JPH0450540B2

JPH0450540B2 -

Info

Publication number: JPH0450540B2
Application number: JP58140314A
Authority: JP
Inventors: Tatsu Hatsuta; Tai Kusakabe; Takahiro Asai
Original assignee: Hitachi Cable Ltd
Current assignee: Hitachi Cable Ltd
Priority date: 1983-07-29
Filing date: 1983-07-29
Publication date: 1992-08-14
Also published as: JPS6031618A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の対象］本発明は誘導無線を利用して移動体の位置を連
続的に検知する方式に関するものである。

［発明の背景］例えば、リニアモーターカーの自動運転におい
ては、走行路に沿つて一定間隔に配置されたモー
ター極（推進コイル）の極間距離の範囲内で常時
地上においてその車体位置を検知し、これに応じ
て磁界電流の周波数、振幅、位相を合理的に調整
することが、この車両の円滑な運転に不可欠な要
請とされている。

現在、この要請に応える手段として有力視され
ているものとして誘導無線を用いた方式がある。
この方式には、移動体搭載アンテナの励振によつ
て誘導無線線路に誘起された電圧を地上において
処理し、これから直接に移動体位置を検知する方
式（地上検知）と、誘導無線線路に給電された電
圧を移動体搭載アンテナで受信し、移動体上で信
号処理して位置を検出し、これを符号化して無線
により地上基地局へ送信する方式（車上検知）と
がある。

地上検知方式は地上において直接に制御信号が
得られる利点がある反面、誘導無線線路内の漏話
量が大きな場合に測定誤差を生ずる欠点がある。
また、車上検知方式では誘導無線線路内の漏話が
全く問題とならない反面、位置情報を符号化し、
これを無線伝送する必要があり、系統が複雑化す
る欠点があり、双方の方式は優劣つけ難い。

車上検知方式として現在提案されている位置検
知方式について第１図および第２図を参照して説
明する。

第１図において、第１図ａは平面図、第１図ｂ
はＡ−A′断面図である。１，２は導体、３は導
体１，２により形成される誘導無線線路、４−
１，４−２は移動体搭載アンテナである。

導体１，２は平面上に周期Ｐでもつて波形形状
（ここでは梯形波で図示している）に折り曲げら
れ、相互にＰ／３ずらして配置されている。ま
た、アンテナ４−１，４−２としては枠形ループ
コイルが用いられ、相互にＰ／４ずらして移動体
上に固定されている。

地上送信機５から線路３に50〜200KHzの高周
波電流を供給すると、周囲には誘導磁界が形成さ
れアンテナ４−１，４−２に電圧が誘起される。

線路３とアンテナ４−１，４−２との離隔距離
およびアンテナ４−１，４−２の寸法を適当に選
択することにより各アンテナ４−１，４−２に誘
起される電圧の振幅をｚ（線路３の端末からアン
テナ４−１までの距離）について正弦波状とする
ことができる。

ここで、アンテナ誘導電圧の包絡線がｚについ
て正弦波状となる理由について説明する。

第７図にあるように、波形導体１ａと導体１ｂ
から成る線路３３を考える。第７図ａは平面図で
あり、第７図ｂはＡ−A′断面図である。波形導
体１ａを往路、導体１ｂを帰路として夫々に電流
Ｉ，−Ｉを通電する。Ｐは導体ピツチである。ア
ンテナ３２は枠形ループコイルを用い、線路３３
の上を高さｈを保持しながらｚ方向に移動させ
る。すると、アンテナ３２の誘導電圧Va(z)は、
ｚについてＰを周期とする周期函数となる。アン
テナ３２の長さＬ及びアンテナ３２と線路３３と
の距離ｈがともに極めて小さい場合は、第８図の
ように、Va(z)は波形導体１ａの形に近似した形
状を示すと共に、多くの高次の空間高調波成分を
含むものとなる。

Ｌ及びｈを次第に増加させて行くと、Va(z)中
の高次の空間高調波は急速に減少して行き、Ｌを
Ｐ／７〜Ｐ／５、ｈを線路の幅ｄの２倍以上にと
ればVa(z)は概ね正弦波成分のみとなることが知
られている。これは、Ｌを増加させると高調波成
分に対応する起電力がアンテナ内で相殺する傾向
を示すこと、及びｈが増大するにつれて高調波成
分に対応する磁束が急速に減少するためであると
言われている。

