JPH0450766B2 - - Google Patents
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- JPH0450766B2 JPH0450766B2 JP62204957A JP20495787A JPH0450766B2 JP H0450766 B2 JPH0450766 B2 JP H0450766B2 JP 62204957 A JP62204957 A JP 62204957A JP 20495787 A JP20495787 A JP 20495787A JP H0450766 B2 JPH0450766 B2 JP H0450766B2
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 26
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 18
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 17
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 16
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 9
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 9
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 8
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 6
- 230000001902 propagating effect Effects 0.000 description 5
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 4
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 4
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000001465 metallisation Methods 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 2
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000000059 patterning Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 229910000980 Aluminium gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 1
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000004642 Polyimide Substances 0.000 description 1
- 229910052581 Si3N4 Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
- LTPBRCUWZOMYOC-UHFFFAOYSA-N beryllium oxide Inorganic materials O=[Be] LTPBRCUWZOMYOC-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000003054 catalyst Substances 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 238000011982 device technology Methods 0.000 description 1
- 229910003460 diamond Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010432 diamond Substances 0.000 description 1
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 1
- 230000005670 electromagnetic radiation Effects 0.000 description 1
- 238000005530 etching Methods 0.000 description 1
- 239000003302 ferromagnetic material Substances 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 238000005304 joining Methods 0.000 description 1
- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 description 1
- 238000001451 molecular beam epitaxy Methods 0.000 description 1
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 229920001721 polyimide Polymers 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- HQVNEWCFYHHQES-UHFFFAOYSA-N silicon nitride Chemical compound N12[Si]34N5[Si]62N3[Si]51N64 HQVNEWCFYHHQES-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052709 silver Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000004332 silver Substances 0.000 description 1
- 230000005477 standard model Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 1
Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/86—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable only by variation of the electric current supplied, or only the electric potential applied, to one or more of the electrodes carrying the current to be rectified, amplified, oscillated or switched
- H01L29/861—Diodes
- H01L29/864—Transit-time diodes, e.g. IMPATT, TRAPATT diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
- H01L23/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for, e.g. in combination with batteries
- H01L23/64—Impedance arrangements
- H01L23/66—High-frequency adaptations
-
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- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
- H01L27/12—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being other than a semiconductor body, e.g. an insulating body
- H01L27/13—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being other than a semiconductor body, e.g. an insulating body combined with thin-film or thick-film passive components
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- H01L2223/00—Details relating to semiconductor or other solid state devices covered by the group H01L23/00
- H01L2223/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for
- H01L2223/64—Impedance arrangements
- H01L2223/66—High-frequency adaptations
- H01L2223/6605—High-frequency electrical connections
- H01L2223/6627—Waveguides, e.g. microstrip line, strip line, coplanar line
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- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
- H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
- H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
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- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
- H01L2924/19—Details of hybrid assemblies other than the semiconductor or other solid state devices to be connected
