JPH0440384A - センサ回路 - Google Patents
センサ回路Info
- Publication number
- JPH0440384A JPH0440384A JP2147028A JP14702890A JPH0440384A JP H0440384 A JPH0440384 A JP H0440384A JP 2147028 A JP2147028 A JP 2147028A JP 14702890 A JP14702890 A JP 14702890A JP H0440384 A JPH0440384 A JP H0440384A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- differential amplifier
- polarity
- voltage
- output
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 description 4
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 239000000463 material Substances 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000005355 Hall effect Effects 0.000 description 1
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000009295 crossflow filtration Methods 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000012535 impurity Substances 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Measuring Magnetic Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、磁気や光等を検出して電気信号に変換するセ
ンサ回路に関するものである。
ンサ回路に関するものである。
センサ回路は、大別して検出要素と増幅要素とから構成
されている。第６図は磁気を検出する従来のセンサ回路
を示すものであり、検出要素としてホール素子１が用い
られ、増幅要素として差動増幅器２が用いられている。
されている。第６図は磁気を検出する従来のセンサ回路
を示すものであり、検出要素としてホール素子１が用い
られ、増幅要素として差動増幅器２が用いられている。
なお、符号３は定電流源を、符号４．５は電源端子を、
符号６．７は出力端子をそれぞれ示している。
符号６．７は出力端子をそれぞれ示している。
増幅器として差動増幅器２が用いられているのは、ノイ
ズの影響を効果的に低減できるからであり、このことは
微弱な検出出力の増幅には極めて有効である。差動増幅
器の人力能動素子としては、シリコン（Ｓｉ）バイポー
ラジャンクショントランジスタが一般に用いられている
。Ｓｔバイポーラジャンクショントランジスタは、Ｓｉ
の物理定数であるバンドギャップにより順方向立ち上が
り電圧が決定されるため、プロセスの変動を受は難く、
そのために、これを差動増幅器の入力能動素子として用
いると等値入力オフセット電圧を数十μＶ径程度小さな
ものにすることができるからである。
ズの影響を効果的に低減できるからであり、このことは
微弱な検出出力の増幅には極めて有効である。差動増幅
器の人力能動素子としては、シリコン（Ｓｉ）バイポー
ラジャンクショントランジスタが一般に用いられている
。Ｓｔバイポーラジャンクショントランジスタは、Ｓｉ
の物理定数であるバンドギャップにより順方向立ち上が
り電圧が決定されるため、プロセスの変動を受は難く、
そのために、これを差動増幅器の入力能動素子として用
いると等値入力オフセット電圧を数十μＶ径程度小さな
ものにすることができるからである。
しかし、このようなセンサ回路を自動車のエンジン部分
等の高温環境中において用いると、異常動作が起こり易
くなる。環境温度が室温よりもかなり高くなってくると
、差動増幅器に用いられているＳｉバイポーラジャンク
ショントランジスタの中で砺電子帯から導伝帯への電子
の励起が起こり正常な動作が行われなくなるからである
。特に、検出要素と増幅要素がモノリシック化されてい
るセンサ回路では、差動増幅器のみを検出要素から離し
て温度環境の良い場所に置くことができないので、この
問題を回避することは非常に困難である。そこで、高温
環境での動作に適したトランジスタで差動増幅器を構成
する試みがなされている。
等の高温環境中において用いると、異常動作が起こり易
くなる。環境温度が室温よりもかなり高くなってくると
、差動増幅器に用いられているＳｉバイポーラジャンク
ショントランジスタの中で砺電子帯から導伝帯への電子
の励起が起こり正常な動作が行われなくなるからである
。特に、検出要素と増幅要素がモノリシック化されてい
るセンサ回路では、差動増幅器のみを検出要素から離し
て温度環境の良い場所に置くことができないので、この
問題を回避することは非常に困難である。そこで、高温
環境での動作に適したトランジスタで差動増幅器を構成
