JPH0440960B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0440960B2 JPH0440960B2 JP61219724A JP21972486A JPH0440960B2 JP H0440960 B2 JPH0440960 B2 JP H0440960B2 JP 61219724 A JP61219724 A JP 61219724A JP 21972486 A JP21972486 A JP 21972486A JP H0440960 B2 JPH0440960 B2 JP H0440960B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- inverter
- current
- motor
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 14
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 10
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 8
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 8
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000010248 power generation Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 4
- 239000004480 active ingredient Substances 0.000 description 3
- 229910000831 Steel Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000011946 reduction process Methods 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
- 239000010959 steel Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、誘導電動機の制御装置、特に過負荷
制限をはかつてなる過負荷制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a control device for an induction motor, and more particularly to an overload control device that provides overload limiting.
従来例には、特開昭60−66692号がある。この
従来例は、誘導電動機の相電流が許容レベルを越
えた時にインバータの出力周波数を下げることと
している。
A conventional example is JP-A No. 60-66692. In this conventional example, the output frequency of the inverter is lowered when the phase current of the induction motor exceeds an allowable level.
上記従来例は、出力周波数の制御について述べ
ているが、インバータの出力電圧の制御について
は配慮されていない。特に、電動機の相電流が増
加（過負荷）した時、出力周波数のみを下げてい
るため、過電流が流れ相電流の抑制を行うことが
できないとの問題がある。
The above conventional example describes control of the output frequency, but does not consider control of the output voltage of the inverter. In particular, when the phase current of the motor increases (overload), since only the output frequency is lowered, there is a problem in that an overcurrent flows and the phase current cannot be suppressed.
本発明の目的は、電動機の過負荷制限を行い、
インバータがトリツプすることなく運転を継続で
きるようにした誘導電動機の過負荷制御装置を提
供することにある。 The purpose of the present invention is to limit the overload of the electric motor,
An object of the present invention is to provide an overload control device for an induction motor that allows the inverter to continue operating without tripping.
本発明は、誘導電動機の相電流より有効分に比
例した成分を検出する検出手段と、力行時に該検
出値が所定値を越えた場合に電動機が過負荷であ
ると判断してインバータの出力周波数及び出力電
圧を所定の時定数で漸減させる手段と、を備え
た。
The present invention includes a detection means that detects a component proportional to the effective component of the phase current of an induction motor, and a detection means that detects a component proportional to the effective component of the phase current of an induction motor, and when the detected value exceeds a predetermined value during power running, it is determined that the motor is overloaded and the output frequency of the inverter is increased. and means for gradually decreasing the output voltage at a predetermined time constant.
電動機の相電流より特定の位相をサンプリング
する。
Samples a specific phase from the phase current of the motor.
この検出値（サンプリング値）が有効成分であ
る。 This detected value (sampled value) is the effective component.
この有効成分は電動機の負荷に比例するから、
電動機の過負荷状態をこの検出値で判断する事が
できる。つまり、この検出値があらかじめ決めら
れた許容値以上となつた場合、電動機が過負荷状
態であると判断し、インバータの出力周波数、出
力電圧を所定の時定数で漸減する事により電動機
の電流を抑制し、電動機の過負荷を制御できる。 This active ingredient is proportional to the load on the motor, so
The overload state of the motor can be determined from this detected value. In other words, if this detected value exceeds a predetermined allowable value, it is determined that the motor is overloaded, and the motor current is reduced by gradually reducing the inverter's output frequency and output voltage with a predetermined time constant. can be suppressed and the overload of the electric motor can be controlled.
一方、上記漸減中に電動機の負荷が軽くなり、
上記許容値以下となれば漸減を中止しあらかじめ
選定されたソフトスタートの時間で所定の速度ま
で加速を始めるように動作する。それによつて、
電動機は過負荷状態にならないので、インバータ
の信頼性を向上でき過負荷によつてトリツプする
事がなくなる。 On the other hand, during the above gradual reduction, the load on the motor becomes lighter,
If the value falls below the above-mentioned allowable value, the gradual decrease is stopped and the acceleration is started to a predetermined speed at a preselected soft start time. By that,
Since the electric motor is not overloaded, the reliability of the inverter can be improved and it will not trip due to overload.