このような理由から第１図において、アンテナ
４−１および４−２に誘起される電圧をそれぞれ
V₁(z)およびV₂(z)とすれば、 V₁(z)＝kcos2πz／Ｐ V₂(z)＝kcos2π（ｚ＋Ｐ／４）／Ｐ＝Kcos｛（2πz／Ｐ）＋π／２｝ ……(1) Ｋ：常数と現わすことができる。

ここで、２つの電圧V₁，V₂の間に V₁＝V_p，V₂＝V_pe^j〓^/2 ……（１−１）の関係が成り立つとき、V₁，V₂は二相式の正相
電圧と呼びその値をV_pにより代表させ、また V₁＝V_o，V₂＝V_oe^-j〓^/2 ……（１−２）の関係が成り立つとき、V₁，V₂を二相式の逆相
電圧と呼び、その値をV_oにより代表させる。（な
お、慣習上V_pを逆相電圧、V_oを正相電圧と呼ば
れる場合がある。）一般に、任意の２つの電圧
V₁，V₂は正相電圧および逆相電圧の和として表
わすことができる。

すなわち、 V₁＝V_p′＋V_o′ V₂＝V_p′e^j〓^/2＋V_o′e^-j〓^/2 ……（１−３）これにより直ちに 2V_p′＝V₁＋e^-j〓^/2V₂ 2V_o′＝V₁＋e^j〓^/2V₂ ……（１−４）が導き出される。

ここでは計算による便宜上、2V_p′を正相電圧
V_p(z)、2V_o′を逆相電圧V_o(z)と表わし、正相電圧
V_p(z)および逆相電圧V_o(z)を次式により定義する。

V_p(z)＝V₁(z)＋e^-j〓^/2V₂(z) V_o(z)＝V₁(z)＋e^j〓^/2V₂(z) ……(2) (1)式を変形すれば、 V₁(z) ＝（1/2）ｋ（e^j2〓^z/P＋e^j2〓^z/P） V₂(z)＝（1/2）ｋ（e^j2〓^z/P+j〓^/2 ＋e^j2〓^z/P-j〓^/2） ……（２−１） (2)式に上記（２−１）式の関係を代入すること
により次式が得られる。

V_p(z)＝（1/2）ｋ｛e^j2〓^z/P＋e^-j〓^z/P ＋e^-j〓^/2（e^j2〓^z/P+j〓^/2＋ e^j2〓^z/P-J〓^/2）｝＝Ke^j2〓^z/P V_o(z)＝（1/2）ｋ｛e^j2〓^z/P＋e^-j2〓^z/P ＋e^j〓^/2（e^j2〓^z/P+j〓^/2＋e^-j2〓^z/P-j〓^/2）｝＝Ke^-j2〓^z/P ……(3) V_p(z)とV_oの位相差をΦ(z)とすれば、 Φ(z)＝∠V_p(z)−∠V_o(z)＝4πz／Ｐ ……(4) （∠：偏角を意味する記号）となる。

すなわち、Φ(z)は第２図に示すようにｚがＰ／
２増加する毎に直線的に2πの増加を示すことに
なり、Φ(z)の測定を通じ、移動体位置をＰ／２の
周期で連続的に測定することができる。

従つて、これをリニアモーターカーの位置検知
に適用する場合には、Ｐをモーター極間距離の２
倍にとり、且つ線路をモーター極と同期した位置
に敷設することにより所期の目的を達成すること
ができる。

しかしながら、上記のような方式には次のよう
な欠点がある。

すなわち、各導体１，２の周期Ｐはリニアモー
ターカー極間距離の２倍に等しくなければならな
いが、リニアモーターカーの実用機ではモーター
極間距離は約６ｍになるものと予想されており、
従つて導体周期Ｐは約12ｍとしなければならなく
なる。

このため、線路３の製造が困難となり、高価と
なる恐れがある。

また、この方式を実現するためには、(1)式に示
したように各導体間の誘起電圧がｚについて純粋
な正弦波状となることが必要であり、このためア
ンテナ５の長さＬはＰ／７〜P5（Ｐ＝12ｍの場合
は1.7〜2.4ｍ）と極めて大きくなる。アンテナを
車体に取り付ける場合、車体を流れる渦電流の影
響を避けるため車体に切欠部を設けなければなら
ないが、これが大きな寸法となることは車体の機
械的強度上からも好ましくない。

