JPH0449849A - 電流共振コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 電圧変換回路に形成された直列共振回路により所定のス
イッチング電流を発生し、スイッチングに伴う損失およ
びノイズを低減して入力直流電圧を所望の直流電圧に変
換する電流共振コンバータに関し、 スイッチング素子その他の定格電圧を低く抑えることが
できる台形波状のスイッチング電流波形を得ることを目
的とし、 直流電源からトランスの一次巻線を介して与えられる電
圧を断続し、交流電圧に変換する断続手段と、トランス
の二次巻線に直列接続され、交流電圧を半波整流する整
流ダイオードと、ダイオードに直列接続され、トランス
の一次側・二次側間に形成される漏れインダクタと第一
の共振回路を構成するコンデンサと、コンデンサの両端
に得られる出力を平滑して負荷に出力する平滑回路とを
備えた電流共振コンバータにおいて、直流電源とトラン
スとの間に挿入されたインダクタと、インダクタと第二
の共振回路を構成する位置に接続されるコンデンサと、
コンデンサに逆バイアスで並列接続され、コンデンサの
初期値を得るダイオードとを備えて構成される。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、電圧変換回路に形成された直列共振回路によ
り所定のスイッチング電流を発生し、スイッチングに伴
う損失およびノイズを低減して入力直流電圧を所望の直
流電圧に変換する電流共振コンバータに関する。

［従来の技術〕 Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータは、シリーズレギュレータに
比べて電圧変換に伴う電力損失が少なく、高効率の電源
として広く使用されている。

このようなり　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータでは、第９図ムこ
示すように、スイッチング素子の端子間電圧の波形（以
下、「スイッチング電圧波形」という。）■。、および
スイッチング素子に流れる電流の波形（以下、［スイッ
チング電流波形」という。）■ゎ。

が、その立ち上がり時および立ち下がり時に急峻に変化
する。したがって、スイッチングによって生成される交
流電力には多くの高調波成分が含まれ、この高調波成分
がノイズとして放射される。

また、スイッチング電流波形とスインチングミ圧波形は
、その立ち上げ・立ち下げ時間がほぼ同じであり、また
同時に変化するために、スイッチング素子に電力損失が
発生する。

従来、このようなスイッチングノイズおよびスイッチン
グ損失の低減を図ることができる公知波ｉネｉとして、
ＬＣ直列共振回路を応用した電流共振コンバータがある
。

第１０図は、従来の電流共振コンバータの構成例を示す
図である。

図において、（ａ）は米国特許４，４１５，９５９によ
る回路を示し、（ｂ）は特開昭６２−１１４４７１号公
報による回路を示し１、（Ｃ）は特開昭５９−２０９０
６８号公報による回路を示す。

これらの何れの構成においても、トランス８１の一次側
と二次側との間の漏れ磁束によって形成される漏れイン
ダクタ（インダクタンスＩ−Ｌｔ　）８２と、これに直
列に配置されたコンデンサ（静電容量＝ＣＩ）８３によ
り直列共振回路が構成される。また、スイッチング素子
８４によってこの直列共振回路の電流が断続されるので
、第１１図に示すように、スイッチング電流波形Ｉゎ、
が正弦波状となる。したがって、スイッチング電流波形
の２、峻な変化が軽減され、スイッチングノイズが低減
される。また、この正弦波状のスイッチング電流波形は
、スイッチング電圧が低レベルの期間に発生するので、
スイッチング損失が低減される。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、このような従来構成の電流共振コンバータで
は、スイッチング電流波形が正弦波状となるために、そ
の立ち上がり・立ち下がり時間が長くなる。したがって
、矩形波状のスイッチング電流波形で動作するＤ　Ｃ／
Ｄ　Ｃコンバータと同じ実効値（電力）を得るためには
、スイッチング電流波形のピーク値を大きくとらなけれ
ばならず、使用されるスイッチング素子その他の回路部
品には大きな定格電圧が要求された。

また、第１０図に示す回路において、ダイオード８５に
代えてパワーＦＥＴを用い、さらに全波整流回路を構成
することにより整流効率が向上し、回路部品の定格電圧
を低く抑えて所定の実効値を得ることができる。しかし
、このような回路は、構成が複雑であり、高いスイッチ
ング周波数による動作には適さない。