以下、本発明の一実施例を第１図により説明す
る。１は三相の交流を直流に変換する順変換器、
３は直流を平滑化するコンデンサ、２は平滑化さ
れた直流を任意の電圧・周波数の交流に変換する
逆変換器である。つまり全体で電圧形インバータ
を構成している。５は、交流機である誘導電動機
である。４は、前記電動機の相電流を検出する電
流検出器、６は前記逆変換器中の主スイツチング
素子を駆動するゲート回路で、７は制御回路部で
ある。９は電流検出回路で、前記の２個の電流検
出器４の２相交流信号（仮りにiu、iw）より他の
相iv｛iv＝−（iu＋iw）｝を作り、各々の信号の絶対
値Iu、Iv、Iwを発生する回路である。１０は制御
をつかさどるマイコンである。１１はサンプル・
ホールド回路で、前記電流検出回路９の各々の絶
対値出力Iu、Iv、Iwをマイコンより出力されるサ
ンプル信号Su、Sv、Swに従いホールドする。こ
のホールド値が前記記載の有効成分であり、１２
は有効分電流検出回路である。１３は比較器で、
１６は前記記載の過負荷の許容値の設定器であ
る。１７はインバータの出力周波数の設定器で、
１５は前記設定器の設定値に対しあらかじめ設定
された時間のランプ関数を発生するソフトスター
ト・ストツプ回路である。又、１４は発振器で前
記１５の出力に比例したパルス列を発生する。こ
の発振器の出力信号ｂはインバータの出力周波数
を決定し、前記ソフトスタート回路の出力信号ａ
はインバータの出力電圧を決定する各信号であ
る。
An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. 1 is a forward converter that converts three-phase alternating current to direct current;
3 is a capacitor for smoothing DC, and 2 is an inverter for converting the smoothed DC into AC of arbitrary voltage and frequency. In other words, the entire device constitutes a voltage source inverter. 5 is an induction motor which is an alternating current machine. 4 is a current detector that detects the phase current of the motor, 6 is a gate circuit that drives the main switching element in the inverter, and 7 is a control circuit section. Reference numeral 9 denotes a current detection circuit, which generates another phase i v {i v =-(i u + i w )} from the two-phase AC signals (temporarily i u , i w ) of the two current detectors 4. , is a circuit that generates the absolute values I u , I v , I w of each signal. 10 is a microcomputer in charge of control. 11 is a sample
A hold circuit holds the respective absolute value outputs I u , I v , I w of the current detection circuit 9 according to sample signals S u , S v , S w output from the microcomputer. This hold value is the active ingredient described above, and 12
is an effective current detection circuit. 13 is a comparator,
Reference numeral 16 is the overload tolerance value setting device described above. 17 is a setter for the output frequency of the inverter;
Reference numeral 15 denotes a soft start/stop circuit which generates a ramp function of a preset time with respect to the setting value of the setting device. Further, 14 is an oscillator which generates a pulse train proportional to the output of 15. The output signal b of this oscillator determines the output frequency of the inverter, and the output signal a of the soft start circuit
are the signals that determine the output voltage of the inverter.
次に第２図により電動機の相電流の特定の位相
時点をサンプリングする事により、電流の有効成
分が検出できる事についてその原理を説明する。
euは、電動機の相電圧でありiuは相電流である。 Next, referring to FIG. 2, the principle of detecting the effective component of the current by sampling a specific phase point in time of the phase current of the motor will be explained.
e u is the phase voltage of the motor, and i u is the phase current.
本図において、は力率角である。一方、iu(R)
は相電流iuの有効成分であり、iu(I)はその無効成
分である。 In this figure, is the power factor angle. On the other hand, i u (R)
is the active component of the phase current i u and i u (I) is its reactive component.
ここで、電動機の相電流iuは下式で与えられ
る。 Here, the phase current i u of the motor is given by the following formula.
iu＝ipsin（wt−）＝iu(R)sinwt＋jiu(I)sin（wt−90
°）……(1)
但し、tan≡iu(I)／iu(R)、eu≡epsinwt
すなわち、電動機の相電流iuの有効成分iu(R)は
相電圧euと同相であり、無効成分iu(I)はそれに対
し90°遅れている。この関係は、無負荷、有負荷
時を問わず常に成立している。無負荷時はiu(R)≒
０であるから≒90°、有負荷時は所定のIu(R)と
なり前式で決定されるiu(R)と、iu(I)の比で力率角
が定まる。つまり、第２図においてｕ相相電圧eu
を基準に90°、270°の点のｕ相相電流iuをサンプリ
ングすればそれはすなわちｕ相の有効電流成分iu
(R)の±のピーク値である。i u = i p sin(wt−)=i u (R)sinwt＋ji u (I)sin(wt−90
°）……(1) However, tan≡i u (I)/i u (R), e u ≡e p sinwt In other words, the active component i u (R) of the motor phase current i u is the phase voltage e u and the reactive component i u (I) lags behind it by 90°. This relationship always holds true regardless of whether there is a load or not. At no load, i u (R)≒
Since it is 0, it is ≈90°, and when there is a load, it becomes a predetermined I u (R), and the power factor angle is determined by the ratio of i u (R) determined by the previous equation and i u (I). In other words, in Fig. 2, the u-phase phase voltage e u
If we sample the u-phase phase current i u at points 90 ° and 270° based on
This is the ± peak value of (R).