本発明者は上記のような問題を解決するため
に、３個のアンテナを用いた位置検知方式を考案
したので、この方式について第３図により説明す
る。

第３図において、第３図ａは平面図、第３図ｂ
はＡ−A′断面図である。１１，１２はそれぞれ
導体であつて、導体１１は周期Ｐでもつて波形形
状（ここでは梯形波で図示している）に折り曲げ
られ、導体１２は導体１１と並行して直線状に配
置されることによつて誘導無線線路１３が形成さ
れている。１４−１，１４−２，１４−３はそれ
ぞれ移動体搭載アンテナであつて各アンテナは
Ｐ／３の間隔を置いて移動体に固定されている。

地上送信機１５から線路１３に50〜200KHzの
高周波電流を供給すると、周囲には誘導磁界が形
成されアンテナ１４−１，１４−２，１４−３に
電圧が誘起される。

第３図の誘導無線線路１３は、第９図のａに示
された導体２ａを往路、導体２ｂを帰路とする線
路４３と、ｂに示された導体３ａを往路、導体３
ｂを帰路とする線路５３との合成として把握する
ことができる。

第９図ａの線路４３からアンテナに誘起される
電圧は前述したように正弦波状を示し、第１０図
ａのような波形となる。第９図ｂの線路５３から
は第１０図ｂのような一様な振幅の電圧が誘起さ
れ、両者を合成すれば第１０ｃのような波形を示
す電圧が得られることとなる。数式的に表わせば
次式のようになる。

Ｖ(z)＝k₁｛１＋K₂cos2πz／Ｐ｝……（４−１）ただし、k₁，k₂は常数。

このように、線路１３の端末からアンテナまで
の距離をｚとすると、これら各アンテナ１４−
１，１４−２，１４−３に誘起される電圧V₁(z)，
V₂(z)，V₃(z)はそれぞれ次式のように現わされる。

V₁(z)＝k₁｛１＋K₂cos2πz／Ｐ｝ V₂(z)＝k₁｛１＋K₂cos2π（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ｝ V₃(z)＝k₁｛１＋K₂cos2π（ｚ＋2P／３）／Ｐ｝ ……(5) K₁，K₂：常数０＜K₂＜１であるから、(5)式の右辺は常に正
である。

したがつて、V₁(z)，V₂(z)，V₃(z)を直線検波し
てその包絡線｜V₁(z)｜，｜V₂(z)｜，｜V₃(z)｜を求
めると次式のようになる。

｜V₁(z)｜＝V₁(z) ｜V₂(z)｜＝V₂(z) ｜V₃(z)｜＝V₃(z) ……(6) ここで高周波数ω₀の新たな搬送波を(6)式の
各々の電圧で変調しそれぞれをV_u′(z)，V_v′(z)，
V_w′(z)とすると次式のようになる。

V_u′(z)＝｜V₁(z)｜e^j〓^ot ＝k₁（１＋K₂cos2πz／Ｐ）・e^j〓^ot V_v′(z) ＝｜V₂(z)｜e^j〓^ot ＝k₁［１＋K₂cos2π（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ］・e_j〓_pt V_w′(z)＝｜V₃(z)｜e^j〓^ot ＝k₁［１＋K₂cos2π（ｚ−Ｐ／３）／Ｐ］・e^j〓^ot
……(7) ここで一般に任意の３つの電圧V_u′，V_v′，
V_w′は次式のように正相電圧V_p、逆相電圧V_oお
よび零相電圧V₀の和として表わすことができる
ことが知られている。

V_u′＝V_p＋V_o＋V₀ V_v′＝V_pe^j2〓^/3＋V_oe^j2〓^/3＋V₀ V_w′＝V_pe^-j2〓^/3＋V_oe^j2〓^/3＋V₀ ……（７−１）１＋e^j2〓^/3＋e^-j2〓^/3＝０ ……（７−２）の関係に着目すれば、（７−１）式から次式を導
き出すことができる。

3V_p＝V_u′＋e^-j2〓^/3V_v′＋e^j2〓^/3V_w′ 3V_o＝V_u′＋e^j2〓^/3V_v′＋e^-j2〓^/3V_w′ 3V₀＝V_u′＋V_v′＋V_w′ ……（７−３）ここでは計算による便宜上、3V_pを正相電圧
V_p′(z)、3V_oを逆相電圧V_o′(z)と表わし、次式に
より正相電圧V_p′(z)および逆相電圧V_o′(z)を定義
する。