- H01L2924/1901—Structure
- H01L2924/1903—Structure including wave guides
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Description
【発明の詳細な説明】
発明の背景と要約
本発明は、発振器、増幅器、移相機、及び減衰
器を含むソリツドステートマイクロ波装置に関す
る。特に、本発明は、なだれ走行時間デバイス
（Avalanche−Transit−Time Devices）に関す
る。
器を含むソリツドステートマイクロ波装置に関す
る。特に、本発明は、なだれ走行時間デバイス
（Avalanche−Transit−Time Devices）に関す
る。
なだれ走行時間デバイスは、周波数応答を決定
する走行時間（transmit time）がデバイスの縦
方向の走行時間であつて、このため層の厚さによ
つて制御できるので、原理的に極めて高いマイク
ロ波周波数での動作に使用され得る負性抵抗を提
供する。更に、これらの装置は、原理的に、極限
のマイクロ波及びミリメータ波の周波数で、高出
力密度を得ることが可能である。しかし、この構
造の理論的高能力も従来は利用するのが困難であ
つた。この理由は、主として、外部インピーダン
ス整合によるもので、これによつて、これらの装
置からの電力を効果的に結合し取出すことが困難
にされていた。上記の装置は、典型的には、イン
ピーダンスレベルを上げるために、物理的に小型
に製造されている。特に、通常の場合がそうであ
るように、これらの装置がデイスクリートなデバ
イスとして製造された場合には、個々の
IMPATT（もしくは、他のなだれ走行時間デバ
イスタイプ）は物理的に小さく（領域は、周波数
に反比例する）、このため、電力合成パツケージ
内にこれらをアセンブリ（組立）することは、典
型的にはアセンブリエラーによる、重大な不整合
を含む。これによつて、結合され得るダイオード
の最大数が下げられる。従つて、高域でのマイク
ロ波及びミリ波の周波数、例えば、94GHzで、多
数の電力出力を得るために、十分な数の
IMPATTを結合することは困難であつた。
する走行時間（transmit time）がデバイスの縦
方向の走行時間であつて、このため層の厚さによ
つて制御できるので、原理的に極めて高いマイク
ロ波周波数での動作に使用され得る負性抵抗を提
供する。更に、これらの装置は、原理的に、極限
のマイクロ波及びミリメータ波の周波数で、高出
力密度を得ることが可能である。しかし、この構
造の理論的高能力も従来は利用するのが困難であ
つた。この理由は、主として、外部インピーダン
ス整合によるもので、これによつて、これらの装
置からの電力を効果的に結合し取出すことが困難
にされていた。上記の装置は、典型的には、イン
ピーダンスレベルを上げるために、物理的に小型
に製造されている。特に、通常の場合がそうであ
るように、これらの装置がデイスクリートなデバ
イスとして製造された場合には、個々の
IMPATT（もしくは、他のなだれ走行時間デバ
イスタイプ）は物理的に小さく（領域は、周波数
に反比例する）、このため、電力合成パツケージ
内にこれらをアセンブリ（組立）することは、典
型的にはアセンブリエラーによる、重大な不整合
を含む。これによつて、結合され得るダイオード
の最大数が下げられる。従つて、高域でのマイク
ロ波及びミリ波の周波数、例えば、94GHzで、多
数の電力出力を得るために、十分な数の
IMPATTを結合することは困難であつた。
なだれ走行時間デバイスの技術に於る他の重要
な点は、これらの装置が典型的には雑音が極めて
多いことである。従つて、このようなデバイス
が、例えば、局部発振器として使用されると、デ
バイスの雑音を減少させるためにはフイルタが必
要となり、当該デバイスの、既に必要最小限であ
る出力電力に対して、更に大きな損失を与えるこ
とになる。従つて、なだれ走行時間デバイスの出
力電力は、一般的に、額面よりも高価なものとな
る。
な点は、これらの装置が典型的には雑音が極めて
多いことである。従つて、このようなデバイス
が、例えば、局部発振器として使用されると、デ
バイスの雑音を減少させるためにはフイルタが必
要となり、当該デバイスの、既に必要最小限であ
る出力電力に対して、更に大きな損失を与えるこ
とになる。従つて、なだれ走行時間デバイスの出
力電力は、一般的に、額面よりも高価なものとな
る。
本発明の目的は、高電力を得るために多数のデ
バイスの出力を容易に結合できるような、なだれ
走行時間デバイスを提供することである。
バイスの出力を容易に結合できるような、なだれ
走行時間デバイスを提供することである。
更に、本発明の目的は、電力出力を結合するた
めの簡単で実用的手段を有するなだれ走行時間デ
バイスを提供することである。負性抵抗を有す
る、分布型半導体ダイオード構造の可能性は、既
に従来技術で検討されている。ここで、参照する
Hinesの論文“High−frequency IMPATT−
resistance circuit principles for Esakidiode
applications，”Bell System Technicaljournal
Volume 39，page477（1960）は、主として、ト
ンネルダイオードを対象としているが
（IMPATTには触れていない）、利得を有する分
布型半導体構造の可能性に言及している。
Davydova等の論文“Linear Theory of
anIMPATT Diode Distributed Microwave
Amplifier，”Telecommunications and Radio
Engineering，Part2，Volume 27，page112
（1972）は、本明細書で参照するが、分布型
IMPATTの可能性を検討している。Midford等
の“Ａ two−port IMPATT Diode
Travelling−wave Amplifier”Proceedings of
the IEEE（1968），pp.1724−1725は、報告によれ
ば、シリコン内に作成された機能的分布型
IMPATT装置に関して、概略説明をしている。
しかし、この論文の時期には、IMPATT内のコ
ンタクト（接触）層（p+とn+）に対する最適な
伝導率は無限大ではないことは、まだ現実のもの
ではなかつた。Hambleton等の論文、“Design
Considerations for Resonant Travelling
Wave IMPATT Oscillator”，International
Journal of Electronics，Volume35，pages 225
−244（1973）は、分布型IMPATT構造に関して
大きく改善した理論的分析を行なつている。最後
に、FranzとBeyerの２論文、“The Travelling
−Wave IMPATT mode”，IEEE
Transactions in Microwave Theory and
Techniques，Volume MTT−26，page861
（1978）と、“The Travelling−Wave IMPATT
mode：part−The Effective Wave
Impedance and Equivalent Transmission，”
IEEE Transactions in Microwave Theory
and Techniques，”Volume MTT−28，pages
215−218（1980）は、分布型IMPATT動作の現
在の標準的な理論的分析であるものを教示してい
る。特に、FranzとBeyerの第２論文の第１０図
は、利得を有する伝送線としての、分布型
IMPATT構造の標準モデルを示している。こも
モデルは、本発明の検討にも使用される。上記の
全ての参考資料は、本明細書の参照するものであ
る。
めの簡単で実用的手段を有するなだれ走行時間デ
バイスを提供することである。負性抵抗を有す
る、分布型半導体ダイオード構造の可能性は、既
に従来技術で検討されている。ここで、参照する
Hinesの論文“High−frequency IMPATT−
resistance circuit principles for Esakidiode
applications，”Bell System Technicaljournal
Volume 39，page477（1960）は、主として、ト
ンネルダイオードを対象としているが
（IMPATTには触れていない）、利得を有する分
布型半導体構造の可能性に言及している。
Davydova等の論文“Linear Theory of
anIMPATT Diode Distributed Microwave
Amplifier，”Telecommunications and Radio
Engineering，Part2，Volume 27，page112
（1972）は、本明細書で参照するが、分布型
IMPATTの可能性を検討している。Midford等
の“Ａ two−port IMPATT Diode
Travelling−wave Amplifier”Proceedings of
the IEEE（1968），pp.1724−1725は、報告によれ
ば、シリコン内に作成された機能的分布型
IMPATT装置に関して、概略説明をしている。
しかし、この論文の時期には、IMPATT内のコ
ンタクト（接触）層（p+とn+）に対する最適な
伝導率は無限大ではないことは、まだ現実のもの
ではなかつた。Hambleton等の論文、“Design
Considerations for Resonant Travelling
Wave IMPATT Oscillator”，International
Journal of Electronics，Volume35，pages 225
−244（1973）は、分布型IMPATT構造に関して
大きく改善した理論的分析を行なつている。最後
に、FranzとBeyerの２論文、“The Travelling
−Wave IMPATT mode”，IEEE
Transactions in Microwave Theory and
Techniques，Volume MTT−26，page861
（1978）と、“The Travelling−Wave IMPATT
mode：part−The Effective Wave
Impedance and Equivalent Transmission，”
IEEE Transactions in Microwave Theory
