JPH0449891B2 - - Google Patents

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JPH0449891B2
JPH0449891B2 JP60283643A JP28364385A JPH0449891B2 JP H0449891 B2 JPH0449891 B2 JP H0449891B2 JP 60283643 A JP60283643 A JP 60283643A JP 28364385 A JP28364385 A JP 28364385A JP H0449891 B2 JPH0449891 B2 JP H0449891B2
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JP
Japan
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section
data
signal
output
multiplication
Prior art date
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Application number
JP60283643A
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Japanese (ja)
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JPS62142219A (en
Inventor
Kenzaburo Iijima
Yoshinori Hayashi
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Yamaha Corp
Original Assignee
Yamaha Corp
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Publication date
Application filed by Yamaha Corp filed Critical Yamaha Corp
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Priority to US06/940,545 priority patent/US4811254A/en
Priority to EP86810589A priority patent/EP0226546A3/en
Publication of JPS62142219A publication Critical patent/JPS62142219A/en
Publication of JPH0449891B2 publication Critical patent/JPH0449891B2/ja
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  • Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
  • Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、角度や位置などの変位を検出する
際に用いて好適なエンコーダ用変位検出装置に関
する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION "Field of Industrial Application" The present invention relates to a displacement detection device for an encoder suitable for use in detecting displacement such as angle or position.

「従来の技術」 アナログの角度信号をデジタル信号に変換する
回路としては、第3図に示す回路が一般に知られ
ている。この図に示す回路は、レゾルバ信号をデ
ジタル角度信号に変換する回路である。図におい
て、1はレゾルバ信号を出力する角度検出部であ
り、回転トランスの一種であるシンクロと、この
シンクロの出力信号をレゾルバ信号に変換するス
コツトトランス等からなついる。この場合、シン
クロのロータに搬送波信号sinω0tを供給すると、
そのステータからはロータの回転角θに対応した
シンクロ信号が得られ、このシンクロ信号をスコ
ツトトランスの1次側に供給すると、スコツトト
ランスの2次側からはsinθ・sinω0tおよびcosθ・
sinω0tなるレゾルバ信号が得られるようになつて
いる。
"Prior Art" A circuit shown in FIG. 3 is generally known as a circuit for converting an analog angle signal into a digital signal. The circuit shown in this figure is a circuit that converts a resolver signal into a digital angle signal. In the figure, reference numeral 1 denotes an angle detection section that outputs a resolver signal, and is composed of a synchronizer, which is a type of rotary transformer, and a Scott transformer, etc., that converts the output signal of the synchro into a resolver signal. In this case, if a carrier wave signal sinω 0 t is supplied to the synchro rotor,
A synchronized signal corresponding to the rotation angle θ of the rotor is obtained from the stator, and when this synchronized signal is supplied to the primary side of the Scott transformer, sin θ・sinω 0 t and cos θ・
A resolver signal of sinω 0 t can be obtained.

次に、2,3は各々復調器であり、同期検波等
を行うことにより、レゾルバ信号から搬送波信号
を除いてsinθおよびcosθの各角度信号を抽出す
る。この復調器2,3の各出力信号は、各々アナ
ログ乗算器4,5の一方の入力端に供給され、ア
ナログ乗算器4,5の出力信号は減算器6に供給
されて差が検出される。減算器6の出力信号は
VCO(電圧制御発振器)7に供給され、VCO7
の出力信号はアツプダウンカウント8に供給され
る。
Next, 2 and 3 are demodulators, which remove the carrier signal from the resolver signal and extract each angle signal of sin θ and cos θ by performing synchronous detection or the like. The output signals of the demodulators 2 and 3 are each supplied to one input terminal of analog multipliers 4 and 5, and the output signals of the analog multipliers 4 and 5 are supplied to a subtracter 6 to detect the difference. . The output signal of subtractor 6 is
Supplied to VCO (voltage controlled oscillator) 7, VCO7
The output signal of is supplied to an up-down count 8.

この場合、減算器6の出力信号が正のときは、
VCO7の出力信号はアツプダウンカウンタ8の
アツプカウント端子に供給され、減算器6の出力
信号が負のときは、VCO7の出力信号はダウン
カウント端子に供給される。このアツプダウンカ
ウンタ8の出力信号Φは、アナログ関数発生器9
の入力端に供給され、この結果、アナログ関数発
生器9は、カウント出力Φに対応する正弦および
余弦信号(sinΦおよびcosΦ)を出力する。そし
て、信号sinΦはアナログ乗算器5の他方の入力
端に供給され、信号cosΦはアナログ乗算器4の
他方の入力端に供給される。
In this case, when the output signal of the subtractor 6 is positive,
The output signal of the VCO 7 is supplied to the up-count terminal of the up-down counter 8, and when the output signal of the subtracter 6 is negative, the output signal of the VCO 7 is supplied to the down-count terminal. The output signal Φ of this up-down counter 8 is generated by an analog function generator 9.
As a result, the analog function generator 9 outputs sine and cosine signals (sinΦ and cosΦ) corresponding to the count output Φ. Then, the signal sinΦ is supplied to the other input terminal of the analog multiplier 5, and the signal cosΦ is supplied to the other input terminal of the analog multiplier 4.