V_p′(z)＝V_u′(z)＋e^j2〓^/3V_v′(z) ＋e^j2〓^/3V_w′(z) V_o′(z)＝V_u′(z)＋e^j2〓^/3V_v′(z) ＋e^-j2〓^/3V_w′(z) ……(8) 数学の公式により次式が導き出され、 cos2πz／Ｐ＝（e^j2〓^z/P＋e^-j2〓^z/P）／２ cos（2πz／Ｐ＋2π／３）＝（e^j2〓^z/P+j2〓^/3 ＋e^-j2〓^z/P-j2〓^/3）／２ cos（2πz／Ｐ−2π／３）＝（e^j2〓^z/P-j2〓^/3 ＋e^-j2〓^z/P+j2〓^/3）／２ ……（８−１）この（８−１）式を(7)式に代入し、さらにその
(7)式を(8)式に代入し、１＋e^j2〓^/3＋^-j2〓^/3＝０ ……（８−２）の関係に着目すれば零相電圧に相当する(7)式の各
式右辺中括弧内の第１項は消滅し、次式が得られ
る。

V_p′(z)＝（3/2）k₁K₂e^(j2〓^z/P)+j〓^ot V_o′(z)＝（3/2）k₁K₂e^-(j2〓^z/P)+j〓^ot……(9) V_p′(z)またはV_o′(z)と搬送波電源から導かれる
基準位相信号を比較することにより次式のΦ′(z)
を求めることができる。

Φ′(z)＝∠V_p′(z)−∠e^j〓^ot ＝−（∠V_o′(z)−∠e^j〓^ot）＝2πz／Ｐ ……(10) すなわち、Φ′(z)の測定を通じ、移動体位置ｚ
をＰの周期で連続的に知ることができる。

なお、(5)式の各式の右辺には実際には若干の空
間高調波成分が含まれるが、３個のアンテナを用
いることにより第３、９、15次等３の整数倍次の
高調波成分は(8)式の信号処理の際に消滅すること
になり、第１図の２個がアンテナを用いる方式に
比して位置検知精度が向上する利点がある。

上記方式は各種移動体の位置検知に対して適用
可能であるが、特にリニアモーターカーの自動運
転に好適に採用され得る。

この場合、誘導無線線路はリニアモーターカー
の軌道に並行して導体を所定形状に敷設すること
により形成可能であるが、リニアモーターカーの
推進コイルを利用することもできる。

第４図はリニアモーターカーの推進コイルの概
要を示したものであり、矩形状のループコイル
ｕ，ｖ，ｗがモーター極を形成している。ループ
コイルｕ，ｖ，ｗに０〜30Hz程度の正相または逆
相の電流を通して進行波磁界を形成せしめると、
これが車上の電磁石に作用して推力を生ずる。こ
の推進コイルを形成する各ループコイルｕ，ｖ，
ｗは、Ｐ／３ずつずらしてＰの周期構造を有して
いるので、このいずれかを第３図の導体１１に対
応させて使用することが可能である。

リニアモーターカーの運転において、車体位置
の検知を必要とするのは、前にも述べた通り磁界
電流の調整のためであり、ループコイルを本発明
における誘導無線線路の一部として使用できれば
利点は大きい。

第５図はリニアモーターカーの推進コイルを本
発明の誘導無線線路として使用する場合の一例を
示したものである。

１５は送信機、１６は変成器、１７，１８，１
９は各ループコイルｕ，ｖ，ｗの接続導体、１２
は直線状導体である。各導体１７，１８，１９を
図のように接続することによりループコイルｕを
往路、直線状導体１２を帰路とする誘導無線線路
を形成でき、第３図で説明した方法と同様にして
位置検知を行うことができる。

ところが、本発明者の検討によると、アンテナ
に誘起される電圧（例えばV₁(z)）は、第８図に
示すようにアンテナがループコイルｕの直上を通
るたびに最大値をとり、その近傍では半正弦波に
近い形をとるのであるが、ループコイルｖ、ｗの
上では平坦な形となり、これがかなり広い範囲に
なることが確認された。