and Techniques，”Volume MTT−28，pages
215−218（1980）は、分布型IMPATT動作の現
在の標準的な理論的分析であるものを教示してい
る。特に、FranzとBeyerの第２論文の第１０図
は、利得を有する伝送線としての、分布型
IMPATT構造の標準モデルを示している。こも
モデルは、本発明の検討にも使用される。上記の
全ての参考資料は、本明細書の参照するものであ
る。
分布型IMPATT構造では、電力はサイドコン
タクトを介する結合によつてとり出される。即
ち、これ迄に提案された分布型IMPATT構造に
於いては、利得媒体（IMPATTの活性領域）
は、伝送線として動作する。従来技術は、電力を
エンドコンタクトを介して利得媒体からとり出そ
うと試みている。つまり、活性媒体のエネルギ伝
搬の主方向（及び最大延長方向）をさえぎるコン
タクトを介して電力をとり出そうとしている。本
発明では、サイドコンタクトは、活性領域内のエ
ネルギの主伝搬方向に「平行な」方向に、全活性
領域にそつて延びている。従つて、サイドウオー
ル（側壁）コンタクトと活性領域の合わせた部分
が、単一の伝送線と考えられる。
タクトを介する結合によつてとり出される。即
ち、これ迄に提案された分布型IMPATT構造に
於いては、利得媒体（IMPATTの活性領域）
は、伝送線として動作する。従来技術は、電力を
エンドコンタクトを介して利得媒体からとり出そ
うと試みている。つまり、活性媒体のエネルギ伝
搬の主方向（及び最大延長方向）をさえぎるコン
タクトを介して電力をとり出そうとしている。本
発明では、サイドコンタクトは、活性領域内のエ
ネルギの主伝搬方向に「平行な」方向に、全活性
領域にそつて延びている。従つて、サイドウオー
ル（側壁）コンタクトと活性領域の合わせた部分
が、単一の伝送線と考えられる。
本発明は、発振器としても、増幅器としても構
成できる。発振器として構成された場合には、多
数の短かい活性領域を連続的に結合して単一の長
いマイクロストリツプにすることができ、このマ
イクロストリツプは、各活性領域の側壁コンタク
トとして働く。この極めて単純な電力合成方法は
ミリ波の周波数で非常に高い電力を供給する。
成できる。発振器として構成された場合には、多
数の短かい活性領域を連続的に結合して単一の長
いマイクロストリツプにすることができ、このマ
イクロストリツプは、各活性領域の側壁コンタク
トとして働く。この極めて単純な電力合成方法は
ミリ波の周波数で非常に高い電力を供給する。
本発明は基板に付けられた電導体ペアを有しか
つエネルギを伝搬する第１方向に延びている伝送
線と、電導体ペアを有しかつ上記第１方向に延び
ると共に負性抵抗を呈する半導体デバイス複数個
とを具備し、上記複数の半導体デバイスが上記伝
送線に結合されているマイクロ波装置、に関する
ものである。
つエネルギを伝搬する第１方向に延びている伝送
線と、電導体ペアを有しかつ上記第１方向に延び
ると共に負性抵抗を呈する半導体デバイス複数個
とを具備し、上記複数の半導体デバイスが上記伝
送線に結合されているマイクロ波装置、に関する
ものである。
別の点では、本発明はミリ波周波数（30GHzを
超える周波数）での動作用の電圧制御発振器
（VCO）に関する。
超える周波数）での動作用の電圧制御発振器
（VCO）に関する。
マイクロ波技術において、電圧制御発振器
（VCO）の構成には、多くの方法が使用されてい
る。VCOは、回路要素としての一般的な用法に
加えて、チヤープド（chirped）レーダや電子カ
ウンタ装置のような多くのマイクロ波応用分野に
とつて不可欠である。しかし、従来技術のマイク
ロ波VCOの重要な限界は、周波数領域と周波数
アジリテイ（追随の敏捷さ）にあつた。即ち、
YIG同調発振器のような従来のマイクロ波装置
は、重要な周波数限界を有していた。
（VCO）の構成には、多くの方法が使用されてい
る。VCOは、回路要素としての一般的な用法に
加えて、チヤープド（chirped）レーダや電子カ
ウンタ装置のような多くのマイクロ波応用分野に
とつて不可欠である。しかし、従来技術のマイク
ロ波VCOの重要な限界は、周波数領域と周波数
アジリテイ（追随の敏捷さ）にあつた。即ち、
YIG同調発振器のような従来のマイクロ波装置
は、重要な周波数限界を有していた。
従つて、本発明の目的は、94GHzで動作できる
ソリツドステート電圧制御発振器を提供すること
である。
ソリツドステート電圧制御発振器を提供すること
である。
従来技術の電圧制御発振器回路の、更に、困難
な点は、回路の寄生リアクタンスである。即ち、
能動素子が、可変リアクタンス素子を含む共振回
路に接続されねばならない場合には、接続それ自
体が、ミリ周波数でのトラブル源になる。つま
り、大量の及び不確定な量のリアクタンスを生じ
ない接続方法、更に、本質的な抵抗損失や放射損
失を伴なわない接続方法を設計するのは非常に困
難である。
な点は、回路の寄生リアクタンスである。即ち、
能動素子が、可変リアクタンス素子を含む共振回
路に接続されねばならない場合には、接続それ自
体が、ミリ周波数でのトラブル源になる。つま
り、大量の及び不確定な量のリアクタンスを生じ
ない接続方法、更に、本質的な抵抗損失や放射損
失を伴なわない接続方法を設計するのは非常に困
難である。
従つて、本発明の目的は、能動素子が、可変リ
アクタンス素子と完全に集積された電圧制御発振
器を提供することである。
アクタンス素子と完全に集積された電圧制御発振
器を提供することである。
本発明の他の目的は、能動素子が、可変リアク
タンス素子と完全に集積され、30GHzを十分に超
える周波数で動作可能な電圧制御発振器を提供す
ることである。
タンス素子と完全に集積され、30GHzを十分に超
える周波数で動作可能な電圧制御発振器を提供す
ることである。
マイクロ波VCOの更に重要な要件は、周波数
のアジリテイ（敏捷さ）である。即ち、高周波電
圧制御発振器に要求される技術は、極限での周波
数アジリテイとは必らずしも両立しない。しか
し、周波数アジリテイは多くの電子カウンタ装置
の応用分野では必要であり、多くのチヤープドレ
ーダ応用分野で非常に望まれている。
のアジリテイ（敏捷さ）である。即ち、高周波電
圧制御発振器に要求される技術は、極限での周波
数アジリテイとは必らずしも両立しない。しか
し、周波数アジリテイは多くの電子カウンタ装置
の応用分野では必要であり、多くのチヤープドレ
ーダ応用分野で非常に望まれている。
従つて、本発明の目的は、発振能力を有し、
30GHzを超える周波数に於て、1GHz／マイクロ
秒を上回る周波数アジリテイを有する電圧制御発
振器を提供することである。
30GHzを超える周波数に於て、1GHz／マイクロ
秒を上回る周波数アジリテイを有する電圧制御発
振器を提供することである。
集積された低損失のミリ波移相器も、多くの応
用、特に、フエーズドアレイ（phased array）
レーダには有用である。
用、特に、フエーズドアレイ（phased array）
レーダには有用である。
従つて、本発明の目的は、集積された低損失の
ミリ波移相器を提供することである。
ミリ波移相器を提供することである。
発明の実施態様
まず本発明に用いられる。電導体ペアを有し負
性抵抗を呈する半導体デバイスについて、一般的
に説明する。
性抵抗を呈する半導体デバイスについて、一般的
に説明する。
本発明は、分布型IMPATTダイオードに限定
されることは決してなく、一般に、利得を持つ、
あらゆる２端子デバイスの分布型装置に応用可能
である。即ち、分布型モードで実現され得る応用
可能なデバイスタイプは、IMPATT及び他のな
だれ走行時間デバイス（例えば、BARITT、
TUNNETT、MITTAT、DOVATT、ヘテロ
ジヤンクシヨンIMPATT等）のみならず、転送
電子デバイス（transferredelectron devices）
（Gunnダイオード、Gunn発振器等）及びトンネ
ルダイオードも含む。しかし、ここでの実施例は
IMPATTダイオードを使用し、この実施例を主
に説明を行なう。IMPATTダイオードは高周波
数特性という特定な利点を有し、この理由から、
他の多くの２端子デバイスタイプより好ましいこ
とは注目すべきである。しかし、本発明の範囲
は、特許請求の範囲に記載の事項以外では限定さ
れない。
されることは決してなく、一般に、利得を持つ、
あらゆる２端子デバイスの分布型装置に応用可能
である。即ち、分布型モードで実現され得る応用
可能なデバイスタイプは、IMPATT及び他のな
だれ走行時間デバイス（例えば、BARITT、
TUNNETT、MITTAT、DOVATT、ヘテロ
ジヤンクシヨンIMPATT等）のみならず、転送
電子デバイス（transferredelectron devices）
（Gunnダイオード、Gunn発振器等）及びトンネ
ルダイオードも含む。しかし、ここでの実施例は
IMPATTダイオードを使用し、この実施例を主
に説明を行なう。IMPATTダイオードは高周波
数特性という特定な利点を有し、この理由から、
他の多くの２端子デバイスタイプより好ましいこ
とは注目すべきである。しかし、本発明の範囲
は、特許請求の範囲に記載の事項以外では限定さ
れない。
分布型IMPATTは、基本的には、IMPATT
ダイオードの長い帯（ストリツプ）である。空乏
層は、進行波を助ける平行平板導波管（パラレル
プレートウエーブガイド）となる。デバイスの分
布型の持つ性質によつて、集約型ダイオードに関
連する電力−周波数の限定は起らない。従つて、
このデバイスは、従来のIMPATTよりもかなり
広い領域を有するようにでき、より高い電力を扱
うことが可能である。
ダイオードの長い帯（ストリツプ）である。空乏
層は、進行波を助ける平行平板導波管（パラレル
プレートウエーブガイド）となる。デバイスの分
布型の持つ性質によつて、集約型ダイオードに関
連する電力−周波数の限定は起らない。従つて、
このデバイスは、従来のIMPATTよりもかなり
広い領域を有するようにでき、より高い電力を扱
うことが可能である。
典型的構造を第１図に示す。このIMPATT構
造は、ｎ型（又はｐ型）GaAsのドリフト領域８
を有するシングルドリフト型である。空乏層ター
ミナル（p+層６とn+層４）は、ウエーブガイド
に対して境界を形成する。このデバイスは、空乏
層境界に於て、分路共振（shunt resonate）さ
れ、活性（能動）層の高い負コンダクタンスを十
分に利用している。
造は、ｎ型（又はｐ型）GaAsのドリフト領域８
を有するシングルドリフト型である。空乏層ター
ミナル（p+層６とn+層４）は、ウエーブガイド
に対して境界を形成する。このデバイスは、空乏
層境界に於て、分路共振（shunt resonate）さ
れ、活性（能動）層の高い負コンダクタンスを十