なお、スイッチング損失およびスイッチングノイズを低
減し、かつスイッチング電流のピーク値を下げることが
できるスイッチング電流波形としては、第１２図に示す
ように、スイッチング電圧波形が低レベルの期間に矩形
波のような急激な変化を伴わずに立ち上げ・立ち下げが
行われ、かつ正弦波に比べて実効値が大きい台形波が理
想的である。

本発明は、スイッチング素子その他の定格電圧を低く抑
えることができる台形波状のスイッチング電流波形を得
る電流共振コンバータを提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は、請求項１に記載の発明の原理ブロック図であ
る。

図において、断続手段１１は、直流電源からトランス１
０の一次巻線を介して与えられる電圧を断続し、交流電
圧に変換する。

整流ダイオード１２は、トランス１０の二次巻線に直列
接続され、交流電圧を半波整流する。

コンデンサ１４は、ダイオード１２に直列接続され、ト
ランス１０の一次側・二次側間に形成される漏れインダ
クタ１３と第一の共振回路を構成する。

平滑回路１５は、コンデンサ１４０両端に得られる出力
を平滑して負荷に出力する。

インダクタ１６は、直流電源とトランス１０との間に挿
入される。

コンデンサ１７．は、インダクタ１６と第二の共振回路
を構成する位置に接続される。

ダイオード１８．は、コンデンサ１７．に逆バイアスで
並列接続され、コンデンサ１７、の初期値を得る。

第２図は、請求項２に記載の発明の原理ブロック図であ
る。

図において、断続手段１１は、直流電源からトランス１
０の一次巻線を介して与えられる電圧を断続し、交流電
圧に変換する。

整流ダイオード１２は、トランス１０の二次巻線に直列
接続され、交流電圧を半波整流する。

コンデンサ１４は、ダイオード１２に直列接続され、ト
ランス１０の一次側・二次側間に形成される漏れインダ
クタ１３と第一の共振回路を構成する。

平滑回路１５は、コンデンサ１４の両端に得られる出力
を平滑して負荷に出力する。

インダクタ１６は、直流電源とトランス１０との間に挿
入される。

コンデンサ１７２は、インダクタ１６に並列接続され、
インダクタ１６と第二の共振回路を構成する。

ダイオード１８２は、インダクタ１６とトランス１０と
の接続点と直流電源のアース線との間に逆バイアスで接
続され、コンデンサ１７２の初期値を得る。

第３図は、請求項３に記載の発明の原理ブロック図であ
る。

請求項３に記載の電流共振コンバータは、請求項１に記
載の電流共振コンバータにおいて、コンデンサ１４に逆
バイアスで並列接続され、コンデンサ１４の初期値を得
るダイオード１９を備えて構成される。

第４図は、請求項４に記載の発明の原理ブロック図であ
る。

請求項４に記載の電流共振コンバータは、請求項１に記
載の電流共振コンバータにおいて、インダクタ１６とコ
ンデンサ１７．との間に直列に接続され、第一の共振回
路および第二の共振回路の共振条件を調整するインダク
タ２０を備えて構成される。

〔作　用］ 請求項１に記載の発明では、コンデンサ１７Ｉ、漏れイ
ンダクタ１３およびコンデンサ１４によって第一の共振
回路が構成され、かつインダクタ１６およびコンデンサ
１７Ｉによって第二の共振回路が構成される。

断続手段１１を流れるスイッチング電流はこれらの２つ
の共振回路の共振電流が合成されて生成される。また、
そのスイッチング電流の波形は、スイ・ンチング電圧波
形が低レベルである期間に、急激な変化を伴わずに立ち
上げ・立ち下げが行われ、かつ２つのピーク点を有する
。

したがって、スイッチング損失およびスイッチングノイ
ズを低減し、かフ各ピーク点の電流値を小さな値に設定
して従来の電流共振コンバータと同じ実効値を得られる
台形波状のスイッチング電流波形を得ることができる。

なお、ダイオード１８１は、断続手段１１がオン状態か
らオフ状態となった時にインダクタ１６およびトランス
１０に誘起される逆電圧によりオンとなり、断続周期毎
にコンデンサ１７１の電荷の初期値を得て定電圧動作を
特徴とする請求項２に記載の発明では、コンデンサ１７
２がインダクタ１６に並列に接続されるが、第一の共振
回路および第二の共振回路が請求項１に記載の発明と同
様に構成される。したがって、その動作は、請求項１ム
こ記載の発明に同じである。