すなわち、このような波形は上下に非対称性が
甚しく、従つてフーリエ級数に展開すれば大きな
偶数次の高調波成分が含まれるため、位置検知誤
差を招くことになる。

これは、誘導無線線路を形成する一方の導体の
波形形状が矩形波となるためであり、このような
問題はリニアモーターカーの推進コイルを用いる
場合のみならず、導体の波形形状を矩形波または
これに近い形状とした一般の誘導無線線路を用い
る場合にも生ずることになる。

［発明の目的］本発明は移動体の位置検知周期を線路の導体周
期Ｐと等しくすることができ、これをリニアモー
ターカーの自動運転に適用した場合には導体周期
Ｐをモーター極間距離と等しくでき、また車上ア
ンテナを小型化できると共に誘導無線線路の製造
を容易化でき、更には誘導無線線路の波形形状が
矩形波またはこれに近い形状であつても位置検知
誤差を招くことがない移動体位置検知方式の提供
を目的とするものである。

［発明の概要］本発明の要点は、移動体の走行路に沿つて、一
定の周期Ｐで同じ形状を繰り返して成る導体と、
この導体と平行した直線状導体とよりなる誘導無
線線路が敷設されており、一方移動体にはＰ／３
の間隔で配置された３個のアンテナ素子よりなる
アンテナ素子列の２組がＰ／２の奇数倍の間隔で
搭載されており、誘導無線線路に高周波電流を通
電したとき上記各アンテナ素子に誘起されるそれ
ぞれの電圧（一方のアンテナ素子列の各素子の誘
起電圧をそれぞれV_1a(z)、V_2a(z)、V_3a(z)とし他方
のアンテナ素子列の各素子の誘起電圧をそれぞれ
V_1b(z)、V_2b(z)、V_3bとする）を直線検波してその
包絡線（上記各電圧に対応する包含絡線をそえぞ
れ｜V_1a(z)｜、｜V_2a(z)｜、｜V_3a(z)｜、｜V_1b(z)｜、
｜V_2b(z)｜、｜V_3b(z)｜、とする）を求め、V_1e(z)
＝｜V_1a(z)｜−｜V_1b(z)｜ V_2e(z)＝｜V_2a(z)｜−｜V_2b(z)｜ V_3e(z)＝｜V_3a(z)｜−｜V_3b(z)｜により得られるV_1e(z)、V_2e(z)、V_3e(z)によつて新
たな搬送波電源から導かれる同一振幅、同一位相
の搬送波を振幅変調して得た３個の電圧V_u″(z)、
V_v″(z)、V_w″(z)の正相電圧V_p″(z)または逆相電圧
V_o″(z)を次式 V_P′(z)＝V_u″(z)＋e^-j2〓^/3V_v″(z) ＋e^j2〓^/3V_w″(z) V_o″(z)＝V_u″(z)＋e^j2〓^/3V_V(z)＋e^-j2〓^/3V_W″(z) より求め、上記新たな搬送波電源から導かれる基
準位相信号と上記正相または逆相電圧との位相を
比較することにより移動体の位置を周期Ｐで連続
的に検知することにある。

本発明の原理を第６図に基いて説明する。

第６図において、第６図ａは平面図、第６図ｂ
はＡ−A′断面図である。２０，２１はそれぞれ
導体であつて、導体２０はＰ／３の長さの矩形部
分を周期Ｐでもつて有するように矩形波形状に折
り曲げられている。このように導体２０は一定の
周期Ｐで同じ形状を繰り返すものであればよく、
第６図の導体２０に示された矩形波形状の他、例
えば第１３図ａ，ｂ，ｃに示された３角波（鋸歯
状波）、梯形波、正弦波の様な形状が挙げられる。
導体２１は導体２０と平行して直線状に配置され
ることによつて誘導無線線路２２が形成されてい
る。

２３−１ａ，２３−２ａ，２３−３ａ，２３−
１ｂ，２３−２ｂ，２３−３ｂはそれぞれアンテ
ナ素子であつて、アンテナ素子２３−１ａ，２３
−２ａ，２３−３ａによつてアンテナ素子列２３
−ａが、アンテナ素子２３−１ｂ，２３−２ｂ，
２３−３ｂによつてアンテナ素子列２３−ｂがそ
れぞれ形成され、アンテナ素子列２３−ａとアン
テナ素子列２３−ｂとは3P／２の間隔を置いて
移動体に搭載されている。