iu（０＝90°，270°）＝iu(R)−peak＋j0（
無効分iuI≡０）
iu（０＝90°，270°）＝iu(R)−peak＋j0（
無効分iuI≡０）
iu（０＝180°，360°）＝０＋jiu(R)−peak（有効分iu
R≡０）……(2)
以上の点に鑑みｕ相の相電圧euを基準として、
各相電流iu、iv、iwより各々の相の有効電流成分iu
(R)、iv(R)、iw(R)を下記位相点でサンプリングでき
る事は三相交流（各々の位相差が120°）より明ら
かである。 i u (0=90°, 270°)=i u (R)−peak+j0(
Inactive portion i uI ≡0) i u (0=90°, 270°)=i u (R)−peak+j0(
Inactive component i uI ≡0) i u (0=180°, 360°)=0+ji u (R)−peak (effective component i u
R ≡0)...(2) Considering the above points, using the phase voltage e u of the u phase as a reference,
Effective current component i u of each phase from each phase current i u , i v , i w
It is clear from the three-phase AC (each phase difference is 120°) that (R), i v (R), and i w (R) can be sampled at the following phase points.
ｕ相相電圧基準90°，270°：iuの有効
分iu(R)
30°，210°：ivの有効分iv(R)
150°，330°：iwの有効分iw(R) ……(3)
以上の説明はｕ相の相電圧euを基準として原理
を説明したが、この基準は相電相evでもewでも
eu、ev、ewの各々にしても各相電流のサンプリン
グ位相点を誤らなければ前記方法と同一の結果が
得られる。又、基準となる相電相euについては第
１図においてマイコン１０が周波数と電圧の設定
値に従いPWM波形を演算している為、マイコン
は変調波である相電圧euを管理している訳である
から既知である。 U phase phase voltage reference 90°, 270°: Effective portion of i u ( R ) 30°, 210°: Effective portion of i v i v (R) 150°, 330°: Effective portion of i w i w (R) ……(3) The above explanation was based on the phase voltage e u of the u phase, but this reference also applies to the phase voltage e v or e w .
For each of e u , e v , and e w , the same result as the above method can be obtained as long as the sampling phase point of each phase current is not mistaken. Regarding the reference phase voltage e u , in Figure 1, the microcomputer 10 calculates the PWM waveform according to the frequency and voltage setting values, so the microcomputer manages the phase voltage e u , which is the modulated wave. It is known because it is a translation.
本方式は非同期、同期方式のいかんを問わな
い。 This method does not matter whether the method is asynchronous or synchronous.
以上説明した通り、相電圧を基準に特定の各位
相での相電流を各々サンプリングすれば有効電流
成分、すなわち負荷に比例した信号を取り出す事
ができる。 As explained above, by sampling the phase current in each specific phase based on the phase voltage, it is possible to extract an effective current component, that is, a signal proportional to the load.
本方式の大きな特徴は、無効電流（一般に励磁
電流）成分を検出しない為、無負荷時は有効分iu
(R)≒０になり電動機のポール数、容量の相違等の
フアクターの影響を受けないから汎用性に富んで
いると言える。又、正確に有効分を検出できる
為、電動機が過励磁状態（iu(R)≒０）か過負荷状
態（iu(R)≠０）かを判断できる為誤つた制御を行
なわない。 The major feature of this method is that it does not detect the reactive current (generally excitation current) component, so when there is no load, the effective component i u
Since (R)≒0, it is not affected by factors such as the number of motor poles and differences in capacity, so it can be said to be highly versatile. Furthermore, since the effective amount can be detected accurately, it can be determined whether the motor is in an overexcited state (i u (R)≈0) or in an overloaded state (i u (R)≠0), so that erroneous control is not performed.
次に、この有効電流（負荷に比例した）成分を
用いて過負荷制限が可能である原理について第３
図より説明する。 Next, we will discuss the third principle of how overload limitation is possible using this effective current (proportional to load) component.
This will be explained from the diagram.