請求項３に記載の発明では、ダイオード１９が、平滑回
８１５に蓄積されたエネルギーによって断続周期毎にオ
ンとなるので、コンデンサ１４の電荷が初期設定される
。

請求項４に記載の発明では、インダクタ２０が漏れイン
ダクタ１３およびインダクタ１６に直列に配置されるの
で、第一の共振回路および第二の共振回路の共振条件が
調整される。

〔実施例］ 以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。

第５図は、請求項１に記載の発明に対応）−る実施例回
路を示す図である。

図において、入力直流電圧が与えられる２つの入力端子
間には、直列接続されたインダクタ（インダクタンス値
＝Ｌ、）２１＃よびコンデンサ（静電容量−Ｃ，）２２
が接続される。コンデンサ２２の両端には、逆方向接続
のダイオード２３が並列に接続される。コンデンサ２２
の両端には、さらに直列接続されたインダクタ（インダ
クタンス値＝Ｌ２）２４、トランス２５の一巻線誹およ
びＦＥＴ２６が接続される。トランス２５の二次巻線の
両端には、直列接続されたダイオード２７およびコンデ
ンサ２８（静電容量＝０２）が接続される。コンデンサ
２８の両端には、直列接続されたインダクタ２９および
コンデンサ（静電容量＝Ｃ，）３０が接続される。コン
デンサ３００両端は、出力端子に接続される。また、Ｆ
ＥＴ２６のゲートは、所定の断続制御信号を出力する周
波数制御部３１に接続される。さらに、２つの入力端子
間には交流インピーダンスを下げるコンデンサ２０（静
電容量＝１００μＦ）が接続され、ＦＥＴ２６のソース
・ドレイン間にはスイッチングノイズを低減するコンデ
ンサ３３が接続される。なお、参照番号３４はトランス
２５の一次側と二次側との間の漏れ磁束により形成され
る漏れインダクタ（インダクタンス値＝Ｌ、）を示し、
参照番号３５は入力直流電圧源を示し、参照番号３６は
負荷（抵抗値＝ＲＬ）を示す。

本発明の特徴とする構成は、本実施例では、コンデンサ
２２、インダクタ２４、漏れインダクタ３４およびコン
デンサ２８から構成される第一の共振回路に併せて、イ
ンダクタ２１およびコンデンサ２２から構成される第二
の共振回路を有する点にある。なお、本実施例回路と第
１図に示す原理ブロック図との対応関係については、周
波数制御部３１、ＦＥＴ２６およびコンデンサ３３が断
続手段１１に対応し、インダクタ２９およびコンデンサ
３０が平滑回路１５に対応する。

以下に、本実施例回路の動作を説明する。

なお、本実施例回路では、入力直流電圧＝３０Ｖ、Ｌ、
＝　７．２μＨ，Ｌ２＝　４．２μＨ，Ｌ、＝　０．３
μＨ、トランス２５の一次巻線のインダクタンス−１３
０μＨ１二次巻線のインダクタンス＝７．６μＨ１Ｌ３
　＝　１１１μＨ，Ｃ，＝Ｏ，Ｏ１μＦ、Ｃ２＝０．２
２μＦ、Ｃ１＝　２２０μＦ、ＲＬ＝ＩΩに設定し、そ
の実測動作波形を第６図に示す。

このように、本実施例回路では、２つの共振回路の共振
電流が合成されてスイッチング電流が生成される。また
、そのスイッチング電流波形は、スイッチング周期毎に
２つのピーク値を有し、かつスイッチング電圧波形が低
レベルの期間に急激な変化を伴わずに立ち上がり、立ち
下がる。

すなわち、第１２図に示す台形波に近憤するスイッチン
グ電流波形が得られるので、スイッチング素子その他の
定格電圧を低く抑えることができ、素子規模を小さくす
ることができる。

なお、本実施例回路では、ダイオード２３は、コンデン
サ２２に蓄積される電荷を初期設定し定電圧動作を可能
とする。また、インダクタ２４は、漏れインダクタ３４
のインダクタンス値が所定の共振条件を満足する値であ
れば、不要である。

以下に、回路パラメータの変更に伴ってスイッチング電
流波形がどのようになるかを、コンピュータシミュレー
ションの結果により示す。

第７図は、コンピュータシミュレーションによる解析回
路を示す図である。

図において、解析回路は、定量的にシミュレーションを
行う条件を設定するために、第５図に示す回路について
、その一部を他の回路で置き換え、さらに所定の回路を
付加して構成される。