分に利用している。
第１５に上記の事情を詳しく示す。第１５ａ図
では、並列接続された−ＲとCdは、集約型
IMPATTを表わす。通常、Ｒは−500以上であ
る。このデバイスを発振させるためには、正の実
数部と誘導虚数部を有する負荷が必要である。こ
れは、ウエーブガイドのキヤビテイによつて与え
られる。しかし、回路側から見ると、この
IMPATTは、負性抵抗R′とCd（第１５ｂ図）の
直列の組合わせである。ここでR′は約−５であ
る。明らかに、負荷抵抗のみでなく回路及びダイ
オード内の全ての損失、を含むRsはR′より小さ
くなくてはならない。R′を上げるためには、ダ
イオード領域は極めて小さくされ、これによつて
電力出力が限定される。
では、並列接続された−ＲとCdは、集約型
IMPATTを表わす。通常、Ｒは−500以上であ
る。このデバイスを発振させるためには、正の実
数部と誘導虚数部を有する負荷が必要である。こ
れは、ウエーブガイドのキヤビテイによつて与え
られる。しかし、回路側から見ると、この
IMPATTは、負性抵抗R′とCd（第１５ｂ図）の
直列の組合わせである。ここでR′は約−５であ
る。明らかに、負荷抵抗のみでなく回路及びダイ
オード内の全ての損失、を含むRsはR′より小さ
くなくてはならない。R′を上げるためには、ダ
イオード領域は極めて小さくされ、これによつて
電力出力が限定される。
分布型デバイスでは、ウエーブガイドは
IMPATTの空乏層であり、これ故に第１５ｃ図
に示すように、分路共振させられる。CdとＬの
各要素は等しい強度を持つようにされ、Rsは、
R′よりもかなり大きい負性抵抗Ｒによつて制限
される。従つて、デバイスは小型である必要はな
く、外部共振回路は不要である。
IMPATTの空乏層であり、これ故に第１５ｃ図
に示すように、分路共振させられる。CdとＬの
各要素は等しい強度を持つようにされ、Rsは、
R′よりもかなり大きい負性抵抗Ｒによつて制限
される。従つて、デバイスは小型である必要はな
く、外部共振回路は不要である。
進行波IMPATTは少くとも２個の有利な点が
ある。
ある。
１ 与えられた周波数に対して、デバイス領域が
大きいので高電力が扱える。
大きいので高電力が扱える。
２ 組み込み共振器が使用できる。従つて、外部
回路は必要でない。ミリ波の範囲では、
IMPATTデバイス自身よりも、共振回路の設
計と製造が困難になるので、上記の事情は重要
である。
回路は必要でない。ミリ波の範囲では、
IMPATTデバイス自身よりも、共振回路の設
計と製造が困難になるので、上記の事情は重要
である。
分布型IMPATTは、その製造と集積化の容易
さから、モノリシツクの形で製造されるのが最適
である。ミリ波領域では、デバイスの長さと幅
は、典型的には、各々１〜５mm及び10〜100ミク
ロンである。このことは、製造上、別に特定な問
題とはならない。逓度（tapered）インピーダン
ス変換器は、負荷及びデバイスインピーダンスに
整合するように、半絶縁（SI）GaAs上に製造さ
れ得る。４ミル厚の半絶縁GaAs基板上のマイク
ロストリツプラインを、少くとも100GHzまで、
及び、より薄い基板では更に高周波数にまで使用
できる。
さから、モノリシツクの形で製造されるのが最適
である。ミリ波領域では、デバイスの長さと幅
は、典型的には、各々１〜５mm及び10〜100ミク
ロンである。このことは、製造上、別に特定な問
題とはならない。逓度（tapered）インピーダン
ス変換器は、負荷及びデバイスインピーダンスに
整合するように、半絶縁（SI）GaAs上に製造さ
れ得る。４ミル厚の半絶縁GaAs基板上のマイク
ロストリツプラインを、少くとも100GHzまで、
及び、より薄い基板では更に高周波数にまで使用
できる。
次に、基板に付けられた電導体ペアを有しかつ
エネルギを伝搬する方向に延びる伝送線と上記半
導体デバイスの結合された分布型デバイスについ
て説明する。第１０図は、そのようなデバイスを
モノリシツク分布型デバイスで実現したものであ
る。基板１０は、例えば半絶縁GaAsで構成され
る。半絶縁GaAsは、本発明の分布型デバイス
と、FETや可変容量のような他のモノリシツク
マイクロ波集積回路要素との集積が便利なので好
ましい。しかし、放熱には他の基板が望ましい場
合もある。即ち、本発明の他の実施例は、ダイヤ
モンド、銅、BeO、銀、又は厚い金メツキの基
板上の小型ハイブリツド構造として形成されても
よい。（これらの場合、製造プロセスは異なり、
望ましくはコンタクト層のパターニングを可能と
するため、AlGaAsエツチストツプが使用され
る。放熱の重要性は、一部、動作モードに依存す
る。つまり、低デユーテイサイクルでのパルスモ
ード動作は、高デユーテイサイクル又は連続発振
（CW）の応用に比較して、放熱に対する要求が
厳しくない。
エネルギを伝搬する方向に延びる伝送線と上記半
導体デバイスの結合された分布型デバイスについ
て説明する。第１０図は、そのようなデバイスを
モノリシツク分布型デバイスで実現したものであ
る。基板１０は、例えば半絶縁GaAsで構成され
る。半絶縁GaAsは、本発明の分布型デバイス
と、FETや可変容量のような他のモノリシツク
マイクロ波集積回路要素との集積が便利なので好
ましい。しかし、放熱には他の基板が望ましい場
合もある。即ち、本発明の他の実施例は、ダイヤ
モンド、銅、BeO、銀、又は厚い金メツキの基
板上の小型ハイブリツド構造として形成されても
よい。（これらの場合、製造プロセスは異なり、
望ましくはコンタクト層のパターニングを可能と
するため、AlGaAsエツチストツプが使用され
る。放熱の重要性は、一部、動作モードに依存す
る。つまり、低デユーテイサイクルでのパルスモ
ード動作は、高デユーテイサイクル又は連続発振
（CW）の応用に比較して、放熱に対する要求が
厳しくない。
第１０図を参照すると、半絶縁（例えばクロー
ムをドープしたもの）GaAs基板１０の上には、
n+層２０及び活性デバイス領域１６が形成され
る。望ましい実施例では、これらの層は、分子ビ
ームエピタキシによつて蒸着される。しかし、同
業者に周知の他の方法を、この構造の形成のため
に使用できる。本発明のデバイスの活性領域１６
内の半導体層は、それ自体は新規でなく、従来技
術の種々の半導体構造が利用され得る。望ましい
実施例は、第１１図の如く、従来のダブルドリフ
トIMPATT構造を使用し、多量にドープされた
裏面コンタクト層２０の上には、ｎ型ドリフト領
域２２、ｐ型ドリフト領域２４、及びp+コンタ
クト領域２６がある。望ましい実施例に於ては、
50GHz近くでの動作に対して、ドリフト領域２２
と２４は、各々約300ナノメータ（nm）の厚さで
ある。この厚さは、等業者に周知のように望まし
くは、周知数に対応して変えられる。例えば94G
Hzの動作では層２２と２４は、約200ナノメータ
の厚さでは、ドーピング濃度は高くなる。望まし
い実施例では、層２２と２４のドーピング濃度は
各々、約２×1017／c.c.であるが、当業者に知られ
ているように、他のドーピングレベルを選択して
もよい。これらの層のドーピングと厚さは、層２
２と２４の間の接合部を囲む空乏層が、ブレーク
ダウン電圧（動作電圧より低い）において、コン
タクト層２０と２６の端部まで丁度達するように
選択するのが望ましい。
ムをドープしたもの）GaAs基板１０の上には、
n+層２０及び活性デバイス領域１６が形成され
る。望ましい実施例では、これらの層は、分子ビ
ームエピタキシによつて蒸着される。しかし、同
業者に周知の他の方法を、この構造の形成のため
に使用できる。本発明のデバイスの活性領域１６
内の半導体層は、それ自体は新規でなく、従来技
術の種々の半導体構造が利用され得る。望ましい
実施例は、第１１図の如く、従来のダブルドリフ
トIMPATT構造を使用し、多量にドープされた
裏面コンタクト層２０の上には、ｎ型ドリフト領
域２２、ｐ型ドリフト領域２４、及びp+コンタ
クト領域２６がある。望ましい実施例に於ては、
50GHz近くでの動作に対して、ドリフト領域２２
と２４は、各々約300ナノメータ（nm）の厚さで
ある。この厚さは、等業者に周知のように望まし
くは、周知数に対応して変えられる。例えば94G
Hzの動作では層２２と２４は、約200ナノメータ
の厚さでは、ドーピング濃度は高くなる。望まし
い実施例では、層２２と２４のドーピング濃度は
各々、約２×1017／c.c.であるが、当業者に知られ
ているように、他のドーピングレベルを選択して
もよい。これらの層のドーピングと厚さは、層２
２と２４の間の接合部を囲む空乏層が、ブレーク
ダウン電圧（動作電圧より低い）において、コン
タクト層２０と２６の端部まで丁度達するように
選択するのが望ましい。
望ましい実施例では、p+層は、例えば200nmの
薄さが好ましいが、この厚さは変化できる。問題
としている周波数において、p+コンタクト層が、
スキンデプス（表皮厚さ）よりも薄いことは不可
欠なことであるが、GaAsにとつては94GHzでの
スキンデプスは数ミクロンであるので、困難な制
限ではない。
薄さが好ましいが、この厚さは変化できる。問題
としている周波数において、p+コンタクト層が、
スキンデプス（表皮厚さ）よりも薄いことは不可
欠なことであるが、GaAsにとつては94GHzでの
スキンデプスは数ミクロンであるので、困難な制
限ではない。
望ましくは、n+コンタクト層２０は厚い方が
よいが、これは使用されているデバイス製造過程
の便宜のためになされる。第１０図に示すよう
に、ダブルメサ構造が使用されるのが望ましい。
即ち、層２６までの全ての層が蒸着された後に、
大きなメサを画定するために、第１のメサエツチ
ステツプが実行される。大きなメサは、第１０図
のコンタクト層２０に対して示した幅に対応す
る。次に、第２のメサエツチが、典型的には、接
地コンタクトメタライゼーシヨン１８が蒸着され
るn+コンタクト層２０の部分から、活性領域１
６（即ち、層、２２，２４，２６）を除去するた
めに実行される。続いて、窒化珪素（Si3N4）の
層１２が蒸着されパターニングが行なわれ、サイ
ドカプラ１４のコンタクト１４と接地コンタクト
１８が、第１１図と第１２図に示された４層構造
に、フロントコンタクトとバツクコンタクトを与
えるためにパターニングされる。裏面のメタライ
ゼーシヨン２２は、単にRf接地板として設けら
れていて、放熱と搭載を助けるためにある。
よいが、これは使用されているデバイス製造過程
の便宜のためになされる。第１０図に示すよう
に、ダブルメサ構造が使用されるのが望ましい。
即ち、層２６までの全ての層が蒸着された後に、
大きなメサを画定するために、第１のメサエツチ
ステツプが実行される。大きなメサは、第１０図
のコンタクト層２０に対して示した幅に対応す