上述した回路によれば、アナログ乗算器4,5
の出力信号は、各々sinθ・cosΦおよびcosθ・
sinΦとなる。したがつて、減算器6の出力信号
は、 sinθ・cosΦ−cosθ・sinΦ =sin(θ−Φ) ……(1) となり、VCO7の出力信号は、sin(θ−Φ)の
値に対応した周波数となる。そして、アツプダウ
ンカウンタ8の出力信号Φは、sin(θ−Φ)の値
に応じてアツツプダウンするから、結局、上述し
た回路はsin(θ−Φ)の値を0とするような、す
なわち、θ=Φとするようなフエイズロツクドル
ープとなる。この場合にΦを10ビツト程度に設定
すれば、回転角0〜2πの範囲を1024分割する分
解能とすることができる。
According to the circuit described above, the analog multipliers 4, 5
The output signals of are sinθ・cosΦ and cosθ・
becomes sinΦ. Therefore, the output signal of the subtracter 6 is sinθ・cosΦ−cosθ・sinΦ = sin(θ−Φ) (1), and the output signal of the VCO 7 is the value corresponding to the value of sin(θ−Φ). becomes the frequency. Since the output signal Φ of the up-down counter 8 goes up and down according to the value of sin(θ-Φ), the above-mentioned circuit will eventually set the value of sin(θ-Φ) to 0, that is, This results in a phase-locked loop where θ=Φ. In this case, if Φ is set to about 10 bits, it is possible to obtain a resolution that divides the rotation angle range from 0 to 2π into 1024.

「発明が解決しようとする問題点」 ところで、第3図に示す変換回路においては、
アナログ系の信号を主とする回路であるため、集
積度に限界があり、現状ではハイブリツドICタ
イプのもので50×50mm程度の大きさとなつてい
る。また、VCO7の温度特性や電源電圧の変動
に伴うドリフトが発生し易く、このため、信頼性
や精度の点で問題があつた。
"Problems to be solved by the invention" By the way, in the conversion circuit shown in Fig. 3,
Since it is a circuit that mainly handles analog signals, there is a limit to the degree of integration, and currently the size of a hybrid IC type is approximately 50 x 50 mm. In addition, drift is likely to occur due to fluctuations in the temperature characteristics of the VCO 7 or the power supply voltage, which poses problems in terms of reliability and accuracy.

また、上記従来例は角度検出するエンコーダ用
変位検出の例であつたが、直線的な変位を検出す
る従来のエンコーダ用変位検出においても、その
分解能や精度の点は未だ充分と言える程でなかつ
た。
Furthermore, although the above conventional example was an example of displacement detection for an encoder that detects angles, the resolution and accuracy of conventional displacement detection for encoders that detect linear displacement are still not sufficient. Ta.

また、エンコーダ用変位検出としては、電源投
入時に直ちに現時点の変位が検出されるものが望
ましく、エンコーダ用変位検出を作成する際には
この点についても考慮することが必要である。
Further, it is desirable that the displacement detection for the encoder detects the current displacement immediately when the power is turned on, and it is necessary to take this point into consideration when creating the displacement detection for the encoder.

この発明は上述した事情に鑑みてなされたもの
で、処理のほとんどをデジタル信号によつて行
い、これにより、アナログ回路要素をなくすこと
ができるので、単一のモノリシツク半導体基板上
において集積度を高く構成できるとともに、ドリ
フトを解消して精度を向上させ、合わせて分解能
を高めることができ、さらに電源投入時において
直ちに現時点の変位データを出力することができ
るエンコーダ用変位検出装置を提供することを目
的としている。
This invention was made in view of the above-mentioned circumstances.Most of the processing is done using digital signals, and as a result, it is possible to eliminate analog circuit elements, which allows for a high degree of integration on a single monolithic semiconductor substrate. The purpose of the present invention is to provide a displacement detection device for an encoder that can be configured, eliminate drift, improve accuracy, and increase resolution, and can output current displacement data immediately when power is turned on. It is said that

「問題点を解決するための手段」 この発明は上記問題点を解決するために、所定
の軌道から一定の区間毎に直接正弦波のみが得ら
れるように信号発生源が付与されているスケール
と、各々が前記軌道に対して相対的に移動自在で
あるとともに、前記軌道の信号発生源の信号の強
さに対応するレベル信号を出力し、かつ、前記正
弦波の波長に対して位相が90°ずれるようにして
設けられる第1、第2のセンサと、この第1、第
2のセンサの出力信号を各々デジタル信号に変換
する第1、第2のA/D変換器と、所定データに
対応する余弦値と前記第1のA/D変換器の出力
信号との乗算結果および前記所定データに対応す
る正弦値と前記第2のA/D変換器の出力信号の
乗算結果を出力する関数発生乗算部と、この関数
発生乗算部の各乗算結果の差を検出する減算手段
と、この減算手段において検出された差に対応す
るカウントを行うとともに、前記差の正負により
カウントのアツプ/ダウンを切り換え、このカウ
ント結果を前記間数発生乗算部に前記所定データ
として供給し、かつ、供給されたデータを取り込
むためのプリセツトデータ入力端子を有するカウ
ント手段と、前記第1、第2の磁気センサの出力
信号を波形整形して位相が90°異なる2相の矩形
波を作成し、この矩形波から前記第1もしくは第
2の磁気センサが前記軌道上の検出区間をいくつ
通過したかを検出するとともに、供給されたデー
タを取り込むためのプリセツトデータ入力端子を
有する通過区間数検出部と、電源オフ時に前記カ
ウント手段および前記通過区間数検出部の出力デ
ータを記憶し、この記憶した各データを電源オン
時に前記カウント手段および前記通過区間数検出
部の各プリセツトデータ入力端子に各々供給する
不揮発性の記憶手段とを具備するとともに、前記
関数発生乗算部、前記減算手段および前記カウン
ト手段がフエイズロツクドループとなるように
し、前記カウント手段と前記通過区間数検出部の
出力信号をアブソリユート変位データとして出力
するようにしている。
"Means for Solving the Problems" In order to solve the above problems, the present invention provides a scale in which a signal generation source is provided so that only a direct sine wave can be obtained from a predetermined orbit in each fixed section. , each of which is movable relative to the orbit, outputs a level signal corresponding to the signal strength of the signal generation source of the orbit, and has a phase of 90 degrees with respect to the wavelength of the sine wave. A first and a second sensor provided so as to be offset from each other, a first and a second A/D converter that converts the output signals of the first and second sensors into digital signals, and a predetermined data. a function that outputs a multiplication result of a corresponding cosine value and an output signal of the first A/D converter and a multiplication result of a sine value corresponding to the predetermined data and an output signal of the second A/D converter; A generation multiplication section, a subtraction means for detecting the difference between the multiplication results of the function generation multiplication section, and a count corresponding to the difference detected in the subtraction means, and up/down of the count depending on the sign of the difference. a counting means having a preset data input terminal for switching and supplying the count result to the interval number generation multiplier as the predetermined data and for taking in the supplied data; and the first and second magnetic sensors. The output signal of is waveform-shaped to create a two-phase rectangular wave with a phase difference of 90°, and from this rectangular wave, it is detected how many detection sections on the orbit the first or second magnetic sensor has passed. In addition, a passing section number detecting section having a preset data input terminal for taking in the supplied data, and storing the output data of the counting means and the passing section number detecting section when the power is turned off, and storing each of the stored data. and non-volatile storage means for supplying the data to each preset data input terminal of the counting means and the number of passing sections detecting section when the power is turned on, and the function generating multiplier, the subtracting means and the counting means are An aids locked loop is established, and the output signals of the counting means and the passage section number detecting section are output as absolute displacement data.