第３図ａは電動機の速度−トルク特性を示す概
念図である。ここでTLは負荷トルクであり、ITは
インバータにあらかじめ設定されている過電流レ
ベル、nrは電動機の実速度である。無負荷時電動
機はＡ点で平衡状態にあつたとする。ここで電動
機に負荷トルクTLが印加されると、電動機はＡ
点からB0点へ移行しB0点で平衡状態になる。更
に負荷トルクTLが増加し、B0点からB1点へ移行
すると、電動機電流が増加し前記インバータの過
電流レベルITに達する為、インバータはその保護
機能上過電流トリツプし出力遮断となり電動機は
フリーラン状態になる。この点がACR（自動電流
調整器）系を一般に持たない汎用インバータの最
大の欠点であつた。ここでACRとはベクトル制
御に使用され、鉄鋼、サーボ系、クレーンの各分
野で使用されている。具体的には、インバータの
出力側のIMへの一次電流を電流検出器で検出し、
ベクトル演算してインバータ制御を行う。しか
し、ベクトル制御を行つた電動機制御は、高価で
あるため、未だその使用は制限されている。 FIG. 3a is a conceptual diagram showing the speed-torque characteristics of the electric motor. Here, T L is the load torque, I T is the overcurrent level preset in the inverter, and n r is the actual speed of the motor. Assume that the motor is in equilibrium at point A during no-load. Here, when load torque T L is applied to the electric motor, the electric motor
It moves from the point to the B 0 point and reaches an equilibrium state at the B 0 point. When the load torque T L increases further and moves from point B 0 to point B 1 , the motor current increases and reaches the overcurrent level I T of the inverter, so the inverter's protection function causes an overcurrent trip and the output is cut off. The electric motor will be in a free running state. This point was the biggest drawback of general-purpose inverters, which generally do not have an ACR (automatic current regulator) system. ACR is used for vector control, and is used in the fields of steel, servo systems, and cranes. Specifically, a current detector detects the primary current to IM on the output side of the inverter,
Performs vector calculations to control the inverter. However, since motor control using vector control is expensive, its use is still limited.
第３図ｂが、この点を補う本発明の原理図であ
る。無負荷時の動作点Ａから負荷トルクTLが増
加し、TL1になつたとすると動作点はB0となる。
更に負荷が増加し、前記有効電流成分検出値があ
らかじめ設定された許容値を越える（Ｂ点）と、
インバータは電動機が過負荷状態であると判断
し、その出力周波数と出力電圧を漸減し始める。
この時過負荷点Ｂは漸減後の周波数であるＣ点へ
移行するが負荷トルクがTL2であるから次の動作
点Ｏに移行する。この点で再びインバータは電動
機が過負荷状態であると判断し、再び周波数と電
圧を漸減し、電動機はＯ点から次の周波数のＥ点
へ移行し、再びＦ点で漸減がかかる。 FIG. 3b is a diagram showing the principle of the present invention that compensates for this point. If the load torque T L increases from the operating point A under no load and reaches T L1 , the operating point becomes B0 .
When the load further increases and the effective current component detection value exceeds a preset tolerance value (point B),
The inverter determines that the motor is overloaded and begins to gradually reduce its output frequency and output voltage.
At this time, overload point B shifts to point C, which is the frequency after gradual reduction, but since the load torque is T L2 , it shifts to the next operating point O. At this point, the inverter again determines that the motor is overloaded, and again gradually reduces the frequency and voltage, causing the motor to move from point O to the next frequency point E, and then gradually decreases again at point F.
以上の事を繰り返し過負荷が続く限り、点Ｂ→
Ｃ→Ｏ→Ｅ→Ｆ→Ｇ→Ｈ→Ｉ→Ｊ→Ｋと限りなく
零速度に向かつていく。 As long as the above is repeated and the overload continues, point B→
C→O→E→F→G→H→I→J→K and it continues to move towards zero speed.
しかし漸減過程で過負荷が解除され続ければ電
動機はあらかじめ選定されたソフトスタートの時
間に従い、所定の速度（その負荷にみあつた平衡
点）まで増速する。 However, if the overload continues to be released during the gradual reduction process, the motor speeds up to a predetermined speed (an equilibrium point that meets the load) according to the preselected soft start time.
以上のように本発明による漸減を実施すれば電
動機の過負荷を制限でき、インバータの過電流レ
ベルITに達する事がないので同図ａのようにイン
バータが過電流トリツプする事はない。 As described above, by carrying out the gradual reduction according to the present invention, the overload on the motor can be limited, and the overcurrent level I T of the inverter will not be reached, so the inverter will not trip overcurrent as shown in a of the same figure.
ここで、同図ｂは原理をわかりやすくする為拡
大して書いた過負荷制限時の速度−トルク特性で
ある。 Here, figure b shows the speed-torque characteristic at the time of overload limitation, which is enlarged to make the principle easier to understand.
次に本発明の過負荷制限回路の一実施例を第４
図により説明する。 Next, a fourth embodiment of the overload limiting circuit of the present invention will be described.
This will be explained using figures.