る。次に、第２のメサエツチが、典型的には、接
地コンタクトメタライゼーシヨン１８が蒸着され
るn+コンタクト層２０の部分から、活性領域１
６（即ち、層、２２，２４，２６）を除去するた
めに実行される。続いて、窒化珪素（Si3N4）の
層１２が蒸着されパターニングが行なわれ、サイ
ドカプラ１４のコンタクト１４と接地コンタクト
１８が、第１１図と第１２図に示された４層構造
に、フロントコンタクトとバツクコンタクトを与
えるためにパターニングされる。裏面のメタライ
ゼーシヨン２２は、単にRf接地板として設けら
れていて、放熱と搭載を助けるためにある。
本発明の原理を説明する分布型デバイスの平面
図を第２図に示す。第１０図に示した断面図は、
第２図の線Ａ−Ａにそつたものに対応する。サイ
ドカプラ１４は、送信線として動作する。従つ
て、サイドカプラ１４は、それ自体、マイクロス
トリツプラインに変え得て、他の回路要素に結合
することができる。
図を第２図に示す。第１０図に示した断面図は、
第２図の線Ａ−Ａにそつたものに対応する。サイ
ドカプラ１４は、送信線として動作する。従つ
て、サイドカプラ１４は、それ自体、マイクロス
トリツプラインに変え得て、他の回路要素に結合
することができる。
第２図に示すように、ダイオード活性領域１６
は、極めて延長されている。例えば、望ましい実
施例では、このダイオードは10ミクロンの幅であ
るが、長さはミリメータのオーダであつてよい。
は、極めて延長されている。例えば、望ましい実
施例では、このダイオードは10ミクロンの幅であ
るが、長さはミリメータのオーダであつてよい。
ダイオードが発振器として動作するときには、
ダイオードの基本共振周波数は第６図に示すよう
にその長さで決定される。
ダイオードの基本共振周波数は第６図に示すよう
にその長さで決定される。
第４図で分かるように、シングルパス利得と終
端点での反射係数との関係は、単純なダイオード
が発振器として又は増幅器として働くかを決定す
る。シングルパス利得が、反射係数の逆数と等し
いか大きければ、このデバイスは、定在波状態に
置かれ、発振器として動作する。即ち、シングル
パル利得が、当初から反射係数の逆数の２乗を超
えれば、デバイス内での信号レベルは、利得を制
限するように飽和が始まるまで上昇し、この結
果、恒等条件が満足される。他方、反射係数の逆
数の２乗がシングルパス利得を超えれば、このデ
バイスはマルチパス増幅器として働く。反射係数
の逆数の２乗がシングルパス利得を大きく上回れ
ば、効果的に、シングルパス増幅が行なわれる。
端点での反射係数との関係は、単純なダイオード
が発振器として又は増幅器として働くかを決定す
る。シングルパス利得が、反射係数の逆数と等し
いか大きければ、このデバイスは、定在波状態に
置かれ、発振器として動作する。即ち、シングル
パル利得が、当初から反射係数の逆数の２乗を超
えれば、デバイス内での信号レベルは、利得を制
限するように飽和が始まるまで上昇し、この結
果、恒等条件が満足される。他方、反射係数の逆
数の２乗がシングルパス利得を超えれば、このデ
バイスはマルチパス増幅器として働く。反射係数
の逆数の２乗がシングルパス利得を大きく上回れ
ば、効果的に、シングルパス増幅が行なわれる。
これらの種々の動作モードは、異なつた周波数
が選択できることを示唆する。第５図に示すよう
に、シングルパスとして動作中の増幅器は、実線
の曲線で示すように、多くの場合、選択的ではな
い。しかし、マルチパス増幅は、ゲイン特性にリ
ツプルが増加し、発振器の条件は共振を発生させ
る。
が選択できることを示唆する。第５図に示すよう
に、シングルパスとして動作中の増幅器は、実線
の曲線で示すように、多くの場合、選択的ではな
い。しかし、マルチパス増幅は、ゲイン特性にリ
ツプルが増加し、発振器の条件は共振を発生させ
る。
第６図は、デバイス長に対する、基本モードの
発振周波数の依存性を示す、本発明の実施結果例
である。明らかなように、所望の動作周波数を得
るには、ドリフト領域（IMPATTデバイス内の
多くドープされたコンタクト層の間の、少なくド
ープされた領域）の厚さを最適化するのが望まし
い。つまり、コンタクト層、ドーピング層をより
厚くすると、ドリフト層は薄くなり、動作周波数
は高くなる。
発振周波数の依存性を示す、本発明の実施結果例
である。明らかなように、所望の動作周波数を得
るには、ドリフト領域（IMPATTデバイス内の
多くドープされたコンタクト層の間の、少なくド
ープされた領域）の厚さを最適化するのが望まし
い。つまり、コンタクト層、ドーピング層をより
厚くすると、ドリフト層は薄くなり、動作周波数
は高くなる。
キヤビテイ（空胴）モード共振器では空間的高
調波を得ることが可能であるが、ドロフト領域の
厚さによる周波数の選択性の理由から、このこと
は、本発明の分布型IMPATTでは大問題にはな
りそうもない。当然ながら、狭いドリフト領域を
有する、極めて長いデバイスでは、高調波は、互
いに十分近接して複数の安定発振周波数を得るよ
うにされ得る。ミリ波くし形フイルタを構成する
場合には、本発明に従つて、上記の方法で構成で
きる。
調波を得ることが可能であるが、ドロフト領域の
厚さによる周波数の選択性の理由から、このこと
は、本発明の分布型IMPATTでは大問題にはな
りそうもない。当然ながら、狭いドリフト領域を
有する、極めて長いデバイスでは、高調波は、互
いに十分近接して複数の安定発振周波数を得るよ
うにされ得る。ミリ波くし形フイルタを構成する
場合には、本発明に従つて、上記の方法で構成で
きる。
更に、共振周波数は、コンタクト層２０と２６
の厚さとドーピングによつて、変化する部分もあ
る。これらのコンタクト層は、伝送線の負荷とな
り、それ故に、伝送線内の伝搬に於る位相速度を
下げることができる。この動作が、共振周波数を
低くする。
の厚さとドーピングによつて、変化する部分もあ
る。これらのコンタクト層は、伝送線の負荷とな
り、それ故に、伝送線内の伝搬に於る位相速度を
下げることができる。この動作が、共振周波数を
低くする。
本発明は、上記した伝送線（具体的にはサイド
カプラ）と半導体デバイスの結合された分布デバ
イスを、複数個配置し、エネルギの伝搬方向は半
導体デバイスの長さとしたものであつて、これが
第３図に示されている。なお第３図では伝送線は
マイクロストリツプとなつている。
カプラ）と半導体デバイスの結合された分布デバ
イスを、複数個配置し、エネルギの伝搬方向は半
導体デバイスの長さとしたものであつて、これが
第３図に示されている。なお第３図では伝送線は
マイクロストリツプとなつている。
このように、本発明にあつては、伝送線の脇に
負性抵抗を呈する半導体デバイスが配されるの
で、エネルギは伝送線を伝搬する間に、複数段に
渡つて増幅され、しかもエネルギの主伝搬路は伝
送線であるから、入力、出力路とのインピーダン
ス整合も容易である。更に第１６図、第１７図、
第１８図のようにすれば、なおインピーダンス整
合に適したものになる。
負性抵抗を呈する半導体デバイスが配されるの
で、エネルギは伝送線を伝搬する間に、複数段に
渡つて増幅され、しかもエネルギの主伝搬路は伝
送線であるから、入力、出力路とのインピーダン
ス整合も容易である。更に第１６図、第１７図、
第１８図のようにすれば、なおインピーダンス整
合に適したものになる。
DIMPATTの特性インピーダンスに依存して、
サイドカツプリングマイクロストリツプの特性イ
ンピーダンスは小さくする必要がある。この場
合、第１６，１７，１８図に示すように入力１０
２での標準の50Ω伝送線から、いくつかのλ／４
変換器１０６内の低インピーダンスＺ３に移るこ
とが望まれる。（ラムダ（λ）は周波数帯の中心
周波数での、マイクロスリツプ内の波長に対応す
る。）マルチセクシヨンの変換器では、幅の広い
周波数帯のインピーダンス整合を行なう。同様
な、λ／４変換器のせクシヨンは、出力端子にお
いて、特性インピーダンスレベルを上げる。第１
６図はこの構成を示し、望ましくは、インピーダ
ンスは等比数列的に増加する。
サイドカツプリングマイクロストリツプの特性イ
ンピーダンスは小さくする必要がある。この場
合、第１６，１７，１８図に示すように入力１０
２での標準の50Ω伝送線から、いくつかのλ／４
変換器１０６内の低インピーダンスＺ３に移るこ
とが望まれる。（ラムダ（λ）は周波数帯の中心
周波数での、マイクロスリツプ内の波長に対応す
る。）マルチセクシヨンの変換器では、幅の広い
周波数帯のインピーダンス整合を行なう。同様
な、λ／４変換器のせクシヨンは、出力端子にお
いて、特性インピーダンスレベルを上げる。第１
６図はこの構成を示し、望ましくは、インピーダ
ンスは等比数列的に増加する。
特定の応用に対しては、第１の方法として
DIMPATTの幅を変更することが望まれる。言
いかえれば、各デバイス１０８と１１０が、同様
な出力密度となることを確実にするため、より幅
の広いデバイス１１０を出力端に近づけて使用す
るのがよい。この場合、第１７図に示すように、
デバイス１０８を、異なつたインピーダンスレベ
ルで入力ポートに近づけて結合する方が、デバイ
ス１１０を出力に近づけるよりも望ましいことも
ある。
DIMPATTの幅を変更することが望まれる。言
いかえれば、各デバイス１０８と１１０が、同様
な出力密度となることを確実にするため、より幅
の広いデバイス１１０を出力端に近づけて使用す
るのがよい。この場合、第１７図に示すように、
デバイス１０８を、異なつたインピーダンスレベ
ルで入力ポートに近づけて結合する方が、デバイ
ス１１０を出力に近づけるよりも望ましいことも
ある。
または、第２の方法として同様なサイズのダイ
オードを使用して、出力側に向つて結合を変化さ
せるようにしてもよい。これは、第１８図に示す
ように、マイクロストリツプの特性インピーダン
スを再び変えることで行なわれる。入力ポート近
くでは、インピーダンス整合がより良く行なわれ
るので、デバイス１０８はマイクロストリツプ部
分１１２に強く結合される。第２デバイス１０８
は、マイクロストリツプ部分１１４には、それ程
強く結合されず、最後のデバイス１０８は、マイ
クロストリツプ部分１１６に弱く結合される。
オードを使用して、出力側に向つて結合を変化さ
せるようにしてもよい。これは、第１８図に示す
ように、マイクロストリツプの特性インピーダン
スを再び変えることで行なわれる。入力ポート近
くでは、インピーダンス整合がより良く行なわれ
るので、デバイス１０８はマイクロストリツプ部
分１１２に強く結合される。第２デバイス１０８
は、マイクロストリツプ部分１１４には、それ程
強く結合されず、最後のデバイス１０８は、マイ
クロストリツプ部分１１６に弱く結合される。
このようにして、波が出力ポート１０４に向つ