「作用」 各磁気センサから搬送波を含まないsin、cos信
号が出力され、また、前記磁気センサの信号がデ
ジタル信号に変換された後、デジタル処理による
フエイズドロツクループに供給され、このフエイ
ズドロツクループの出力信号から前記磁気センサ
の磁化区間内における変位データが出力される。
また、前記不揮発性の記憶手段により、前記カウ
ント手段および前記通過区間数検出部からは、電
源オン時には前回の出力値が各々供給される。
"Operation" Sin and cos signals that do not include carrier waves are output from each magnetic sensor, and after the signals of the magnetic sensors are converted into digital signals, they are supplied to a phased drop loop that performs digital processing. Displacement data within the magnetization section of the magnetic sensor is output from the output signal of the droplet loop.
Further, the non-volatile storage means supplies the previous output values from the counting means and the passing section number detection section respectively when the power is turned on.

「実施例」 以下、図面を参照して、磁気スケールを用いた
場合のこの発明の実施例について説明する。
"Embodiments" Hereinafter, embodiments of the present invention using a magnetic scale will be described with reference to the drawings.

第1図はこの発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図である。この図において、15はスケール
であり、所定の軌道を一定周期の正弦波によつて
磁化することにより構成されている。この実施例
のスケール15は、円盤状の磁性体表面に円軌道
を設定し、この円軌道を磁化することにより構成
されている。また、磁化に用いる正弦波の波長λ
は、数十〜数百μm程度に設定されている。1
6,17は各々磁気センサであり、スケール15
上の磁化の強さに対応するレベル信号を出力す
る。すなわち、磁気センサ16,17としては、
その出力信号に搬送波を含まないものが用いら
れ、例えば、半導体素子を使用したセンサが用い
られる。また、磁気センサ17は、磁気センサ1
6に対し1/4λ(90°)ずれるように設定されてい
る。したがつて、磁気センサ16,17の間隔は
(m±1/4)λとなる(ただし、mは正整数)よう
に設定されている。この磁気センサ16,17と
スケール15とは、相対的に移動自在となつてお
り、いずれか一方を固定したとすると、他方は回
転運動を行うようになつている。そして、上述し
たことから判るように、磁気センサ16が出力す
する信号をsin波とすれば、磁気センサ17が出
力する信号はcos波となる。したがつて、磁化正
弦波の一周期の間隔(スケール15の極から極ま
で)をθ=0〜2πとすれば、磁気センサ16,
17の各出力信号は、各sinθおよびcosθとなる。
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention. In this figure, 15 is a scale, which is constructed by magnetizing a predetermined orbit with a sine wave of a constant period. The scale 15 of this embodiment is constructed by setting a circular orbit on the surface of a disc-shaped magnetic material and magnetizing this circular orbit. Also, the wavelength λ of the sine wave used for magnetization
is set to about several tens to several hundred μm. 1
6 and 17 are magnetic sensors, and scale 15
Outputs a level signal corresponding to the strength of magnetization above. That is, as the magnetic sensors 16 and 17,
An output signal that does not include a carrier wave is used, and for example, a sensor using a semiconductor element is used. Further, the magnetic sensor 17 is the magnetic sensor 1
It is set to be shifted by 1/4λ (90°) from 6. Therefore, the interval between the magnetic sensors 16 and 17 is set to be (m±1/4)λ (where m is a positive integer). The magnetic sensors 16, 17 and the scale 15 are relatively movable, so that if one of them is fixed, the other rotates. As can be seen from the above, if the signal output by the magnetic sensor 16 is a sine wave, the signal output by the magnetic sensor 17 is a cosine wave. Therefore, if the interval of one cycle of the magnetization sine wave (from pole to pole of the scale 15) is θ=0 to 2π, the magnetic sensor 16,
Each of the 17 output signals becomes each sin θ and cos θ.