すなわち、ＦＥＴ２６がそのオン時の抵抗値に同じ抵抗
値を有するダイオード４０に置き換えられ、トランス２
５の絶縁抵抗値がその一次側と二次側の回路アース間に
配置された抵抗器（抵抗値＝Ｒｊ　）　４１により設定
される。また、コンデンサ２８．３０に蓄積される電荷
の初期値を設定するために、定電圧源４２が順方向接続
のダイオード４３を介してダイオード２７とコンデンサ
２８との接続点に接続される。

さらに、各素子の固有の直流抵抗値あるいは漏れ電流の
換算抵抗値に相当する抵抗器４４〜５１が、対応する各
素子に直列に配置され、所定値に設定される。

また、本解析回路では、第７図に示すように、入力直流
電圧−４０Ｖ、Ｌ、＝　７．２μＨ、トランス２５の一
次巻線のインダクタンス−１４４μＨ１二次巻線のイン
ダクタンス−４μＨ，Ｌ３　＝２５μＨ１Ｃ，＝０．０
０５　μＦ、Ｃ２＝０．２μＦ、ｃｉ　＝２５μＦ、Ｒ
ｉ　＝　１００にΩ、Ｒｔ　＝　１　、５Ωに設定され
る。

なお、Ｌ２およびＬｌについては、シミュレーション時
の可変パラメータである。

第８図は、コンピュータシミュレーションによる動作波
形を示す図である。

図に示すように、コンピュータシミュレーションの結果
でも、第６図に示す実測スイッチング波形とほぼ同じス
イッチング電流波形が得られる。

以下に、第５図を参照して、請求項２〜４に記載の発明
にかかる電流共振コンバータと請求項１に記載の発明に
かかる電流共振コンバータとの実施例回路における相違
点について説明する。

請求項２に記載の発明にかかる電流共振コンバータは、
コンデンサ２２がインダクタ２１と並列に配置された点
で第５図に示す実施例回路と異なる。しかし、このよう
な構成の回路は、入力直流電源３５のインピーダンスが
十分率さい場合には、スイッチングにより生成される交
流信号成分に対して第５図に示す実施例回路に等価であ
る。

請求項３に記載の発明にかかる電流共振コンバータは、
コンデンサ２８に並列に逆方向接続のダイオード（第１
図に示すダイオード１９に対応する。）を付加した点で
第５図に示す実施例回路と異なる。このように付加され
たダイオードは、インダクタ２９に蓄積されたエネルギ
ーによってスイッチング周期毎にオンとなり、コンデン
サ２８に蓄積される電荷の初期値を特徴する 請求項４に記載の発明に対応する電流共振コンバータは
、並列接続されたコンデンサ２２およびダイオード２３
とインダクタ２１との間に新たなインダクタ（第１図に
示すインダクタ２０に対応する。）が直列に配置された
点で第５図に示す実施例回路と異なる。このように配置
されたインダクタは、インダクタ２４、漏れインダクタ
３４、コンデンサ２８から構成される第一の共振回路お
よびインダクタ２１、コンデンサ２２から構成される第
二の共振回路に含まれる。したがって、第一および第二
の共振回路の共振条件が調整される。

〔発明の効果〕

上述したように、本発明によれば、スイッチング電流波
形が理想的な台形波の近似波形となるので、この近似波
形に含まれる個々のピーク値が従来の電流共振コンバー
タにおける単一のピーク値より小さな値であっても、同
じ実効値を得ることができる。