て移動すると、そのより少ない部分が、引続く
DIMPATT１０８の活性触媒を介して伝搬する。
より少ない部分が最後のデバイス１０８を通過す
るが、各デバイス１０８の出力密度の絶対値は、
マイクロストリツプを伝搬する波が電力利得を得
ているので、同一になる。
て移動すると、そのより少ない部分が、引続く
DIMPATT１０８の活性触媒を介して伝搬する。
より少ない部分が最後のデバイス１０８を通過す
るが、各デバイス１０８の出力密度の絶対値は、
マイクロストリツプを伝搬する波が電力利得を得
ているので、同一になる。
これら２方法はある程度似ている。相異は減結
合が一方では、ラインインピーダンスを変えるこ
とで実行され、もう一方ではデバイスインピーダ
ンスを変えることで実行されることである。
合が一方では、ラインインピーダンスを変えるこ
とで実行され、もう一方ではデバイスインピーダ
ンスを変えることで実行されることである。
または、振動動作を確実にすることを望む場合
には、これも、活性領域１６の終端で、ンピーダ
ンスが不連続になることを保証するようにサイド
カプラ１４をパターニングすることが達成され
る。
には、これも、活性領域１６の終端で、ンピーダ
ンスが不連続になることを保証するようにサイド
カプラ１４をパターニングすることが達成され
る。
シングルパス増幅動作を確実にする他の方法は
方向性を保証するため、フエライト基板と磁場を
使用することである。即ち、当業者に周知のよう
に、基板１０が強磁性材料で作られていて、直流
バイアスが基板面に垂直に印加されると、波の伝
搬は優先的に一方向に起こるので、本発明のデバ
イスは、単にシングルパス２ポート増幅器として
動作する。
方向性を保証するため、フエライト基板と磁場を
使用することである。即ち、当業者に周知のよう
に、基板１０が強磁性材料で作られていて、直流
バイアスが基板面に垂直に印加されると、波の伝
搬は優先的に一方向に起こるので、本発明のデバ
イスは、単にシングルパス２ポート増幅器として
動作する。
本発明の参考例に従つて、多数発振器又は増幅
器を組合せるためには、伝送線にそつて直列に接
続するだけでよい。即ち、サイドカプラ１４は、
マイクロストリツプラインを提供するように延
び、この延びた部分にそつて、複数個の活性領域
１６がスペースをあけてならぶ。
器を組合せるためには、伝送線にそつて直列に接
続するだけでよい。即ち、サイドカプラ１４は、
マイクロストリツプラインを提供するように延
び、この延びた部分にそつて、複数個の活性領域
１６がスペースをあけてならぶ。
活性領域１６が広くなればなるほど、電力処理
能力は、当然上がる。しかし、活性領域が広くさ
れすぎると、デバイスの特性インピーダンスが小
さくなり、入出力ポートでの実際のインピーダン
ス整合が一層困難になる。
能力は、当然上がる。しかし、活性領域が広くさ
れすぎると、デバイスの特性インピーダンスが小
さくなり、入出力ポートでの実際のインピーダン
ス整合が一層困難になる。
デバイス長のある特定な限界は、デバイス内を
伝搬する電磁波の１波長の、およそ10分の１であ
る。与えられた領域のデバイスに対しては、長
さ／幅の比は、デバイス長に課せられた特定な限
度を超えない範囲で、熱インピーダンスを下げる
ために可能な限り大きく保つべきである。発振器
として動作するデバイスは特定の長さである必要
があるが、増幅器、移相器、又は減衰器として動
作するデバイスは、その応用の必要に応じて可変
長でよい。増幅器の利得、移相器の移相偏移、ま
たは減衰器の減衰は、デバイス長の影響の強い関
数である。更に、不必要な発振を押えるため、デ
バイス長は、デバイス長に制御される発振器に好
適である周波数において、IMPATTの動作を十
分な利得を与えないように選択されねばならな
い。
伝搬する電磁波の１波長の、およそ10分の１であ
る。与えられた領域のデバイスに対しては、長
さ／幅の比は、デバイス長に課せられた特定な限
度を超えない範囲で、熱インピーダンスを下げる
ために可能な限り大きく保つべきである。発振器
として動作するデバイスは特定の長さである必要
があるが、増幅器、移相器、又は減衰器として動
作するデバイスは、その応用の必要に応じて可変
長でよい。増幅器の利得、移相器の移相偏移、ま
たは減衰器の減衰は、デバイス長の影響の強い関
数である。更に、不必要な発振を押えるため、デ
バイス長は、デバイス長に制御される発振器に好
適である周波数において、IMPATTの動作を十
分な利得を与えないように選択されねばならな
い。
従つて、本発明の重要な教示は、サイドコンタ
クトを使用する分布型負性抵抗ダイオードから結
合されることである。ここで、サイドコンタクト
は、ダイオードの活性領域のほぼ全長にそつてダ
イオードに結合されているものとする。基本的な
新規性を持つこの教示は、広い範囲の実施例を与
えるため、修正及び変更され得る。第３図に示す
ように、本発明の参考例としてはダイオードの長
軸方向に平行な伝搬方向を有するマイクロストリ
ツプに、分布型IMPATTを結合したが、第１９
図や第２０図の本発明の実施例は、IMPATT１
０８を、ダイオードの長軸方向に直角に延びる広
いマイクロストリツプライン６０６に（キヤパシ
タの間隙６０８を介して）結合するものを示す。
クトを使用する分布型負性抵抗ダイオードから結
合されることである。ここで、サイドコンタクト
は、ダイオードの活性領域のほぼ全長にそつてダ
イオードに結合されているものとする。基本的な
新規性を持つこの教示は、広い範囲の実施例を与
えるため、修正及び変更され得る。第３図に示す
ように、本発明の参考例としてはダイオードの長
軸方向に平行な伝搬方向を有するマイクロストリ
ツプに、分布型IMPATTを結合したが、第１９
図や第２０図の本発明の実施例は、IMPATT１
０８を、ダイオードの長軸方向に直角に延びる広
いマイクロストリツプライン６０６に（キヤパシ
タの間隙６０８を介して）結合するものを示す。
本発明の分布型ダイオードのサイドコンタクト
は、マイクロストリツプ伝送線として直流結合さ
れ得るが、第２１図に示すように、コンタクト２
０６（これはダイオード２０８にそつて延びる）
を、誘電体２１０を介して、マイクロストリツプ
送出線２０４に容量的に結合することも可能であ
る。強い結合条件下では、分布型IMPATTイン
ピーダンスのＱは下げられ、それ故に、分布型
IMPATTデバイスは広い周波数範囲で注入同期
され得る。同一のマイクロストライプラインに、
更にデバイスを結合させることもできる。上記の
方法に加えて、相反性のないようにするため、分
布型IMPATTデバイスの間に絶縁体を挿入して
もよい。
は、マイクロストリツプ伝送線として直流結合さ
れ得るが、第２１図に示すように、コンタクト２
０６（これはダイオード２０８にそつて延びる）
を、誘電体２１０を介して、マイクロストリツプ
送出線２０４に容量的に結合することも可能であ
る。強い結合条件下では、分布型IMPATTイン
ピーダンスのＱは下げられ、それ故に、分布型
IMPATTデバイスは広い周波数範囲で注入同期
され得る。同一のマイクロストライプラインに、
更にデバイスを結合させることもできる。上記の
方法に加えて、相反性のないようにするため、分
布型IMPATTデバイスの間に絶縁体を挿入して
もよい。
第１３図に示すように、多くの分布型ダイオー
ド１０８を組合わせて、サーキユレータを用いず
にインジエクシヨンロツクドIMPATT増幅器に
することもできる。3dBクアドラチヤハイブリツ
ド６１０は入力６１４と出力６１６とに接続さ
れ、又（整合ネツトワーク６１１２を介して）２
つのIMPATT１０８に接続される。第１３図ｂ
に示すように多くのIMDATT１０８をこのよう
に組合わせることもできる。
ド１０８を組合わせて、サーキユレータを用いず
にインジエクシヨンロツクドIMPATT増幅器に
することもできる。3dBクアドラチヤハイブリツ
ド６１０は入力６１４と出力６１６とに接続さ
れ、又（整合ネツトワーク６１１２を介して）２
つのIMPATT１０８に接続される。第１３図ｂ
に示すように多くのIMDATT１０８をこのよう
に組合わせることもできる。
従つて、本発明は、上に列挙した本発明の目的
を全て有利な点として持つ、マイクロ波デバイス
技術での基本的革新をなすことである。本発明を
特定な実施例を参照して記述したが本発明は極め
て広範な応用性のある一般的概念を教示してい
る。従つて、本発明は、広い意味で解釈されるべ
き特許請求の範囲に限定される以外には限定を受
けるものではない。
を全て有利な点として持つ、マイクロ波デバイス
技術での基本的革新をなすことである。本発明を
特定な実施例を参照して記述したが本発明は極め
て広範な応用性のある一般的概念を教示してい
る。従つて、本発明は、広い意味で解釈されるべ
き特許請求の範囲に限定される以外には限定を受
けるものではない。
この分布型発振器構造は、単に伝送線を可変容
量要素を含むことで、分布型VCOを形成するよ
うにされている。即ち、第２２図にあるように、
分布型３０３（又は、他の分布型発振器）のサイ
ドウオール（側壁）コンタクト３０１は、（望ま
しくは分布型の）可変容量の１端子にも接続され
る。この可変容量は、バツクバイアスコンタクト
３０４を有し、分布型容量３０２上のバイアスを
変えることによつて、伝送線上の負荷を変化させ
ることができる。即ち、伝送線上の移相速度が変
えられ、これによつて、固定長キヤビテイの発振
周波数も変化する。しかし、キヤビテイは、この
基本モードで、共振を続けていて、それ故に、極
めて安定な高いＱを持つ発振器となる。更に、分
布型容量が一旦変化させられると発振器は、僅か
なキヤビテイ走行時間のみで、新しい共振周波数
を得る。つまり、このような発振器は、並外れた
周波数アジリテイと安定性を持つ。
量要素を含むことで、分布型VCOを形成するよ
うにされている。即ち、第２２図にあるように、
分布型３０３（又は、他の分布型発振器）のサイ
ドウオール（側壁）コンタクト３０１は、（望ま
しくは分布型の）可変容量の１端子にも接続され
る。この可変容量は、バツクバイアスコンタクト
３０４を有し、分布型容量３０２上のバイアスを
変えることによつて、伝送線上の負荷を変化させ
ることができる。即ち、伝送線上の移相速度が変
えられ、これによつて、固定長キヤビテイの発振
周波数も変化する。しかし、キヤビテイは、この
基本モードで、共振を続けていて、それ故に、極
めて安定な高いＱを持つ発振器となる。更に、分
布型容量が一旦変化させられると発振器は、僅か
なキヤビテイ走行時間のみで、新しい共振周波数
を得る。つまり、このような発振器は、並外れた
周波数アジリテイと安定性を持つ。
望ましい実施例では、上記のようにこの発振器
は、分布型IMPATT構造で構成される。エアー