する試みがなされている。
高温環境に強い素子としては、Ｓｉよりも大きなバンド
ギャップを持つＧａＡｓ等、他の材料を用いたトランジ
スタが考えられる。ＧａＡｓなどの新しい材料を用いた
トランジスタとして量産レベルで実用化の段階にあるの
は現在のところ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である
。
ギャップを持つＧａＡｓ等、他の材料を用いたトランジ
スタが考えられる。ＧａＡｓなどの新しい材料を用いた
トランジスタとして量産レベルで実用化の段階にあるの
は現在のところ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である
。
ところで、ＦＥＴを入力能動素子として用いた差動増幅
器において等値入力オフセット電圧を与えるのは、２つ
のＦＥＴのしきい値電圧の差である。ＦＥＴのしきい値
電圧はゲート電極下に導入される不純物濃度に左右され
るため、プロセスによって大きくばらつく。そのため、
Ｇ ａ Ａ ｓ Ｍ ＥＳＦＥＴを用いた差動増幅器の
場合、等値入力オフセット電圧が数十ｍＶにも達するこ
とが少なくない。出力電圧に着目すると、等値入力オフ
セット電圧が差動増幅器の利得倍されるため、非常に大
きな誤差になる。したがって、ＦＥＴを入力能動素子と
する差動増幅器を増幅要素として用いたセンサ回路は高
温環境には強いがオフセット電圧が大きくなってまうこ
とかある点で未だ不十分なものであった。
器において等値入力オフセット電圧を与えるのは、２つ
のＦＥＴのしきい値電圧の差である。ＦＥＴのしきい値
電圧はゲート電極下に導入される不純物濃度に左右され
るため、プロセスによって大きくばらつく。そのため、
Ｇ ａ Ａ ｓ Ｍ ＥＳＦＥＴを用いた差動増幅器の
場合、等値入力オフセット電圧が数十ｍＶにも達するこ
とが少なくない。出力電圧に着目すると、等値入力オフ
セット電圧が差動増幅器の利得倍されるため、非常に大
きな誤差になる。したがって、ＦＥＴを入力能動素子と
する差動増幅器を増幅要素として用いたセンサ回路は高
温環境には強いがオフセット電圧が大きくなってまうこ
とかある点で未だ不十分なものであった。
本発明の課題は、このような問題点を解消することにあ
る。
る。
上記課題を解決するために、本発明のセンサ回路は、セ
ンサ素子が内蔵されこのセンサ素子の出力電圧がその極
性について一定時間ごとに切り替わりながら出力される
センサ手段と、入力側がセンサ手段の出力側に接続され
入力電圧の極性に対する出力電圧の極性がセンサ手段の
出力極性の切替と同期して切り替わる差動増幅回路と、
この差動増幅回路の出力側に接続される低域通過フィル
タ手段とを備えたものである。
ンサ素子が内蔵されこのセンサ素子の出力電圧がその極
性について一定時間ごとに切り替わりながら出力される
センサ手段と、入力側がセンサ手段の出力側に接続され
入力電圧の極性に対する出力電圧の極性がセンサ手段の
出力極性の切替と同期して切り替わる差動増幅回路と、
この差動増幅回路の出力側に接続される低域通過フィル
タ手段とを備えたものである。
センサ手段の出力電圧の極性切り替えに同期して差動増
幅回路の出力電圧の極性が切り替わるため、センサ素子
の出力電圧は、同一の極性が保持されたまま差動増幅回
路で増幅される。この差動増幅回路の出力電圧には極性
切替に同期した周波数を持ちオフセット電圧の２倍の振
幅を持つ交流成分も重畳されているが、この交流成分は
低域通過フィルタ手段で除去されるため、低域通過フィ
ルタ手段の出力側にはオフセット電圧の影響が全く除去
された電圧が現れる。
幅回路の出力電圧の極性が切り替わるため、センサ素子
の出力電圧は、同一の極性が保持されたまま差動増幅回
路で増幅される。この差動増幅回路の出力電圧には極性
切替に同期した周波数を持ちオフセット電圧の２倍の振
幅を持つ交流成分も重畳されているが、この交流成分は
低域通過フィルタ手段で除去されるため、低域通過フィ
ルタ手段の出力側にはオフセット電圧の影響が全く除去
された電圧が現れる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。こ
の実施例のセンサ回路は磁気を検出するものであり、磁
気センサ手段１１と、差動増幅回路１２と、低域通過フ
ィルタ手段１３とで構成されている。磁気センサ手段１
１は、ホール効果を応用して磁気を電圧に変換するポー
ル素子１４と、このホール素子１４の出力電圧ｖ１１の
極性を切り替えるスイッチ手段１５を含んでいる。スイ
ッチ手段１５は端子１９から与えられるデユーティ比５
０％の２値信号である切替制御信号に基づいてホール素
子１４の出力電圧ＶＨの極性を反転切替する。なお、ス
イッチ手段１５において、入力と出力の極性が反転しな
い場合の接続状態（図示の状態）を第１ポジシヨンと呼
び、極性が反転する場合の接続状態を第２ポジシヨンと
呼ぶことにする。第２図は切替制御信号発生回路の一例
を示す図であり、発振器２３とその出力を１／２分周す
るＴＦＦ（Ｔ型フリップｅフロップ回路）２４により構
成されている。ＴＦＦ２４を用いるのは発振器２３の出
力そのもののデユーティ比を５０％にするのが困難なた
めである。ＴＦＦ２４からは、第１の切替制御信号φお
よびこれと相補的な関係にある第２の切替制御信号φが