第４図は、電流検出回路９、マイコン１０、発
振器１４をブロツク図で表現し、それ以外の回路
は、具体的な回路素子によつて構成した実施例図
である。 FIG. 4 is an embodiment diagram in which the current detection circuit 9, the microcomputer 10, and the oscillator 14 are expressed in a block diagram, and the other circuits are constructed using specific circuit elements.
サンプル・ホールド回路１１は３個の個別スイ
ツチを持つサンプルスイツチSW１、このスイツ
チSW１の出力に設けた２つの抵抗Ｒ８，Ｒ９、
サンプルホールドコンデンサＣ２より成る。スイ
ツチSW１は、マイコン１０で求めたサンプルリ
ング信号Su，Sv，Swのタイミングで、オンし、
その時の電流検出回路９の検出各相電流Iu，Iv，
Iwをサンプルする。この各相電流は、負荷の大き
さに比例した電流値である。即ち、(3)式で示した
ようにIuは90°、270°、Ivは30°、210°、Iwは150°
、
330°各位相での電流値である。 The sample/hold circuit 11 includes a sample switch SW1 having three individual switches, two resistors R8 and R9 provided at the output of this switch SW1,
It consists of a sample hold capacitor C2. The switch SW1 is turned on at the timing of the sampling signals S u , S v , S w determined by the microcomputer 10 ,
At that time, the current detection circuit 9 detects each phase current I u , I v ,
Sample I w . Each phase current has a current value proportional to the size of the load. That is, as shown in equation (3), I u is 90°, 270°, I v is 30°, 210°, and I w is 150°.
,
This is the current value at each phase of 330°.
有効分電流検出器１２は、オペアンプOP１よ
り成り、コンデンサＣ２のサンプル値を取込み出
力する。 The effective current detector 12 is composed of an operational amplifier OP1, and takes in and outputs the sample value of the capacitor C2.
設定器１６は、第３図に示した過負荷制限値
TL2を設定する。 The setting device 16 sets the overload limit value shown in FIG.
Set up T L2 .
比較器１３は、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，
Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１８，Ｒ１９，Ｒ２０、オペ
アンプOP２，OP３，OP５、ダイオードＤ５、
可変抵抗器VR３より成る。オペアンプOP２の
負極側には有効分電流検出器１２の出力と、設定
器１６のオペアンプOP３を介しての設定値と、
及び力行・回生のモード判別回路１５Ａのオペア
ンプOP５を介しての判定出力との３つを印加さ
せている。この構成によつてオペアンプOP１の
出力が有効分検出値であり、この検出値が電動機
の過負荷制御値TL2（設定値16で設定した値）よ
り小さい場合は、オペアンプOP２の出力は電
位となる。この結果、ダイオードＤ５はオフを維
持し、ソフトスタート・ストツプ回路１５には何
らの影響も与えない。 The comparator 13 includes resistors R10, R11, R12,
R13, R14, R18, R19, R20, operational amplifier OP2, OP3, OP5, diode D5,
Consists of variable resistor VR3. The output of the effective current detector 12 and the setting value via the operational amplifier OP3 of the setting device 16 are connected to the negative electrode side of the operational amplifier OP2.
and a judgment output from the power running/regeneration mode judgment circuit 15A via the operational amplifier OP5. With this configuration, the output of operational amplifier OP1 is the effective detection value, and if this detection value is smaller than the motor overload control value T L2 (the value set in setting value 16), the output of operational amplifier OP2 becomes the potential. Become. As a result, diode D5 remains off and has no effect on soft start/stop circuit 15.
一方、オペアンプOP１の有効分検出値が過負
荷制限値TL2以上となり、且つ前記力行・回生判
別回路１５ＡのダイオードＤ４が零電位（電動機
が一定速か又は力行モードの時）の場合、オペア
ンプOP２の出力は電位となり、前記ソフトス
タート・ストツプ回路１５に影響を与える。この
影響の仕方はソフトスタート・ストツプ回路１５
の中で説明する。 On the other hand, when the effective detection value of operational amplifier OP1 is equal to or higher than overload limit value T L2 and diode D4 of the power running/regeneration discrimination circuit 15A is at zero potential (when the motor is at a constant speed or in power running mode), operational amplifier OP2 The output becomes a potential and affects the soft start/stop circuit 15. The way this effect occurs is in soft start/stop circuit 15.
I will explain it in.
ソフトスタート・ストツプ回路１５は、力行・
回生判別回路１５Ａの他に、抵抗Ｒ１〜Ｒ７、Ｒ
２２〜Ｒ２４、オペアンプOP６，OP７，OP８、
可変抵抗器VR１，VR２、コンデンサＣ１、ツ
エナーダイオードZD１、ダイオードＤ１，Ｄ２
より成る。ダイオードＤ１が加速時、ダイオード
Ｄ２が減速時に作用する。 The soft start/stop circuit 15 is used for power running and
In addition to the regeneration discrimination circuit 15A, resistors R1 to R7, R
22~R24, operational amplifier OP6, OP7, OP8,
Variable resistor VR1, VR2, capacitor C1, Zener diode ZD1, diode D1, D2
Consists of. Diode D1 acts during acceleration, and diode D2 acts during deceleration.