ブリツジ３０６は分布型IMPATT構造の側壁コ
ンタクトを、分布型バラクタ構造３０２に接続す
る。（または、ブリツジ３０６はポリイミドのよ
うなソリツドな誘電体３０７で保持されてもよ
い。）望ましくは、分布型バラクタ構造は、分布
型IMPATT発振器の特定な容量の約10分の１の
特定な容量を持つ。
は、分布型IMPATT構造で構成される。エアー
ブリツジ３０６は分布型IMPATT構造の側壁コ
ンタクトを、分布型バラクタ構造３０２に接続す
る。（または、ブリツジ３０６はポリイミドのよ
うなソリツドな誘電体３０７で保持されてもよ
い。）望ましくは、分布型バラクタ構造は、分布
型IMPATT発振器の特定な容量の約10分の１の
特定な容量を持つ。
望ましい実施例に於ては、上記のように、分布
型IMPATT構造３０３は、ドーピングが約２×
1017／c.c.で、厚さの総計が0.6ミクロンである活
性領域を有するダブルドリフトIMPATTであ
る。エアブリツジ３０６は、約３ミクロンの厚さ
の金で作られる。分布型容量３０２は、アクテイ
ブな分布型IMPATT構造から、約15ミクロン、
横方向に分離されている。分布型容量３０２自体
は、望ましくは、基板３０９上に直接蒸着された
GaAsの裏面コンタクト層３０４を備えている。
尚、基板３０９は、約50μm（２ミル）の厚さで、
少くとも５×1818／c.c.でドープされている。
型IMPATT構造３０３は、ドーピングが約２×
1017／c.c.で、厚さの総計が0.6ミクロンである活
性領域を有するダブルドリフトIMPATTであ
る。エアブリツジ３０６は、約３ミクロンの厚さ
の金で作られる。分布型容量３０２は、アクテイ
ブな分布型IMPATT構造から、約15ミクロン、
横方向に分離されている。分布型容量３０２自体
は、望ましくは、基板３０９上に直接蒸着された
GaAsの裏面コンタクト層３０４を備えている。
尚、基板３０９は、約50μm（２ミル）の厚さで、
少くとも５×1818／c.c.でドープされている。
この裏面コンタクト層３０４の上に、少くとも１
層のGaAsが置かれ、これは、反対の導電型を持
ち、より弱くドープされる。強くドープされた上
部コンタクト領域は、エアブリツジ３０６へのオ
ーミツク接続を可能にする。
層のGaAsが置かれ、これは、反対の導電型を持
ち、より弱くドープされる。強くドープされた上
部コンタクト領域は、エアブリツジ３０６へのオ
ーミツク接続を可能にする。
従って、分布型バラクタ構造３０２は望ましく
は、単に、分布型IMPATTの活性領域を形成す
るのに用いたものと同じ半導体層構造を使用して
形成される。これによつて製造が容易になる。バ
ラクタバイアスコンタクト３１０に印加されるバ
イアス電圧は、当然IMPATTをバイアスするの
に用いた（例えば約15V）よりもはるかに低い
（例えば約5V）。
は、単に、分布型IMPATTの活性領域を形成す
るのに用いたものと同じ半導体層構造を使用して
形成される。これによつて製造が容易になる。バ
ラクタバイアスコンタクト３１０に印加されるバ
イアス電圧は、当然IMPATTをバイアスするの
に用いた（例えば約15V）よりもはるかに低い
（例えば約5V）。
または、可変容量は単に、シヨツトキ障壁コン
タクトの下の空乏層で、もしくは当業者に自明な
他の手段によつても形成され得る。
タクトの下の空乏層で、もしくは当業者に自明な
他の手段によつても形成され得る。
分布型バラクタ要素が、分布型IMPATT要素
と同一長であることは望ましいが、必要条件では
ない。
と同一長であることは望ましいが、必要条件では
ない。
本発明のバラクタ制御DIMPATT発振器の応
用例としては、フエーズロツクト発振器がある。
これは第２５図に示すように本質的には、低雑音
の増幅器である。
用例としては、フエーズロツクト発振器がある。
これは第２５図に示すように本質的には、低雑音
の増幅器である。
応用に於ては、DIMPATT４０２からの出力
電力の周波数と振幅とは弱い結合を介してサンプ
ルされる。ある分枝では、出力周波数と入力信号
は、弁別器４０６で比較され、ここで出力電圧
は、周波数差Δf＝f2−f1に比例する。この映像信
号４０８は、DIMPATTの周波数がf1でロツク
されるまで、増幅され、バラクタダイオード４１
２の直流バイアスを制御するのに使用される。出
力電力の第２サンプリング結果は、γf電圧に比例
する出力を持つ検出器４１４に供給される。この
電圧は増幅され（比較器４１８と電源４２０を介
して）DIMPATT４０２の出力電力を制御する
直流電流４１６を制御するために使用される。
電力の周波数と振幅とは弱い結合を介してサンプ
ルされる。ある分枝では、出力周波数と入力信号
は、弁別器４０６で比較され、ここで出力電圧
は、周波数差Δf＝f2−f1に比例する。この映像信
号４０８は、DIMPATTの周波数がf1でロツク
されるまで、増幅され、バラクタダイオード４１
２の直流バイアスを制御するのに使用される。出
力電力の第２サンプリング結果は、γf電圧に比例
する出力を持つ検出器４１４に供給される。この
電圧は増幅され（比較器４１８と電源４２０を介
して）DIMPATT４０２の出力電力を制御する
直流電流４１６を制御するために使用される。
当業者には自明なように、本発明は、モノリシ
ツクマイクロ波集積回路、及びソリツドステート
のマイクロ波及びミリ波素子全般に於て、基本的
な新しい革新を与える。従つて、本発明の極めて
広範な等価装置が明らかにされ、本発明の範囲
は、明らかに、特許請求の範囲に記載の事項以外
には制限されない。
ツクマイクロ波集積回路、及びソリツドステート
のマイクロ波及びミリ波素子全般に於て、基本的
な新しい革新を与える。従つて、本発明の極めて
広範な等価装置が明らかにされ、本発明の範囲
は、明らかに、特許請求の範囲に記載の事項以外
には制限されない。
第１図は、分布型IMPATTの構成を全体的
に、その回路図と共に示す。第２図は、延長され
たサイドカプラが使用された場合の、分布型
IMPATTの構成を示す。第３図は、本発明を説
明する図で、分布型IMPATT１０８が、マイク
ロストリツプ伝送線６０４及びアイソレータ６０
２を介して他のミリ波回路素子に結合された実施
例を示す。第４図は、分布型デバイスが、発振
器、多重パス２ポート増幅器又は実際上シングル
パス２ポート増幅器として機能する場合を、シン
グルパス利得とシングルパス反射係数の関係から
決定する方法を示す。第５図は、発振器、シング
ルパス増幅器及び２個の多重パス増幅器の周波数
応答特性を、シングルパス利得とシングルパス反
射係数との関係において画いた曲線を示す。第６
図は、デバイス長と基本モード発振周波数の関係
を示す。第７図と第８図は、第３図に関する出力
電力と直流バイアス電流との関係を示す例であ
る。第９図は、自走発振器（第９ａ図）として動
作するIMPATTデバイスのＱと、インジエクシ
ヨンロツクト増幅器（第９ｂ図）として動作する
IMPATTデバイスのＱとの差を示す。第１０図
は、本発明に用いるIMPATTの伝送線の伝搬方
向に垂直な方向での断面図である。第１１図はダ
ブルドリフトモノシツク分布型IMPATTの活性
領域に対して、望ましい実施例で使用されたデバ
イス構造を示す。第１２図は第１１図の構造に対
応した、ドーピングの濃度を示す。第１３図は、
複数IMPATTをインジエクシヨンロツクト増幅
器に結合する方法を示す。第１４図、分布型
IMPATTの等価回路である。第１５図は、分布
型IMPATTと集約型IMPATTの各各の等価回
路を比較したものである。第１６図は、本発明の
一参考例で入力インピーダンスZOのマイクロス
トリツプを低インピーダンスを持つIMPATTダ
イオードに対してインピーダンス整合を行なつた
場合の本発明の参考図である。第１７図は、本発
明の他の参考例で、各々異なつた厚さを有する２
個の分布型IMPATT間に、マイクロストリツプ
のインピーダンス整合変換を含む電力合成回路を
示す。第１８図は、本発明の他の参考例で、複数
のIMPATTを電力の低いマイクロストリツプ領
域により弱く結合した電力合成方法を示す。第１
９図は、本発明の実施例で、サイドコンタクトが
活性ダイオード領域にそつて連続しているが、分
布型IMPATTの伝搬方向に垂直な方向に、幅の
広いマイクロストリツプの線として延びている結
合方法を示す。第２０図は、発振器からのエネル
ギを結合するための他の方法を示し、この結合
も、IMPATTダイオードの長軸方向に直角に延
びる、巾の広いマイクロストリツプを介して実施
される。第２１図は本発明に用いるIMPATTの
結合方法を示し、ここでは、側壁コンタクトは、
IMPATTダイオード領域に平行に延びたマイク
ロストリツプラインに、容量的に結合されている
が、直流結合ではない。第２２図は、本発明に関
連した分布型電圧制御発振器の断面図である。第
２３図は、本発明の分布型電圧制御発振器の伝送
線モデルに対応する異なつた回路素子の概略回路
図である。第２４図は、種々の容量に対して得ら
れた発振周波数を示すグラフである。第２５図
は、フエーズロツクド発振器としての、本発明に
よる一応用例を示す。 符号の説明、４，６……空乏層ターミナル、
８，２２，２４……ドリフト領域、１０……基
板、１４……サイドカプラ、１６……デバイス活
性領域、１８……接地コンタクトメタライゼーシ
ヨン、２０……裏面コンタクト、２６……表面コ
ンタクト、１０２……入力（ポート）、１０４…
…出力ポート、１１２，１１４，１１６，２０４
……マイクロストリツプ、２０６……コンタク
ト、２１０……誘電体。
に、その回路図と共に示す。第２図は、延長され
たサイドカプラが使用された場合の、分布型
IMPATTの構成を示す。第３図は、本発明を説
明する図で、分布型IMPATT１０８が、マイク
ロストリツプ伝送線６０４及びアイソレータ６０
２を介して他のミリ波回路素子に結合された実施
例を示す。第４図は、分布型デバイスが、発振
器、多重パス２ポート増幅器又は実際上シングル
パス２ポート増幅器として機能する場合を、シン
グルパス利得とシングルパス反射係数の関係から
決定する方法を示す。第５図は、発振器、シング
ルパス増幅器及び２個の多重パス増幅器の周波数
応答特性を、シングルパス利得とシングルパス反
射係数との関係において画いた曲線を示す。第６
図は、デバイス長と基本モード発振周波数の関係
を示す。第７図と第８図は、第３図に関する出力
電力と直流バイアス電流との関係を示す例であ
る。第９図は、自走発振器（第９ａ図）として動
作するIMPATTデバイスのＱと、インジエクシ
ヨンロツクト増幅器（第９ｂ図）として動作する
IMPATTデバイスのＱとの差を示す。第１０図
は、本発明に用いるIMPATTの伝送線の伝搬方
向に垂直な方向での断面図である。第１１図はダ