地上送信機２４から線路２２に50〜200KHzの
高周波電流を供給すると、周囲には誘導磁界が形
成され各アンテナ素子に電圧が誘起される。アン
テナ素子２３−１ａ，２３−２ａ，２３−３ａに
誘起される電圧をそれぞれV_1a(z)、V_2a(z)、V_3a(z)
とし、アンテナ素子２３−１ｂ，２３−２ｂ，２
３−３ｂに誘起される電圧をそれぞれV_1b(z)、
V_2b(z)、V_3b(z)とする。

各電圧を直線検波としてその包絡線（各電圧の
絶対値）を求め、次式の演算によつてV_1e(z)、
V_2e(z)、、V_3e(z)を導く。

V_1e(z)＝｜V_1a(z)｜−｜V_1b(z)｜ V_2e(z)＝｜V_2a(z)｜−｜V_2b(z)｜ V_3e(z)＝｜V_3a(z)｜−｜V_3b(z)｜……(11) アンテナ素子２３−１ａと２３−１ｂ，２３−
２ａと２３−２ｂ，２３−３ａと２３−３ｂの間
隔はそれぞれＰ／２の奇数倍であり、(11)式の各式
の右辺の各項ごとに見れば、偶数次の空間高調波
成分は同相、基本波および奇数次の空間高調波成
分は逆相となるから、偶数次の空間高調波成分は
全て打消し合つて消滅する。従つて、(11)式の右辺
は殆ど完全な正弦波となるのでV_1e(z)、V_2e(z)、
V_3e(z)はそれぞれ(5)式と同様に次式のように現わ
すことができる。

V_1e(z)＝k₁｛１＋K₂cos2πz／Ｐ｝ V_2e(z)＝k₁｛１＋K₂cos2π（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ｝ V_3e(z)＝k₁｛１＋K₂cos2π（ｚ＋2P／３）／Ｐ｝
……(12) ここで、V_u″(z)、V_v″(z)、V_w″(z)を次式により
定義する。

V_u″(z)＝V_1e(z)e^j〓^ot V_v″(z)＝V_2e(z)e^j〓^ot V_w″(z)＝V_3e(z)e^j〓^ot ……(13) これらの電圧は、新たな搬送波電源から導かれ
る角周波数ω₀の搬送波をそれぞれV_1e(z)、V_2e(z)、
V_3e(z)により変調することにより求めることがで
きる。

次に、（７−１）式〜（７−３）式で述べたと
きと同様に正相電圧V_p″(z)および逆相電圧V_o″(z)
を次式により定義する。

V_p″(z)＝｛V_1e(z)＋e^-j2〓^/3V_2e(z) ＋e^j2〓^/3V_3e(z)｝e^j〓^ot V_o″(z)｛V_1e(z)＋e^j2〓^/3V_2e(z) ＋e^-j2〓^/3V_3e(z)｝e^j〓^ot……(14) 数学の公式により次式が導き出され、 cos2πz／Ｐ＝（e^j2〓^z/P＋e^-j2〓^z/P）／２ cos（2πz／Ｐ＋2π／３）＝（e^j2〓^z/P+j2〓^/3 ＋e^-j2〓^z/P-j2〓^/3）／２ cos（2πz／Ｐ−2π／３）＝（e^j2〓^z/P-j2〓^/3 ＋e^-j2〓^z/P+j2〓^/3）／２ ……（14−１）この（14−１）式を(12)式に代入し、さらにその
(12)式を(14)式に代入し、１＋e^j2〓^/3＋e^-j2〓^/3＝０……（14−２）の関係に着目すれば零相電圧に相当する(12)式の各
式右辺中括弧内の第１項は消滅し、次式が得られ
る。

V_p″(z)＝3k₁ k₂e^(j2〓^z/P)+j〓^ot V_o″(z)＝3k₁ k₂e^(j2〓^z/P)+j〓^ot……(15) V_p″(z)またはV_o″(z)と搬送波電源から導かれる基
準位相信号との位相を比較することにより次式の
Φ″(z)を求めることができる。

Φ″(z)＝∠V_p″(z)−∠e^j〓^ot ＝−（∠V_o″(z)−∠e^j〓^ot）＝2πz／Ｐ……(16) すなわち、Φ″(z)の測定を通じ、移動体位置ｚ
をＰの周期で連続的に求めることができる。

本発明は前述したようにリニアモーターカーの
自動運転を始め各種移動体の位置検知に適用可能
であるが、リニアモーターカーの自動運転におい
ては第５図に示すように推進コイルを利用できる
ことは勿論である。