力行・回生判別回路１５Ａは、抵抗Ｒ１５，Ｒ
１６，Ｒ１７、オペアンプOP４、ダイオードＤ
３，Ｄ４より成る。 The power running/regeneration discrimination circuit 15A includes resistors R15, R
16, R17, operational amplifier OP4, diode D
Consists of 3, D4.
力行・回生判別回路１５Ａは、オペアンプOP
６り出力を受けて、電動機が回生か力行から判別
を行う。回生時には、オペアンプOP２の出力に
は影響を与えず、力行又は一定速の場合には、オ
ペアンプOP２の出力に影響を与えるように働く。
即ち、力行又は一定速の場合、負荷制限値TL2以
上の条件のもとで、ダイオードＤ５をオンにす
る。 The power running/regeneration discrimination circuit 15A is an operational amplifier OP.
Upon receiving the 6 output, the electric motor determines whether it is regenerating or powering. During regeneration, it does not affect the output of the operational amplifier OP2, but during power running or constant speed, it acts to affect the output of the operational amplifier OP2.
That is, in the case of power running or constant speed, the diode D5 is turned on under the condition that the load limit value T L2 is greater than or equal to the load limit value T L2.
力行・回生判別回路１５Ａを除くソフトスター
ト・ストツプ回路１５の動作は、第６図の様に働
く。即ち、設定器１７の設定値（ｆ設定値のこ
と）Vfと出力ａとの間で図のような関係にして
おく。Vfの急激な変化に対して、出力ａはおだ
やかな変化をしていることがわかる。出力を増加
させるときの変化率の調整はVR１で行い、出力
を減少させるときの変化率の調整はVR２で行
う。 The soft start/stop circuit 15 except the power running/regeneration discrimination circuit 15A operates as shown in FIG. That is, the relationship shown in the figure is established between the setting value (f setting value) V f of the setting device 17 and the output a. It can be seen that the output a changes gradually in contrast to the rapid changes in V f . VR1 is used to adjust the rate of change when increasing the output, and VR2 is used to adjust the rate of change when decreasing the output.
さて、比較器１３の出力の影響を受けないとき
のソフトスタート・ストツプ回路１５は、積分コ
ンデンサＣ１に設定器１７の設定値に応じた値を
積分しながら蓄積する。この出力であるオペアン
プOP７の出力は、オペアンプOP８を介して出力
ａとなる。 Now, when the soft start/stop circuit 15 is not affected by the output of the comparator 13, it integrates and accumulates a value corresponding to the set value of the setter 17 in the integrating capacitor C1. This output from the operational amplifier OP7 becomes the output a via the operational amplifier OP8.
一方、比較器１３の出力によりダイオードＤ５
がオンになると、ソフトスタート・ストツプ回路
１５は影響を受ける。即ち、ダイオードＤ５のオ
ンにより、コンデンサＣ１の充電値は、Ｄ５を通
じて放電し始める。 On the other hand, the output of the comparator 13 causes the diode D5 to
is turned on, the soft start/stop circuit 15 is affected. That is, by turning on the diode D5, the charge value of the capacitor C1 begins to be discharged through D5.
オペアンプOP７の出力は、オペアンプOP８で
反転され、この出力ａはインバータの出力周波
数、出力電圧を決定する値となる。然るに、コン
デンサＣ１の電荷がダイオードＤ５を通じて漸減
するため、出力ａの値も漸減する。この結果、第
３図に示したように電動機の過負荷制限を行うこ
とができる。 The output of the operational amplifier OP7 is inverted by the operational amplifier OP8, and this output a becomes a value that determines the output frequency and output voltage of the inverter. However, since the charge on the capacitor C1 gradually decreases through the diode D5, the value of the output a also gradually decreases. As a result, the overload of the motor can be limited as shown in FIG.
尚、過負荷時の漸減時間は、VR３で調整す
る。VR３の値を大きくすれば、時定数が大とな
り、VR３の値を小さくすれば、時定数が小とな
る。 The gradual reduction time during overload is adjusted using VR3. If the value of VR3 is increased, the time constant will be increased, and if the value of VR3 is decreased, the time constant will be decreased.
以上の実施例によれば、電動機が一定速か、あ
るいは力行モード時において、電動機の過負荷制
限を行うことができた。 According to the embodiments described above, it was possible to limit the overload of the electric motor when the electric motor was at a constant speed or in the power running mode.