次に、第1図に示す18,19は、各々磁気セ
ンサ16,17の出力信号をデジタル信号に変換
するA/D変換器であり、デジタル化されたsinθ
およびcosθをデジタル乗算器20,21の一方の
入力端に供給する。乗算器20,21の出力信号
は、各々デジタル減算器22の一方および他方の
入力端に供給され、減算器22の出力信号はデジ
タル比較器23に供給される。このデジタル比較
器23は、減算器22の減算結果が正の場合は、
カウンタ24(8〜1ビツトのカウンタ)にアツ
プパルスを供給し、減算結果が負の場合は、カウ
ンタ24にダウンパルスを供給する。この場合、
カウンタ24はプリセツトデータ入力端子24a
を有しており、この端子にデータが供給されると
内部に取り込むようになつている。次に、25は
関数発生ROMであり、カウンタ24のカウント
値Φに対応する正弦および余弦データを出力する
ものである。すなわち、関数発生ROM25内に
は予めsinΦおよびcosΦのデータが記憶されてお
り、この記憶されたデータがカウント値Φに応じ
て順次読み出されるようになつている。そして、
データcosΦがデジタル乗算器20の他方の入力
端に供給され、デジタルsinΦがデジタル乗算器
21の他方の入力端に供給される。上記構成によ
ると、減算器22の出力は、前述した第3図に示
す回路の場合と同様にsin(θ−Φ)となる。した
がつて、比較器23はsin(θ−Φ)の値が正の場
合はアツプパルス、負の場合はダウンパルスを出
力し、この結果、カウンタ24のカウント値Φ
は、sin(θ−Φ)の値に応じて増減する。なお、
上記構成中乗算器20,21、および関数発生
ROM25で関数発生乗算部28が構成され。比
較器23およびカウンタ24でカウント手段29
が構成されている。
Next, 18 and 19 shown in FIG. 1 are A/D converters that convert the output signals of the magnetic sensors 16 and 17 into digital signals, respectively, and the digitized sinθ
and cos θ are supplied to one input terminal of digital multipliers 20 and 21. The output signals of the multipliers 20 and 21 are supplied to one and the other input terminals of a digital subtracter 22, respectively, and the output signal of the subtracter 22 is supplied to a digital comparator 23. If the subtraction result of the subtracter 22 is positive, this digital comparator 23
An up pulse is supplied to the counter 24 (8 to 1 bit counter), and if the subtraction result is negative, a down pulse is supplied to the counter 24. in this case,
The counter 24 has a preset data input terminal 24a.
, and when data is supplied to this terminal, it is imported internally. Next, 25 is a function generation ROM, which outputs sine and cosine data corresponding to the count value Φ of the counter 24. That is, data of sin Φ and cos Φ is stored in advance in the function generation ROM 25, and the stored data is read out sequentially according to the count value Φ. and,
Data cosΦ is supplied to the other input of digital multiplier 20, and digital sinΦ is supplied to the other input of digital multiplier 21. According to the above configuration, the output of the subtracter 22 becomes sin(θ-Φ) as in the case of the circuit shown in FIG. 3 described above. Therefore, the comparator 23 outputs an up pulse when the value of sin (θ - Φ) is positive, and outputs a down pulse when it is negative, and as a result, the count value of the counter 24 Φ
increases or decreases depending on the value of sin(θ−Φ). In addition,
Multipliers 20, 21 and function generation in the above configuration
The ROM 25 constitutes a function generation multiplication section 28. Counting means 29 with comparator 23 and counter 24
is configured.

次に、第1図に示す26は、カウント24の出
力信号Φを時間tで微分して出力する速度検出部
である。この速度検出部26の速度検出原理につ
いては後述する。
Next, 26 shown in FIG. 1 is a speed detection section that differentiates the output signal Φ of the counter 24 with respect to time t and outputs the result. The speed detection principle of this speed detection section 26 will be described later.

一方、第1図に示す30,31は、各々磁気セ
ンサ16,17の出力信号を所定のしきい値で判
定することにより、“H”レベルと“L”レベル
の2値信号に変換する波形整形回路である。この
場合、波形整形回路30,31の出力信号P1
P2は、各々第2図イ,ロに示すように位相が
π/2ずれた矩形波となるよう構成されており、
また、磁気センサ16,17の移動が正方向の場
合は、パルスP1が進み、移動が負方向の場合は、
パルスP2が進むようになつている。33は磁気
センサ16,17の移動方向を判別する方向判別
回路であり、例えば、パルスP1の立ち上がり時
におけるパルスP2のレベルが“H”か“L”か
によつて方向を判別するようにしている。この方
向判別回路33の出力信号Swは、カウンタ34
のアツプダウン切換端子に供給されるとともに、
外部に出力されるようになつている。カウンタ3
4は、信号Swによつてアツプかダウンの切換を
行いながら、パルスP1をカウントするようにな
つている。この実施例では、磁気センサ16,1
7が正方向に移動しているときにアツプカウン
ト、負方向に移動しているときにダウンカウント
が行なわれるようになつている。また、磁気セン
サ16,17がスケール15が1回転する毎に、
その基準位置において出力される0点信号Szが、
波形整形回路32を介した後に0点パルスPzと
なり、この0点パルスPzがカウンタ34のリセ
ツト端子Rに供給されるようになつており、この
結果、カウンタ34は、磁気センサ16,17が
基準位置に達する毎にリセツトされる。したがつ
て、カウンタ34のカウント値は、磁気センサ1
6,17の現在位置と基準位置との間において、
磁気センサ16,17が通過したスケール15上
の磁気区間の数(磁気極数)に対応する値とな
る。また、カウンタ34にはプリセツトデータ入
力端子34aが設けられており、この端子にデー
タが供給されると内部に取り込まれるようになつ
ている。そして、このカウント34の出力信号
と、カウンタ24の出力信号とが、アブソリユー
ト位置データDoutとして外部に出力されるよう
になつている。この場合、カウンタ34の出力信
号NがデータDoutの上位側ビツトのデータを構
成し、カウンタ24のカウント値Φがデータ
Doutの下位側ビツトのデータを構成する。
On the other hand, waveforms 30 and 31 shown in FIG. 1 are converted into binary signals of "H" level and "L" level by determining the output signals of the magnetic sensors 16 and 17, respectively, using a predetermined threshold value. It is a shaping circuit. In this case, the output signals P 1 of the waveform shaping circuits 30 and 31,
P 2 is configured to be a rectangular wave with a phase shift of π/2, as shown in Figure 2 A and B, respectively.
Further, when the magnetic sensors 16 and 17 move in the positive direction, the pulse P1 advances, and when the movement moves in the negative direction, the pulse P1 advances.
Pulse P 2 is set to advance. Reference numeral 33 denotes a direction discrimination circuit that discriminates the moving direction of the magnetic sensors 16 and 17. For example, the direction is discriminated depending on whether the level of pulse P 2 at the rising edge of pulse P 1 is "H" or "L". I have to. The output signal Sw of this direction discrimination circuit 33 is outputted to the counter 34.
is supplied to the up/down switching terminal of
It is designed to be output externally. counter 3
4 counts the pulse P1 while switching up or down according to the signal Sw. In this embodiment, the magnetic sensor 16,1
An up count is performed when the number 7 is moving in the positive direction, and a down count is performed when the number 7 is moving in the negative direction. In addition, the magnetic sensors 16 and 17 are activated every time the scale 15 rotates once.
The zero point signal Sz output at that reference position is
After passing through the waveform shaping circuit 32, it becomes a 0-point pulse Pz, and this 0-point pulse Pz is supplied to the reset terminal R of the counter 34. As a result, the counter 34 uses the magnetic sensors 16 and 17 as a reference. It is reset each time the position is reached. Therefore, the count value of the counter 34 is the same as that of the magnetic sensor 1.
Between the current position and the reference position of 6 and 17,
This value corresponds to the number of magnetic sections (number of magnetic poles) on the scale 15 that the magnetic sensors 16 and 17 have passed through. Further, the counter 34 is provided with a preset data input terminal 34a, and when data is supplied to this terminal, it is taken into the counter. The output signal of the counter 34 and the output signal of the counter 24 are outputted to the outside as absolute position data Dout. In this case, the output signal N of the counter 34 constitutes the upper bit data of the data Dout, and the count value Φ of the counter 24 constitutes the data
Configures the data of the lower bits of Dout.