［発明の実施例］第６図および第７図に基いて本発明の一実施例
について説明する。

第７図は移動体に搭載された信号処理装置の構
成例を示したものであり、２５−１ａ，２５−２
ａ，２５−３ａ，２５−１ｂ，２５−２ｂ，２５
−３ｂは緩衝増幅器、２６−１ａ，２６−２ａ，
２６−３ａ，２６−１ｂ，２６−２ｂ，２６−３
ｂは帯域通過濾波器、２７−１ａ，２７−２ａ，
２７−３ａ，２７−１ｂ，２７−２ｂ，２７−３
ｂは検知器、２８−１，２８−２，２８−３は減
算器、２９−１，２９−２，２９−３は変調器、
３０−２，３０−３は移相器、３１は搬送波電
源、３２は加算器、３３は位相計である。

誘導無線線路２２の端末に設けられた送信器２
４により導体２０を往路、導体２１を帰路として
高周波電流が給電されると、アンテナ素子２３−
１ａ，２３−２ａ，２３−３ａ，２３−１ｂ，２
３−２ｂ，２３−３ｂに電圧が誘起される。

各アンテナ素子２３−１ａ，２３−２ａ，２３
−３ａ，２３−１ｂ，２３−２ｂ，２３−３ｂに
誘起された電圧は、それぞれ緩衝増幅器２５−１
ａ，２５／２ａ，２５−３ａ，２５−１ｂ，２５
−２ｂ，２５−３ｂにより不平衡電圧に変換さ
れ、帯域通過濾波器２６−１ａ，２６−２ａ，２
６−３ａ，２６−１ｂ，２６−２ｂ，２６−３ｂ
によつて雑音成分が除去され、検波器２７−１
ａ，２７−２ａ，２７−３ａ，２７−１ｂ，２７
−２ｂ，２７−３ｂによつて直線検波される。次
に減算器２８−１において検波器２７−１ａと２
７−１ｂの出力の差が、減算器２８−２において
検波器２７−２ａと２７−２ｂの出力の差が、減
算器２８−３において検波器２７−３ａと２７−
３ｂの出力の差がそれぞれ求められる。すなわ
ち、減算器２８−１，２８−２，２８−３におい
ては(11)式に相当する演算が行われる。減算器２８
−１，２８−２，２８−３の出力はそれぞれ変調
器２９−１，２９−２，２９−３に導かれ、ここ
で、搬送波電源３１から導かれる角周波数ω₀の
搬送波を振幅変調する。

各変調器２９−１，２９−２，２９−３での作
用は(12)式の右辺の演算に相当する。

次に変調器２９−１，２９−２，２９−３の出
力は加算器３２に導かれるが、変調器２９−１の
出力は直接加算器３２に導かれるのに対し、変調
器２９−２，２９−３の出力はそれぞれ移相器３
０−２，３０−３において−120℃および120℃の
位相変位を受けてから加算器３２に導かれる。こ
のように、位相器３０−２，３０−３はそれぞれ
の移相器３０−２，３０−３の移相量分だけ変調
器２９−２，２９−３の出力の位相すなわちω₀
の周波数の信号に対して変位を与える。加算器３
２の作用は(14)式のV_p″(z)を求める第１式の演算に
相当する。

加算器３２の出力は搬送波電源３１から導かれ
る基準位相信号と共に位相計３３に導かれ、両者
の位相差が指示され、この値を通して移動体の位
置ｚを周期Ｐ毎に連続して測定することができ
る。位相計３３では(15)式に相当する演算が行われ
る。

本発明の適用例としてリニアモーターカーをあ
げて説明してきたが、これに限定されるものでは
なく、鉄道車両、各種新交通システム、クレー
ン、搬送台車のように一定行路に沿つて移動する
移動体の位置検知に広く適用可能である。

［発明の効果］以上説明してきた通り、本発明によれば移動体
位置の検知周期は誘導無線線路の導体形状の周期
Ｐと等しくすることができるようになる。すなわ
ち、検知周期がＰ／２となる従来方式に比較し
て、導体周期を1/2としても同一の検知周期を得
ることができる。このため、線路の製造が容易と
なり、線路の価格を低減することができる。ま
た、導体の周期が短縮すれば、これに比例して移
動体搭載アンテナの寸法の小型化が可能となり、
アンテナの車体への取り付けが容易となると共
に、車体に大きな切欠部を設ける必要がなくなり
車体強度に関する不安も解消する。