尚、VR３により可調できる漸減時間がソフト
スタート・ストツプ回路１５の加速時間（VR１
で調整可能）よりも長い場合には、漸減がかから
ないという問題が発生する。即ち、ソフトスター
ト・ストツプ回路１５の負帰還抵抗Ｒ６の働きに
より、漸減時OP６の出力は、電位となり、
VR１を通してコンデンサＣ１を充電しようとす
る時定数の方が、過負荷による漸減時のVR３を
通してコンデンサＣ１の電荷を放電しようとする
時定数よりも速いため、OP７の出力は変化しな
いことになる。 Note that the gradual decrease time that can be adjusted by VR3 is the acceleration time of the soft start/stop circuit 15 (VR1
If the length is longer than (adjustable with ), a problem occurs in that gradual reduction is not applied. That is, due to the function of the negative feedback resistor R6 of the soft start/stop circuit 15, the output of OP6 becomes a potential during gradual decrease.
Since the time constant for charging capacitor C1 through VR1 is faster than the time constant for discharging the charge of capacitor C1 through VR3 when gradually decreasing due to overload, the output of OP7 will not change.
この問題点は、ソフトスタート・ストツプ回路
１５の加速時間が長いと問題にはなり得ない。極
端に短い場合には問題になることがある。 This problem cannot become a problem if the acceleration time of the soft start/stop circuit 15 is long. This can be a problem if it is extremely short.
この対策の実施例を第５図に示す。第４図と異
なる点は、OP６の出力端とＲ４との間にスイツ
チSW２を設けたこと、このスイツチSW２の
ON、OFF制御用の制御回路２０を設けたこと、
にある。 An example of this measure is shown in FIG. The difference from Fig. 4 is that switch SW2 is provided between the output end of OP6 and R4, and this switch SW2 is
A control circuit 20 for ON/OFF control is provided;
It is in.
制御回路２０は、抵抗Ｒ２５，Ｒ２６，Ｒ２
７，Ｒ２８、オペアンプOP９、インバータICよ
り成る。抵抗Ｒ２５とオペアンプOP２の出力端
とは接続され、この制御回路２０へは、オペアン
プOP２の出力端の信号を入力させる。 The control circuit 20 includes resistors R25, R26, R2
Consists of 7, R28, operational amplifier OP9, and inverter IC. The resistor R25 and the output terminal of the operational amplifier OP2 are connected, and a signal from the output terminal of the operational amplifier OP2 is input to the control circuit 20.
かかる構成によれば、漸減時（OP２の出力が
電位）の場合、アナログスイツチSW２を切離
す。これによりVR１によるコンデンサＣ１への
充電をカツトさせる。 According to this configuration, when the voltage is gradually decreasing (the output of OP2 is a potential), the analog switch SW2 is disconnected. This cuts off charging of capacitor C1 by VR1.
本実施によれば、ソフトスタート・ストツプ回
路の加速時間の影響を受けないため、スムーズな
漸減が達成でき、電動機の過負荷制限を実行でき
る。 According to this embodiment, since it is not affected by the acceleration time of the soft start/stop circuit, smooth gradual reduction can be achieved and overload limitation of the motor can be carried out.
本発明によれば、電動機の電流を抑制する事が
できる為、電動機の過負荷制限が可能となる。こ
の為、電動機を駆動する電源であるところのイン
バータを過負荷時の過電流から保護でき、過電流
によるインバータのトリツプを抑制できるのでヘ
ビーデユーテイな仕様にも耐えられインバータの
信頼性を向上する事ができるという効果がある。
又、前述したように電動機の相違等による無効電
流の影響を受けない為汎用性にも富んでいる。更
に、電動機が過励磁状態なのか、過負荷状態なの
かを正確に判断でき、誤つた制御を行なわないと
いう大きな利点を兼ね備えている。
According to the present invention, since the current of the electric motor can be suppressed, it is possible to limit the overload of the electric motor. Therefore, the inverter, which is the power source that drives the electric motor, can be protected from overcurrent during overload, and inverter tripping due to overcurrent can be suppressed, making it possible to withstand heavy-duty specifications and improving the reliability of the inverter. There is an effect that it can be done.
Furthermore, as mentioned above, it is not affected by reactive current due to differences in motors, so it is highly versatile. Furthermore, it has the great advantage of being able to accurately determine whether the motor is overexcited or overloaded, and preventing erroneous control.