次に、第1図に示す40は電池Bによつてバツ
クアツプされて不揮発化されたスタテイクRAM
(例えば、CMOSタイプのもの)である。41は
電源のオンとなる瞬間およびオフとなる瞬間を検
出する電源モニタ回路であり、電源がオフとなつ
た瞬間にはスタテイクRAM40にリード信号R
を供給し、また、電源がオフとなる瞬間にはスタ
テイクRAM40にライト信号Wを供給する。こ
の場合、スタテイクRAM40は、ライト信号W
が供給されるとカンウタ24のカウント値Φ、お
よびカウンタ34のカウント値Nを記憶し、ま
た、リード信号Rが供給されると記憶しているカ
ウント値ΦおよびNを各々カウンタ24とカウン
タ34の各プリセツトデータ入力端子に供給す
る。
Next, 40 shown in FIG. 1 is a static RAM backed up by battery B and made non-volatile.
(For example, CMOS type). 41 is a power supply monitor circuit that detects the moment when the power is turned on and off, and at the moment when the power is turned off, a read signal R is sent to the static RAM 40.
It also supplies a write signal W to the static RAM 40 at the moment the power is turned off. In this case, the static RAM 40 receives the write signal W.
When the read signal R is supplied, the count value Φ of the counter 24 and the count value N of the counter 34 are stored, and when the read signal R is supplied, the stored count values Φ and N are stored in the counter 24 and the counter 34, respectively. Supplied to each preset data input terminal.

次に、上記構成によるこの実施例の動作につい
て説明する。
Next, the operation of this embodiment with the above configuration will be explained.

まず、磁気センサ16,17が正方向に移動を
開始したとすると、カウンタ34は磁気センサ1
6,17が磁気区間(磁化ピツチ)を通過する毎
にアツプカウントを行つて行き、このカウント値
がデータDoutの上位側ビツトに出力される。し
たがつて、データDoutの上位側ビツトをみれば、
磁気センサ16,17が磁化区間をいくつ通過し
たか、すなわち、現時点の磁気センサ16,17
が、基準位置から何ピツチ目に位置しているかが
判る。
First, when the magnetic sensors 16 and 17 start moving in the positive direction, the counter 34
6 and 17 pass through a magnetic section (magnetization pitch), an up-count is performed, and this count value is output to the upper bit of the data Dout. Therefore, if we look at the upper bits of the data Dout,
How many magnetized sections have the magnetic sensors 16 and 17 passed, that is, the current magnetic sensors 16 and 17
It is possible to know how many pitches is located from the reference position.

一方、磁気センサ16,17から出力される信
号sinθ、cosθは、各々A/D変換器18,19に
よつてデジタル信号に変換された後、関数発生
ROM25が出力する信号cosΦ、sinΦと乗算され
る。そして、減算器22に供給されてsin(θ−
Φ)が検出され、このsin(θ−Φ)の値が正の時
はカウンタ24のカウント値Φが増加し、また、
sin(θ−Φ)が負の時はカウント値Φが減少す
る。そして、関数発生ROMの出力sinΦ、cosΦ
は、各々カウント値Φに応じて増減するから、結
局、第1図に示す回路は第3図に示す回路と同様
にsin(θ−Φ)の値を0とするような、すなわ
ち、θ=Φとするようなフエイズロツクドループ
となる。したがつて、カウンタ24のカウント値
Φは、磁気センサ16が磁化区間のどの位置にい
るか、言い替えれば、磁気センサ16が磁極と磁
極の間のどの位置にいるかを示すデータとなる。
したがつて、データDoutの下位側ビツトは、磁
気センサ16の磁化区間内における微少位置を示
すデータとなる。この場合、カウンタ24は、前
述のように8〜10ビツトで構成されているから、
上記微少位置の分解能は、磁化区間の1/256〜1/2
048程度の精度となる。
On the other hand, the signals sin θ and cos θ output from the magnetic sensors 16 and 17 are converted into digital signals by A/D converters 18 and 19, respectively, and then the signals are generated by a function.
It is multiplied by the signals cosΦ and sinΦ output from the ROM 25. Then, it is supplied to the subtracter 22 and sin(θ−
Φ) is detected, and when the value of sin(θ−Φ) is positive, the count value Φ of the counter 24 increases, and
When sin(θ−Φ) is negative, the count value Φ decreases. Then, the output sinΦ, cosΦ of the function generation ROM
increase or decrease according to the count value Φ, so in the end, the circuit shown in FIG. It becomes a phase-locked loop like Φ. Therefore, the count value Φ of the counter 24 is data indicating where the magnetic sensor 16 is located in the magnetization section, or in other words, where the magnetic sensor 16 is located between the magnetic poles.
Therefore, the lower bit of the data Dout becomes data indicating a minute position within the magnetization section of the magnetic sensor 16. In this case, since the counter 24 is composed of 8 to 10 bits as described above,
The resolution of the minute position mentioned above is 1/256 to 1/2 of the magnetization section.
The accuracy is about 0.048.