ブルドリフトモノシツク分布型IMPATTの活性
領域に対して、望ましい実施例で使用されたデバ
イス構造を示す。第１２図は第１１図の構造に対
応した、ドーピングの濃度を示す。第１３図は、
複数IMPATTをインジエクシヨンロツクト増幅
器に結合する方法を示す。第１４図、分布型
IMPATTの等価回路である。第１５図は、分布
型IMPATTと集約型IMPATTの各各の等価回
路を比較したものである。第１６図は、本発明の
一参考例で入力インピーダンスZOのマイクロス
トリツプを低インピーダンスを持つIMPATTダ
イオードに対してインピーダンス整合を行なつた
場合の本発明の参考図である。第１７図は、本発
明の他の参考例で、各々異なつた厚さを有する２
個の分布型IMPATT間に、マイクロストリツプ
のインピーダンス整合変換を含む電力合成回路を
示す。第１８図は、本発明の他の参考例で、複数
のIMPATTを電力の低いマイクロストリツプ領
域により弱く結合した電力合成方法を示す。第１
９図は、本発明の実施例で、サイドコンタクトが
活性ダイオード領域にそつて連続しているが、分
布型IMPATTの伝搬方向に垂直な方向に、幅の
広いマイクロストリツプの線として延びている結
合方法を示す。第２０図は、発振器からのエネル
ギを結合するための他の方法を示し、この結合
も、IMPATTダイオードの長軸方向に直角に延
びる、巾の広いマイクロストリツプを介して実施
される。第２１図は本発明に用いるIMPATTの
結合方法を示し、ここでは、側壁コンタクトは、
IMPATTダイオード領域に平行に延びたマイク
ロストリツプラインに、容量的に結合されている
が、直流結合ではない。第２２図は、本発明に関
連した分布型電圧制御発振器の断面図である。第
２３図は、本発明の分布型電圧制御発振器の伝送
線モデルに対応する異なつた回路素子の概略回路
図である。第２４図は、種々の容量に対して得ら
れた発振周波数を示すグラフである。第２５図
は、フエーズロツクド発振器としての、本発明に
よる一応用例を示す。 符号の説明、４，６……空乏層ターミナル、
８，２２，２４……ドリフト領域、１０……基
板、１４……サイドカプラ、１６……デバイス活
性領域、１８……接地コンタクトメタライゼーシ
ヨン、２０……裏面コンタクト、２６……表面コ
ンタクト、１０２……入力（ポート）、１０４…
…出力ポート、１１２，１１４，１１６，２０４
……マイクロストリツプ、２０６……コンタク
ト、２１０……誘電体。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 半導体基板を有し； 上記半導体基板基板上に形成され第１と第２の
電導体間にはさまれた半導体活性領域を有し、こ
の活性領域は上記第１と第２の電導体との間に負
性抵抗ダイオードを提供し； 上記半導体活性領域と上記第１と第２の電導体
は第１の方向に延びており； 上記第１の電導体は、上記基板の上に一体的に
形成され、かつ上記半導体活性領域の実質上全長
に亘つて配されて、伝送線路を提供し、この伝送
線の主伝播方向は前記第１方向と実質上直角であ
る； ことを特徴とするマイクロ波装置。 ２ 上記伝送線の容量が電気的に可変である請求
項２記載のマイクロ波装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/528,208 US4568889A (en) | 1983-08-31 | 1983-08-31 | Distributed diode VCO with stripline coupled output and distributed variable capacitor control |
| US528208 | 1983-08-31 | ||
| US528210 | 1990-05-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6372169A JPS6372169A (ja) | 1988-04-01 |
| JPH0450766B2 true JPH0450766B2 (ja) | 1992-08-17 |
Family
ID=24104698
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59181627A Granted JPS60149176A (ja) | 1983-08-31 | 1984-08-30 | マイクロ波装置 |
| JP62204957A Granted JPS6372169A (ja) | 1983-08-31 | 1987-08-18 | マイクロ波装置 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59181627A Granted JPS60149176A (ja) | 1983-08-31 | 1984-08-30 | マイクロ波装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4568889A (ja) |
| JP (2) | JPS60149176A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4568889A (en) * | 1983-08-31 | 1986-02-04 | Texas Instruments Incorporated | Distributed diode VCO with stripline coupled output and distributed variable capacitor control |
| US4777490A (en) * | 1986-04-22 | 1988-10-11 | General Electric Company | Monolithic antenna with integral pin diode tuning |
| US5109203A (en) * | 1986-04-24 | 1992-04-28 | Energy Compression Research Corp. | Generated and method for generating microwaves |
| US5157361A (en) * | 1991-05-10 | 1992-10-20 | Gruchalla Michael E | Nonlinear transmission line |
| US6853260B1 (en) | 1999-09-15 | 2005-02-08 | California Institute Of Technology | Tunable, distributed voltage-controlled oscillator |
| US6396359B1 (en) * | 1999-09-15 | 2002-05-28 | California Institute Of Technology | Tunable, distributed, voltage-controlled oscillator |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS51111086A (en) * | 1975-03-26 | 1976-10-01 | Hitachi Ltd | Manufacturing method of semi-conductor equipment |
| JPS60149176A (ja) * | 1983-08-31 | 1985-08-06 | テキサス インスツルメンツ インコ−ポレイテツド | マイクロ波装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3675161A (en) * | 1968-10-12 | 1972-07-04 | Matsushita Electronics Corp | Varactor-controlled pn junction semiconductor microwave oscillation device |
| GB1493602A (en) * | 1975-08-27 | 1977-11-30 | Secr Defence | Semiconductor devices |
| US4150345A (en) * | 1977-12-02 | 1979-04-17 | Raytheon Company | Microstrip coupler having increased coupling area |
| FR2508233A1 (fr) * | 1981-06-19 | 1982-12-24 | Thomson Csf | Procede de realisation d'un composant unitaire comportant une diode oscillatrice et une diode a capacite variable et emetteur accordable en frequence comprenant un tel composant unitaire |
-
1983
- 1983-08-31 US US06/528,208 patent/US4568889A/en not_active Expired - Fee Related
-
1984
- 1984-08-30 JP JP59181627A patent/JPS60149176A/ja active Granted
-
1987
- 1987-08-18 JP JP62204957A patent/JPS6372169A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51111086A (en) * | 1975-03-26 | 1976-10-01 | Hitachi Ltd | Manufacturing method of semi-conductor equipment |
| JPS60149176A (ja) * | 1983-08-31 | 1985-08-06 | テキサス インスツルメンツ インコ−ポレイテツド | マイクロ波装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60149176A (ja) | 1985-08-06 |
| JPH0449810B2 (ja) | 1992-08-12 |
| JPS6372169A (ja) | 1988-04-01 |
| US4568889A (en) | 1986-02-04 |
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