また、本発明はＰ／２の奇数倍の間隔で配置し
たアンテナ素子列に誘起される電圧についての差
を求めるものであり、これによつて誘導無線線路
が矩形に近い波形形状をしている場合であつても
高周波成分を除去でき位置検知誤差を解消でき
る。

本発明をリニアモーターカーの位置検知に応用
する場合には、その地上推進コイルを位置検知用
の誘導無線線路として多目的に利用することが可
能となり、システム構成の経済化に大きく寄与す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の説明図、第２図は移動体位
置ｚと位相差との関係の説明図、第３図、第１１
図及び第１２図は本発明と同様な誘導無線線路を
用い、アンテナを３個使用した位置検知方式の説
明図、第４図はリニアモーターカーの地上推進コ
イルの概略説明図、第５図はリニアモーターカー
の地上推進コイルを誘導無線線路として使用する
場合の概略説明図、第６図は本発明の原理および
一実施例の説明図、第７図は本発明に使用される
信号処理装置の一実施例の説明図、第８図は導体
間に誘起される電圧の波形の説明図、第９図及び
第１０図はアンテナに誘起する誘導電圧の説明
図、第１３図は波形導体の説明図である。２０：波形導体、２１：直線状導体、２２：誘
導無線線路、２３−ａ，２３−ｂ：アンテナ素子
列、２４：地上送信器、２５−１ａ，２５−２
ａ，２５−３ａ，２５−１ｂ，２５−２ｂ，２５
−３ｂ：緩衝増幅器、２６−１ａ，２６−２ａ，
２６−３ａ，２６−１ｂ，２６−２ｂ，２６−３
ｂ：帯域通過濾波器、２７−１ａ，２７−２ａ，
２７−３ａ，２７−１ｂ，２７−２ｂ，２７−３
ｂ：検波器、２８−１，２８−２，２８−３：減
算器、２９−１，２９−２，２９−３：変調器、
３０−２，３０−３：移相器、３１：搬送波電
源、３２：加算器、３３：移相計。

Claims

【特許請求の範囲】１移動体の走行路に沿つて、一定の周期Ｐで同
じ形状を繰り返して成る導体と、この導体と平行
した直線状導体とよりなる誘導無線線路が敷設さ
れており、一方移動体にはＰ／３の間隔で配置さ
れた３個のアンテナ素子よりなるアンテナ素子列
の２組がＰ／２の奇数倍の間隔で搭載されてお
り、誘導無線線路に高周波電流を通電したとき上
記各アンテナ素子に誘起されるそれぞれの電圧
（一方のアンテナ素子列の各素子の誘起電圧をそ
れぞれV_1a(z)、V_2a(z)、V_3a(z)とし他方のアンテナ
素子列の各素子の誘起電圧をそれぞれV_1b(z)、
V_2b(z)、V_3b(z)とする）を直線検波してその包絡
線（上記各電圧に対応する包含絡線をそれぞれ｜
V_1a(z)｜，｜V_2a(z)｜，｜V_3a(z)｜，｜V_1b(z)｜，｜V_2
b
(z)｜，｜V_3b(z)｜とする）を求め、 V_1e(z)＝｜V_1a(z)｜−｜V_1b(z)｜ V_2e(z)＝｜V_2a(z)｜−｜V_2b(z)｜ V_3e(z)＝｜V_3a(z)｜−｜V_3b(z)｜により得られるV_1e(z)、V_2e(z)、V_3e(z)によつて、
新たな搬送波電源から導かれる同一振幅、同一位
相の搬送波を振幅変調して得た３個の電圧V_u″
(z)、V_V″(z)、V_W″(z)の正相電圧V_P″(z)または逆相
電圧V_o″(z)を次式 V_P″(z)＝V_u″(z)＋e^-j2〓^/3V_V″(z) ＋e^j2〓^/3V_W″(z) V_o″(z)＝V_u″(z)＋e^-j2〓^/3V_V″(z) ＋e^j2〓^/3V_W″(z) より求め、上記新たな搬送波電源から導かれる基
準位相信号と上記正相または逆相電圧との位相を
比較することにより移動体の位置を周期Ｐで連続
的に検知することを特徴とする移動体位置検知方
式。