したがって、スイッチング損失を回避しつつ、スイッチ
ング素子その他の定格電圧を低く抑えた電流共振コンバ
ータを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は請求項１に記載の発明の原理ブロック図、 第２図は請求項２に記載の発明の原理ブロック図、 第３図は請求項３に記載の発明の原理ブロック図、 第４図は請求項４に記載の発明の原理ブロック図、 第５図は請求項１に記載の発明に対応する実施例回路を
示す図、 第６図は本実施例回路の実測動作波形を示す図、第７図
はコンピュータシミュレーションによる解析回路を示す
図、 第８図はコンピュータシミュレーションによる動作波形
を示す図、 第９図は従来のフォワードコンバータの動作波形を示す
図、 第１０図は従来の電流共振コンバータの構成例を示す図
、 第１１図は従来の電流共振コンバータの動作波形を示す
図、 第１２図は電流共振コンバータの理想的な動作波形を示
す図である。 図において、 ０．２５．８１はトランス、 ｌは断続手段、 ２．１８．　、ＩＥＬ、１９．２３．２７．４ｏ、３．
８５はダイオード、 ３．３４．８２は漏れインダクタ、 ４．１７．．１７２、２２．２８．３ｏ、３２．３．８
３はコンデンサ、 ５は平滑回路、 ６．２０．２１．２４．２９はインダクタ、６はＦＥＴ
、 １は周波数制御部、 ５は入力直流電源、 ６は負荷、 １．４４〜５１は抵抗器、 ４２は定電圧源、 ８４はスイッチング素子である。 請求項３に記載の発明の原理ブロック同第 図 請求項４に記載の発明の原理ブロック同第　　４　　図 請求項１に記載の発明の原理ブロック同第 図 請求項２に記載の発明の原理ブロック同第　　２　　図 第 図 １μｓ／ｄｉｖ 本実施例回路の実屓１慰作波形を示す図第　　６　　図 Ｌｚ＝４．３μＨ，Ｌ、＝４．２ｉｉｕ！（（Ｋ＝０．
９５８１Ｌｘ”２．３，１ｒＨ１Ｌ、＝１１．４ｕｔ（
（Ｋ＝０．９８）コンピュータシミュレーシゴンによる
動作波形を示す図第 図 従来のフォワードコンバータの動作波形を示す図第　　
９　　図 （ａ） （’ｂ） （Ｃ） 第 図 第 図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源からトランス（１０）の一次巻線を介し
   て与えられる電圧を断続し、交流電圧に変換する断続手
   段（１１）と、 前記トランス（１０）の二次巻線に直列接続され、前記
   交流電圧を半波整流する整流ダイオード（１２）と、 前記ダイオード（１２）に直列接続され、前記トランス
   （１０）の一次側・二次側間に形成される漏れインダク
   タ（１３）と第一の共振回路を構成するコンデンサ（１
   ４）と、 前記コンデンサ（１４）の両端に得られる出力を平滑し
   て負荷に出力する平滑回路（１５）とを備えた電流共振
   コンバータにおいて、 前記直流電源と前記トランス（１０）との間に挿入され
   たインダクタ（１６）と、 前記インダクタ（１６）と第二の共振回路を構成する位
   置に接続されるコンデンサ（１７＿１）と、前記コンデ
   ンサ（１７＿１）に逆バイアスで並列接続され、前記コ
   ンデンサ（１７＿１）の初期値を得るダイオード（１８
   ＿１）と を備えたことを特徴とする電流共振コンバータ。
2. （２）直流電源からトランス（１０）の一次巻線を介し
   て与えられる電圧を断続し、交流電圧に変換する断続手
   段（１１）と、 前記トランス（１０）の二次巻線に直列接続され、前記
   交流電圧を半波整流する整流ダイオード（１２）と、 前記ダイオード（１２）に直列接続され、前記トランス
   （１０）の一次側・二次側間に形成される漏れインダク
   タ（１３）と第一の共振回路を構成するコンデンサ（１
   ４）と、 前記コンデンサ（１４）の両端に得られる出力を平滑し
   て負荷に出力する平滑回路（１５）とを備えた電流共振
   コンバータにおいて、 前記直流電源と前記トランス（１０）との間に挿入され
   たインダクタ（１６）と、 前記インダクタ（１６）に並列接続され、前記インダク
   タ（１６）と第二の共振回路を構成するコンデンサ（１
   ７＿２）と、 前記インダクタ（１６）とトランス（１０）との接続点
   と直流電源のアース線との間に逆バイアスで接続され、
   前記コンデンサ（１７＿２）の初期値を得るダイオード
   （１８＿２）と を備えたことを特徴とする電流共振コンバータ。
3. （３）請求項１に記載の電流共振コンバータにおいて、 コンデンサ（１４）に逆バイアスで並列接続され、前記
   コンデンサ（１４）の初期値を得るダイオード（１９）
   を備えた ことを特徴とする電流共振コンバータ。
4. （４）請求項１に記載の電流共振コンバータにおいて、 インダクタ（１６）とコンデンサ（１７＿１）との間に
   直列に接続され、第一の共振回路および第二の共振回路
   の共振条件を調整するインダクタ（２０）を備えた ことを特徴とする電流共振コンバータ。