ここで、速度検出回路26の検出原理について
説明する。上述のように、カウント値Φはθに等
しくなるように制御されるから、カウント値Φは
磁気センサ16,17の相対速度に応じて変化す
る。したがつて、カウント値Φの変化率(dΦ/
dt)は磁気センサ16,17の相対速度に対応し
た値となり、速度検出回路26からな速度信号が
出力される。
Here, the detection principle of the speed detection circuit 26 will be explained. As described above, since the count value Φ is controlled to be equal to θ, the count value Φ changes depending on the relative speed of the magnetic sensors 16 and 17. Therefore, the rate of change of count value Φ (dΦ/
dt) is a value corresponding to the relative speed of the magnetic sensors 16 and 17, and a speed signal is output from the speed detection circuit 26.

そして、スケール15あるいは磁気センサ1
6,17と連動している図示せぬ装置の動作が終
了して第1図に示す回路の電源がオフされたとす
ると、この電源がオフとなる瞬間に電源モニタ回
路41が書込信号WをスタテイクRAM40に供
給する。この結果、この時点における磁気センサ
16,17の変位に対応するカウント値Φおよび
NがスタテイクRAM40に記憶される。そし
て、上記図示せぬ装置が再び駆動され、第1図に
示す回路に電源が投入されると、電源モニタ回路
41がこれを検出してリード信号Rをスタテイク
RAM40に供給する。この結果、スタテイク
RAM40はそれまで記憶していたカウント値Φ
およびNを各々カウンタ24およびカウンタ34
のプリセツトデータ入力端子24a,34aに
各々供給する。これにより、カウンタ24および
カウンタ34の初期値は各々前回値となり、この
結果、アブソリユート変位データDoutは、再駆
動開始時点における磁気センサ16,17の変位
に対応するデータとなる。すなわち、電源投入直
後においてもその時点における磁気センサ16,
17の正確な変位データが出力される。
Then, the scale 15 or the magnetic sensor 1
Suppose that the operation of the devices (not shown) interlocked with 6 and 17 is completed and the power of the circuit shown in FIG. It is supplied to the static RAM 40. As a result, count values Φ and N corresponding to the displacements of the magnetic sensors 16 and 17 at this point in time are stored in the static RAM 40. Then, when the device (not shown) is driven again and the power is turned on to the circuit shown in FIG. 1, the power supply monitor circuit 41 detects this and starts reading signal R.
Supply to RAM40. As a result, static
RAM40 is the count value Φ that was stored until then.
and N to counter 24 and counter 34, respectively.
The data is supplied to preset data input terminals 24a and 34a, respectively. As a result, the initial values of the counter 24 and the counter 34 each become the previous value, and as a result, the absolute displacement data Dout becomes data corresponding to the displacement of the magnetic sensors 16 and 17 at the time of starting the re-driving. That is, even immediately after the power is turned on, the magnetic sensor 16 at that time,
17 accurate displacement data are output.

なお、この実施例においては、回路のほとんど
がデジタル信号を処理するようになつているの
で、アナログ回路要素をなくすことができ、単一
のモノシリツク半導体基板上において集積度を高
く構成できる。そして、実際にICを製作した結
果、縦、横、高さが5×7×1(mm)程度のフラ
ツトパツケージに収納することができた。これ
は、従来のこの種の変換回路はアナログ信号を処
理するためハイブリツドICしかなく、その大き
さが50×50×10(mm)程度であつたことと比べる
と、飛躍的な小形化であると言える。また、温度
変化(−20〜+80℃)および電源電圧変化(±20
%)に対するドリフトを第3図に示す回路と比べ
たところ、第3図に示す回路においては、温度お
よび電圧の変化に対して共に±2ビツトのドリフ
トがあつたが、本願においては、同一条件におい
て±1ビツトの低ドリフトであつた。この場合、
本願におけるデータDoutの最下位ビツトは、磁
化区間内の微少位置を示すデータの最下位ビツト
であるから、そのドリフトの影響は極めて小さい
という利点がある。
In this embodiment, since most of the circuits process digital signals, analog circuit elements can be eliminated and a high degree of integration can be achieved on a single monolithic semiconductor substrate. As a result of actually manufacturing the IC, we were able to store it in a flat package with length, width, and height of approximately 5 x 7 x 1 (mm). This is a dramatic reduction in size compared to conventional conversion circuits of this type that process analog signals, so only hybrid ICs were used, and their size was approximately 50 x 50 x 10 (mm). I can say that. Also, temperature changes (-20 to +80°C) and power supply voltage changes (±20
%) with the circuit shown in Figure 3. In the circuit shown in Figure 3, there was a drift of ±2 bits for both temperature and voltage changes, but in this application, under the same conditions The drift was as low as ±1 bit. in this case,
Since the least significant bit of the data Dout in the present application is the least significant bit of the data indicating a minute position within the magnetization section, it has the advantage that the influence of its drift is extremely small.

なお、上述した実施例は、磁化軌道が円形の場
合の実施例であり、この発明をロータリエンコー
ダに適用した場合の実施例であるが、この発明は
磁化軌道が直線の場合、すなわち、リニアタイプ
のエンコーダにも勿論適用することができる。
Note that the above-mentioned embodiment is an example in which the magnetization trajectory is circular, and is an embodiment in which the present invention is applied to a rotary encoder. Of course, the present invention can also be applied to an encoder.

「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば、所定
の軌道から一定の区間毎に直接正弦波のみが得ら
れるように信号発生源が付与されているスケール
と、各々が前記軌道に対して相対的に移動自在で
あるとともに、前記軌道の信号発生源の信号の強
さに対応するレベル信号を出力し、かつ、前記正
弦波の波長に対して位相が90°ずれるようにして
設けられる第1、第2のセンサと、この第1、第
2のセンサの出力信号を各々デジタル信号に変換
する第1、第2のA/D変換器と、所定データに
対応する余弦値と前記第1のA/D変換器の出力
信号との乗算結果および前記所定データに対応す
る正弦値と前記第2のA/D変換器の出力信号の
乗算結果を出力する関数発生乗算部と、この関数
発生乗算部の各乗算結果の差を検出する減算手段
と、この減算手段において検出された差に対応す
るカウントを行うとともに、前記差の正負により
カウントのアツプ/ダウンを切り換え、このカウ
ント結果を前記関数発生乗算部に前記所定データ
として供給し、かつ、供給されたデータを取り込
むためのプリセツトデータ入力端子を有するカウ
ント手段と、前記第1、第2の磁気センサの出力
信号を波形整形して位相が90°異なる2相の矩形
波を作製し、この矩形波から前記第1もしくは第
2の磁気センサが前記軌道上の検出区間をいくつ
通過したかを検出するとともに、供給されたデー
タを取り込むためのプリセツトデータ入力端子を
有する通過区間数検出部と、電源オフ時に前記カ
ウント手段および前記通過区間数検出部の出力デ
ータを記憶し、この記憶した各データを電源オン
時に前記カウント手段および前記通過区間数検出
部の各プリセツトデータ入力端子に各々供給する
不揮発性の記憶手段とを具備するとともに、前記
関数発生乗算部、前記減算手段および前記カウン
ト手段がフエイズロツクドループとなるように
し、前記カウント手段と前記通過区間数検出部の
出力信号をアブソリユート変位データとして出力
するようにしたので、電源投入直後においても、
その時点におけ変位を瞬時に出力することができ
る利点が得られる。また、処理のほとんどがデジ
タル信号によつて行なわれるため、アナログ要素
をなくすことができるので、単一のモノリシツク
半導体基板上において集積度を高く構成できると
ともに、ドリフトが解消されて精度が向上し、か
つ、分解能が高上するという利点を得ることがで
きる。また、この発明においては、磁化区間内の
変位と、磁化区間の通過数とが同一のセンサに基
づいて検出されるので、構成を簡略化することが
できる。さらに、電源オフ直前のデータを保持す
るために、カウント手段や通過区間数検出部をバ
ツクアツプするのではなく、電源オフ時の測定デ
ータを不揮発性の記憶手段に記憶するようにした
ので、電源オフ中に外乱等の影響を受けることが
なく、電源再投入時には正確なアブソリユートデ
ータを出力することができる。
"Effects of the Invention" As explained above, according to the present invention, a scale is provided with a signal generation source so that only a direct sine wave can be obtained from a predetermined trajectory in each fixed section, and is movable relative to the orbit, outputs a level signal corresponding to the signal strength of the signal generation source in the orbit, and has a phase shifted by 90° with respect to the wavelength of the sine wave. first and second sensors provided, first and second A/D converters that convert the output signals of the first and second sensors into digital signals, respectively, and a cosine value corresponding to predetermined data. a function generation multiplication unit that outputs a multiplication result of the output signal of the first A/D converter and a sine value corresponding to the predetermined data and the output signal of the second A/D converter; A subtraction means for detecting the difference between the multiplication results of the function generation multiplication section, and a count corresponding to the difference detected in this subtraction means, and switching up/down of the count depending on the sign of the difference, and this count result a counting means having a preset data input terminal for supplying the predetermined data to the function generation multiplication section and taking in the supplied data; and waveform shaping of the output signals of the first and second magnetic sensors. to create a two-phase rectangular wave with a phase difference of 90°, and from this rectangular wave, detect how many detection sections on the orbit the first or second magnetic sensor has passed, and also detect the supplied data. a passing section number detecting section having a preset data input terminal for taking in the number of passing sections, and storing the output data of the counting means and the passing section number detecting section when the power is turned off, and transmitting each of the stored data to the counting means when the power is turned on. and non-volatile storage means for supplying each preset data input terminal of the passage section number detection section, and the function generation multiplication section, the subtraction means and the counting means form a phase-locked loop. Since the output signals of the counting means and the passing section number detection section are outputted as absolute displacement data, even immediately after the power is turned on,
An advantage is obtained that the displacement can be instantaneously output at that point. In addition, since most of the processing is done using digital signals, analog elements can be eliminated, allowing for higher integration on a single monolithic semiconductor substrate, eliminating drift and improving accuracy. In addition, it is possible to obtain the advantage that the resolution is improved. Further, in this invention, the displacement within the magnetized section and the number of passages through the magnetized section are detected based on the same sensor, so the configuration can be simplified. Furthermore, in order to retain the data immediately before the power is turned off, instead of backing up the counting means and passage section number detection section, the measured data when the power is turned off is stored in a non-volatile storage means. It is not affected by external disturbances during operation, and accurate absolute data can be output when the power is turned on again.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図はこの考案の一実施例の構成を示すブロ
ツク図、第2図は同実施例における波形成形回路
30,31の出力信号波形を示す波形図、第3図
は従来の変位検出装置の構成を示す回路図であ
る。 15……スケール、16,17……磁気センサ
(第1、第2の磁気センサ)、18,19……A/
D変換器(第1、第2のA/D変換器)、22…
…減算器、24a,34a……プリセツトデータ
入力端子、28……関数発生乗算部、29……カ
ウント手段、40……スタテイクRAM、41…
…電源モニタ回路、B……電池(以上40,4
1,Bは記憶手段)。
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of this invention, FIG. 2 is a waveform diagram showing output signal waveforms of waveform shaping circuits 30 and 31 in the same embodiment, and FIG. 3 is a waveform diagram of a conventional displacement detection device. FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration. 15... Scale, 16, 17... Magnetic sensor (first, second magnetic sensor), 18, 19... A/
D converters (first and second A/D converters), 22...
...Subtractor, 24a, 34a...Preset data input terminal, 28...Function generation multiplier, 29...Counting means, 40...Static RAM, 41...
…Power supply monitor circuit, B…Battery (more than 40,4
1, B is storage means).