第１図は本発明の実施例図、第２図は有効成分
の検出の説明図、第３図ａ，ｂは本発明の動作説
明図、第４図は本発明の具体的な回路例図、第５
図は本発明の他の具体的な回路例図、第６図はソ
フトスタート・ストツプ回路の動作波形図であ
る。
２……電圧形インバータ、９……電流検出回
路、１０……マイコン、１１……サンプル・ホー
ルド回路、１２……有効分電流検出器、１５……
ソフトスタート・ストツプ回路。
FIG. 1 is an embodiment of the present invention, FIG. 2 is an explanatory diagram of detection of an active ingredient, FIG. , 5th
The figure is a diagram showing another specific example of the circuit of the present invention, and FIG. 6 is an operating waveform diagram of the soft start/stop circuit. 2... Voltage type inverter, 9... Current detection circuit, 10... Microcomputer, 11... Sample/hold circuit, 12... Effective current detector, 15...
Soft start/stop circuit.
Claims (1)
よつて駆動される誘導電動機と、該誘導電動機に
インバータから供給される電流を検出し、この検
出電流から有効成分に比例した成分を検出する検
出手段と、上記誘導電動機が、力行か回生かのい
ずれの動作モードにあるかを判別する判別手段
と、該判別手段によつて力行検出時、上記検出有
効成分が予じめ定めた制限値を越えた場合、上記
インバータの出力周波数と出力電圧とを所定の時
定数で漸減する手段と、より成る誘導電動機の過
負荷制御装置。1. A voltage source inverter, an induction motor driven by the output of the inverter, and a detection means for detecting a current supplied to the induction motor from the inverter and detecting a component proportional to the active component from the detected current. , a determining means for determining whether the induction motor is in an operating mode, power or regeneration; and when the determining means detects power running, the detected active component exceeds a predetermined limit value. an overload control device for an induction motor, comprising means for gradually decreasing the output frequency and output voltage of the inverter at a predetermined time constant.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61219724A JPS6377398A (en) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | Overload controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61219724A JPS6377398A (en) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | Overload controller for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6377398A JPS6377398A (en) | 1988-04-07 |
| JPH0440960B2 true JPH0440960B2 (en) | 1992-07-06 |
Family
ID=16739973
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61219724A Granted JPS6377398A (en) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | Overload controller for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6377398A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015097836A1 (en) | 2013-12-27 | 2015-07-02 | 株式会社日立産機システム | Power conversion device and power conversion device control method |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2934345B2 (en) * | 1991-09-06 | 1999-08-16 | 三菱電機株式会社 | Induction motor control device |
| KR100645808B1 (en) * | 2004-12-08 | 2006-11-23 | 엘지전자 주식회사 | Method for controlling a driving velocity of motor |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6066691A (en) * | 1983-09-19 | 1985-04-16 | Toshiba Corp | Frequency converter |
-
1986
- 1986-09-19 JP JP61219724A patent/JPS6377398A/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6066691A (en) * | 1983-09-19 | 1985-04-16 | Toshiba Corp | Frequency converter |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015097836A1 (en) | 2013-12-27 | 2015-07-02 | 株式会社日立産機システム | Power conversion device and power conversion device control method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6377398A (en) | 1988-04-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5175483A (en) | Method and an apparatus for computing moment of inertia in a motor speed controller, and a speed control method and apparatus for a motor | |
| US5140248A (en) | Open loop motor control with both voltage and current regulation | |
| CA2168676C (en) | Failure detection system for detecting a failure in a power converter | |
| Davoine et al. | Operation of a self-controlled synchronous motor without a shaft position sensor | |
| EP0053916B1 (en) | Control system for induction motor using inverter for ac power supply | |
| JPH0440960B2 (en) | ||
| CN108242899A (en) | For controlling the method for inverter | |
| JPH0219718B2 (en) | ||
| JP3472662B2 (en) | Inverter device | |
| JP3317865B2 (en) | Inverter control device | |
| GB2121993A (en) | A c motor controller | |
| KR100283912B1 (en) | Reduction Device of Induction Motor | |
| KR100356515B1 (en) | Overcurrent control apparatus and method for induction motor driving inverter | |
| JP2787873B2 (en) | Three-phase unbalance detector | |
| KR0123002Y1 (en) | Braking circuit of an induction motor | |
| SU1492078A1 (en) | Wind power plant, method and apparatus for controlling same | |
| KR100339269B1 (en) | Stall prevention apparatus for induction motor | |
| SU1443074A1 (en) | A.c. electric drive | |
| JPS5837773B2 (en) | hysteresis motor | |
| SU1069066A1 (en) | Anti-emergency automatic device | |
| SU811488A1 (en) | Method of control of frequency converter with direct coupling and artificial switching | |
| SU1636980A2 (en) | Ac electric drive | |
| JPS6334719B2 (en) | ||
| SU936335A2 (en) | Induction motor control device | |
| JPH118990A (en) | Sensorless controller of induction motor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |