランジスタ２ａ、２ｂ、２
ｃ、２ｄは、電源電圧■１が正の期間には、商用電源１
の周期よりも短い周期でオン、オフのスイッチングを交
互に繰り返されており、電源電圧■１が負の期間にはオ
フ状態に保持されている。

一方、スイッチング用トランジスタ３ａ、３ｂ。

３ｃ、３ｄは、電源電圧■、が負の期間には、商用電源
１の周期よりも短い周期でオン、オフのスイッチングを
交互に繰り返されており、電源電圧Ｖ１が正の期間には
オフ状態に保持されている。

従って、電源電圧Ｖ、が正の期間では、第２図（ａ）（
ｂ）に示すように、４つのスイッチング用トランジスタ
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄが高周波で交互にオン、オフを
繰り返すことにより、電源電圧ｖｌが高周波でチョッピ
ングされると共に、パルス毎に出力電圧の極性が反転さ
せられる。同様に電源電圧Ｖｌが負の期間においても、
スイッチング用トランジスタ３ａ及び３ｄとスイッチン
グ用トランジスタ３ｂ及び３Ｃが高周波で交互にオン、
オフを繰り返すことにより、電源電圧■１が高周波でチ
ョッピングされると共に、その極性がパルス毎に反転さ
せられる。この結果、変圧器４への出力電圧（変圧器４
の一次電圧）■１は、電源電圧の波形と同じ包絡線を持
つパルス状高周波電圧に変換される〔第２図（ｆ）〕。

この変圧器４の一次電圧＼１１は、変圧器４によって降
圧された接、整流回路５で全波整流され、第２図（ｇ）
のような全波整流波形の電圧Ｖ２０が得られる。この全
波整流波形の電圧■２ｏは、平滑回路６で滑らかな直流
に変換され、第２図（ｈ）に示すようなリップルの小さ
な直流出力■。が得られる。

第３図（ａ）は、周波数の低いパルヌ状の電圧イな変圧
器の一次側に印加した場合に、変圧器鉄心に発生する磁
束密度口の変化を示し、第３図（ｂ）は、周波数の高い
バルヌ状の電圧トを変圧器の一次側に印加した場合に、
変圧器鉄心に発生する磁束密度チの変化を示している。

第３図（ａ）のよう′に一次電圧の周波数が低い場合に
は、磁束密度の最大値がφイａｘ　（１）まで上昇する
のに対し、第３図（ｂ）のように−次電圧の周波数が高
い場合には、磁束密度がφＢｏｚ　（＋１まで上昇する
前に電流の向きが反転するので、磁束密度の最大値はφ
ｗａｘ　（□、〔≦φ４．Ｘ（□、〕となり、最大磁束
密度が小さくなる。また、第４図（ｂ）は、一般的な変
圧器のヒステリシス特性を模式的に示し、第４図（ａ）
は、スイッチング回路等に用いられる変圧器の角型ヒス
テリシス特性を示しており、横軸が磁場Ｈ１縦軸が磁束
密度Ｂとなっている。これらのヒステリシス曲線におい
て、Ｂｓは変圧器鉄心の飽和磁束密度であり、変圧器が
飽和磁束密度Ｂｓを超えると、磁場Ｈ（もしくは電流）
が極めて大きくなるので、変圧器は、使用条件下で飽和
磁束密度を超えないように設計する必要があり、最大磁
束密度が大きい場合には、飽和磁束密度の大きな鉄心を
備えた変圧器を用いる必要があって、大型の変圧器を必
要とする。しかるに、上記のように一次電圧の周波数を
大きくすることにより、最大磁束密度を小さく抑えるこ
とができるので、本発明の電圧変換装置によれば、変圧
器４の変換効率が向上し、小型軽量の変圧器４を用いる
ことができるのである。

また、平滑回路６は、変圧器４の二次側に設けられてい
るので、一般に、商用電源電圧■１よりも小さな電圧し
か印加されず、平滑回路の平滑コンデンサ６ｂの容量を
小さくすることができ、また、前段で全波整流波形に整
流されているので、高周波スイッチングによる入力電圧
のリップルが小さくなっており、低リツプル電流仕様の
平滑コンデンサ６ｂを用いることができる。

第５図に示すものは、本発明の別な実施例の電圧変換装
置を示す回路図である。第５図において、７は４個のダ
イオードで整流ブリッジを構成した全波整流回路であっ
て、全波整流回路７の入力側に商用電源１が接続されて
いる。Ｑは、全波整流された電圧波形をチョッピング及
び極性反転させるための回路であって、前記全波整流回
路７の一方の出力端子を変圧器４の中点タップに直結さ
せ、全波整流回路７の他方の出力端子に一対のスイッチ
ング素子８ａ、８ｂを並列に接続し、両スイッチング素
子８ａ、８ｂを変圧器４の各タップに接続し、各スイッ
チング素子８ａ、８ｂのスイッチング動作によって変圧
器４の一次側に逆向きの電流を交互に供給し、スイッチ
ング毎に発生する磁束の向きが逆方向となるようにした
ものである。

なお、第５図においても、５は整流回路、６は平滑回路
であって、それぞれ第１図の実施例と同じ構成を有して
いる。

この電圧変換装置の動作を第６図に従って説明する。第
６図（ｃ）は商用電源１の交流電圧波形を示しており、
この電源電圧Ｖ、は、全波整流回路７で全波整流され、
全波整流回路７からは第６図（ｄ）に示すような全波整
流波形の電圧ＶＤＣが出力される。また、第６図（ａ）
は、一方のスイッチング素子８ａの点弧信号を示し、同
図（ｂ）は他方のスイッチング素子８ｂの点弧信号を示
している。

第６図（ａ）（ｂ）に示すように、両スイッチング素子
８ａ、８ｂは、高周波で交互にオン、オフを切り換えら
れており、全波整流回路７の出力は、第６図（ｅ）（ｆ
）に示す変圧器４の一次電圧Ｖ１□及び■１□〔電圧の
向きは、第５図に示す通り。〕のように高周波でチョッ
ピングされ、交互に逆極性となるように変圧器４の一次
側に供給され、交互に逆向きの一次側電流を流す。この
高周波の一次電圧■１□及びＶＢ２は変圧器４で降圧さ
れ、変圧器４の二次出力Ｖ　２　Ｈ十Ｖ　２□は第６図
（ｇ）のような高周波電圧となる。ここで、−次電圧Ｖ
１□とＶＢ２とでは、−次側電流の流れる向ぎが逆で、
変圧器鉄心に生じる磁束の向ぎが逆向数となり、しかも
、高周波でスイッチングされるため、この実施例でも、
最大磁束密度が小さくなり、飽和磁束密度の小さな小型
の変圧器４を使用できるようになる。こうして高周波の
交流に変換された二次電圧Ｖ　２　ｌ＋　Ｖ　２２は、
第６図（ｈ）に示すように、整流回路５で全波整流され
、さらに同図（ｉ）に示すように、平滑回路６でリップ
ルの小さな直流に変換される。この実施例でも、平滑回
路６は、変圧器４の二次側に設けられているので、平滑
コンデンサ６ｂの耐圧を小さくすることができる。

なお、上記実施例では、変圧器によって二次電圧を降圧
させる場合について説明したが、特別な場合として、変
圧比１：１の変圧器を用いて商用電源と負荷とを絶縁さ
せるための絶縁電源として用いることもできる。

また、上記実施例では、最後に平滑回路で直流に変換し
たが、第２図（ｇ）あるいは第６図（ｈ）のような全波
整流波形を得た後、この全波整流波形を１周期（商用電
源の半周期）毎に極性を反転させれば、電圧を降下させ
た商用電源と同じ周波数の交流出力を得ることもできる
。

［発明の効果］ 本発明によれば、交流電源を高周波化した後に変圧器の
一次に入力しているので、変圧器の最大磁束密度を小さ
くでき、飽和磁束密度の小さな小型の変圧器を用いるこ
とができる。したがって、小型軽量の変圧器を使用でき
る。

また、変圧器の一次側に平滑回路を必要としないので、
入力電圧が大ぎな場合、耐圧の大きな平滑コンデンサを
変圧器の一次側で用いる必要がない。また、最終段に平
滑回路を用いる場合も、平滑回路に加わる電圧は一般的
に低く、また、高周波による裁断波形は、その前段で整
流されているので、入力電圧の高周波リップルが小さく
、高リップル電流特性の平滑コンデンサを使用しなくと
もよい。

したがって、本発明によれば、電圧変換装置を小型軽量
化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す電気回路図、第２図は
同上の各スイッチング用トランジスタの点弧信号を示す
タイムチャート及び上記電気回路の各部における電圧波
形を示す波形図、第３図（ａ）（ｂ）はいずれも−次電
圧の周波数と変圧器に発生する磁束密度との関係を示す
説明図、第４図（ａ）（ｂ）はいずれも変圧器のヒヌテ
リシス曲線を示す図、第５図は本発明の別な実施例を示
す電気回路図、第６図は同上の、各スイッチング素子の
点弧信号を示すタイムチャー１・及び上記電気回路の各
部における電圧波形を示す波形図、第７図は従来例の電
気回路図、第８図は別な従来例の電気回路図である。 １・・・商用電源 ２ａ〜２ｄ・・・スイッチング用トランジスタ３ａ〜３
ｄ・・・スイッチング用トランジスタ４・・・変圧器 ５・・・整流回路 ６・・・平滑回路 ７・・・全波整流回路 ８ａ、８ｂ・・・スイ・ソチング素子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源電圧を当該電源電圧の周期よりも短い周
   期でチョッピングする手段と、 このチョッピングされた電圧を変換する変圧器と、 変圧器内に発生する磁束の極性を前記チョッピング毎に
   反転させる手段と、 変圧器の誘起電圧を全波整流する手段と を備えた電圧変換装置。
2. （２）交流電源電圧を全波整流する手段と、前記全波整
   流波形を前記電源電圧の周期よりも短い周期でチョッピ
   ングする手段と、 このチョッピングされた電圧を変換する変圧器と、 変圧器内に発生する磁束の極性を前記チョッピング毎に
   反転させる手段と、 変圧器の誘起電圧を全波整流する手段と を備えた電圧変換装置。
3. （３）前記変圧器の誘起電圧を全波整流する手段によっ
   て整流された電圧波形を平滑化する手段を備えた請求項
   １又は２に記載の電圧変換装置。