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1 所定の軌道から一定の区間毎に直接正弦波の
みが得られるように信号発生源が付与されている
スケールと、 各々が前記軌道に対して相対的に移動自在であ
るとともに、前記軌道の信号発生源の信号の強さ
に対応するレベル信号を出力し、かつ、前記正弦
波の波長に対して位相が90°ずれるようにして設
けられる第1、第2のセンサと、 この第1、第2のセンサの出力信号を各々デジ
タル信号に変換する第1、第2のA/D変換器
と、 所定データに対応する余弦値と前記第1のA/
D変換器の出力信号との乗算結果および前記所定
データに対応する正弦値と前記第2のA/D変換
器の出力信号の乗算結果を出力する関数発生乗算
部と、 この関数発生乗算部の各乗算結果の差を検出す
る減算手段と、 この減算手段において検出された差に対応する
カウントを行うとともに、前記差の正負によりカ
ウントのアツプ/ダウンを切り換え、このカウン
ト結果を前記関数発生乗算部に前記所定データと
して供給し、かつ、供給されたデータを取り込む
ためのプリセツトデータ入力端子を有するカウン
タ手段と、 前記第1、第2の磁気センサの出力信号を波形
整形して位相が90°異なる2相の矩形波を作成し、
この矩形波から前記第1もしくは第2の磁気セン
サが前記軌道上の検出区間をいくつ通過したかを
検出するとともに、供給されたデータを取り込む
ためのプリセツトデータ入力端子を有する通過区
間数検出部と、 電源オフ時に前記カウント手段および前記通過
区間数検出部の出力データを記憶し、この記憶し
た各データを電源オン時に前記カウント手段およ
び前記通過区間数検出部の各プリセツトデータ入
力端子に各々供給する不揮発性の記憶手段とを具
備するとともに、 前記関数発生乗算部、前記減算手段および前記
カウント手段がフエイズロツクドループとなるよ
うにし、前記カウント手段と前記通過区間数検出
部の出力信号をアブソリユート変位データとして
出力することを特徴とするエンコーダ用変位検出
装置。 2 前記第1、第2のA/D変換器、前記関数発
生乗算部、前記減算手段、前記カウント手段、前
記通過区間数発生部、および前記記憶手段を各々
単一のモノリシツク半導体基板上に組み込んだこ
とを特徴とする特許請求の範囲第1項記載のエン
コーダ用変位検出装置。
[Scope of Claims] 1. A scale provided with a signal generation source so that only a direct sine wave can be obtained in each fixed section from a predetermined orbit, each of which is movable relative to the orbit. and first and second sensors outputting a level signal corresponding to the signal strength of the signal generation source in the orbit, and provided so as to be out of phase by 90° with respect to the wavelength of the sine wave. , first and second A/D converters that convert the output signals of the first and second sensors into digital signals, respectively, and a cosine value corresponding to the predetermined data and the first A/D converter.
a function generation multiplication section that outputs a multiplication result of the output signal of the D converter and a sine value corresponding to the predetermined data and the output signal of the second A/D converter; a subtracting means for detecting the difference between the results of each multiplication, and counting corresponding to the difference detected by the subtracting means, switching up/down the count depending on the sign of the difference, and transmitting this count result to the function generation multiplication section. counter means having a preset data input terminal for supplying the predetermined data to the magnetic sensor and taking in the supplied data; and waveform shaping of the output signals of the first and second magnetic sensors so that the phase thereof is 90°. Create a square wave with two different phases,
A passing section number detection section that detects how many detection sections on the orbit the first or second magnetic sensor has passed through from this rectangular wave, and has a preset data input terminal for taking in the supplied data. and storing the output data of the counting means and the passing section number detecting section when the power is turned off, and transmitting each of the stored data to each preset data input terminal of the counting means and the passing section number detecting section when the power is turned on. and a non-volatile storage means for supplying the function, the function generating multiplier, the subtracting means and the counting means form a phase-locked loop, and the output signals of the counting means and the passing section number detecting section are A displacement detection device for an encoder characterized by outputting absolute displacement data. 2. The first and second A/D converters, the function generation multiplication section, the subtraction means, the counting means, the passing section number generation section, and the storage means are each incorporated on a single monolithic semiconductor substrate. A displacement detection device for an encoder according to claim 1, characterized in that:
JP28364385A 1985-12-17 1985-12-17 Displacement detecting device for encoder Granted JPS62142219A (en)

Priority Applications (3)

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US06/940,545 US4811254A (en) 1985-12-17 1986-12-12 Displacement detector for an encoder
EP86810589A EP0226546A3 (en) 1985-12-17 1986-12-15 An improved displacement detector for an encoder

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