出力されており、第１の切替制御信号φのみを利用する
か、第１切替制御信号φおよび第２切替制御信号φの両
方を利用するかは、制御を受けるスイッチ手段側の問題
であり適宜選択すればよい。
の実施例のセンサ回路は磁気を検出するものであり、磁
気センサ手段１１と、差動増幅回路１２と、低域通過フ
ィルタ手段１３とで構成されている。磁気センサ手段１
１は、ホール効果を応用して磁気を電圧に変換するポー
ル素子１４と、このホール素子１４の出力電圧ｖ１１の
極性を切り替えるスイッチ手段１５を含んでいる。スイ
ッチ手段１５は端子１９から与えられるデユーティ比５
０％の２値信号である切替制御信号に基づいてホール素
子１４の出力電圧ＶＨの極性を反転切替する。なお、ス
イッチ手段１５において、入力と出力の極性が反転しな
い場合の接続状態（図示の状態）を第１ポジシヨンと呼
び、極性が反転する場合の接続状態を第２ポジシヨンと
呼ぶことにする。第２図は切替制御信号発生回路の一例
を示す図であり、発振器２３とその出力を１／２分周す
るＴＦＦ（Ｔ型フリップｅフロップ回路）２４により構
成されている。ＴＦＦ２４を用いるのは発振器２３の出
力そのもののデユーティ比を５０％にするのが困難なた
めである。ＴＦＦ２４からは、第１の切替制御信号φお
よびこれと相補的な関係にある第２の切替制御信号φが
出力されており、第１の切替制御信号φのみを利用する
か、第１切替制御信号φおよび第２切替制御信号φの両
方を利用するかは、制御を受けるスイッチ手段側の問題
であり適宜選択すればよい。
差動増幅回路１２は、利得Ａの差動増幅器１７と、その
出力電圧の極性切替を行うスイッチ手段１８を含んでい
る。差動増幅器１７は、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを入力能
動素子として構成されている。スイッチ手段１８はスイ
ッチ手段１５と同じく２つの入力端子間電圧の極性を外
部からの切替制御信号に基づいて反転切替して出力する
ものである。このスイッチ手段１８においても、入力と
出力の極性が反転しない場合の接続状態（図示の状態）
を第１ポジシヨンと呼び、極性が反転する場合の接続状
態を第２ポジシヨンと呼ぶことにする。スイッチ手段１
８に対する切替制御信号は、スイッチ手段１５に与えら
れる端子１９からのものを共通に利用している。
出力電圧の極性切替を行うスイッチ手段１８を含んでい
る。差動増幅器１７は、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを入力能
動素子として構成されている。スイッチ手段１８はスイ
ッチ手段１５と同じく２つの入力端子間電圧の極性を外
部からの切替制御信号に基づいて反転切替して出力する
ものである。このスイッチ手段１８においても、入力と
出力の極性が反転しない場合の接続状態（図示の状態）
を第１ポジシヨンと呼び、極性が反転する場合の接続状
態を第２ポジシヨンと呼ぶことにする。スイッチ手段１
８に対する切替制御信号は、スイッチ手段１５に与えら
れる端子１９からのものを共通に利用している。
低域通過フィルタ手段１３は、差動増幅回路１２の２つ
の出力端子にそれぞれ接続される低域通過フィルタ１３
ａ、１３ｂを備えている。
の出力端子にそれぞれ接続される低域通過フィルタ１３
ａ、１３ｂを備えている。
つぎに、本実施例の動作を説明する。
まず、スイッチ手段１８を含む差動増幅回路１２の入出
力特性を説明する。第３図（Ａ）は差動増幅器１７の入
出力特性を示すものである。特性曲線２５は正の勾配を
持ち、等偏入力オフセット電圧十ΔＶに利得Ａを乗じた
値（＋Ａ×ΔＶ）のオフセット電圧が生じている。スイ
ッチ手段１８が第１図に示すように第１ポジシヨンとな
っているときには、差動増幅回路１２としての入出力特
性も第３図（Ａ）と同じである。しかし、スイッチ手段
１８が第２ポジシヨンに切り替えられると、差動増幅回
路１２の入出力特性は第３図（Ｂ）のようになる。すな
わち、そのときの特性曲線２６は、正のオフセット電圧
（＋ＡＸΔＶ）を持ち、負の勾配を持つ。ただし勾配の
絶対値は特性曲線２５と同じである。したがって、差動
増幅回路１２は切替制御信号の状態に応じて、第３図（
Ａ）または（Ｂ）のいずれか一方の入出力特性を示す。
力特性を説明する。第３図（Ａ）は差動増幅器１７の入
出力特性を示すものである。特性曲線２５は正の勾配を
持ち、等偏入力オフセット電圧十ΔＶに利得Ａを乗じた
値（＋Ａ×ΔＶ）のオフセット電圧が生じている。スイ
ッチ手段１８が第１図に示すように第１ポジシヨンとな
っているときには、差動増幅回路１２としての入出力特
性も第３図（Ａ）と同じである。しかし、スイッチ手段
１８が第２ポジシヨンに切り替えられると、差動増幅回
路１２の入出力特性は第３図（Ｂ）のようになる。すな
わち、そのときの特性曲線２６は、正のオフセット電圧
（＋ＡＸΔＶ）を持ち、負の勾配を持つ。ただし勾配の
絶対値は特性曲線２５と同じである。したがって、差動
増幅回路１２は切替制御信号の状態に応じて、第３図（
Ａ）または（Ｂ）のいずれか一方の入出力特性を示す。
一方、磁気センサ手段１１では、スイッチ手段１５がス
イッチ手段１８に同期して切り替えられている。すなわ
ち、スイッチ手段１５が第１ポジシヨンにあるときには
、ホール素子１４の出力電圧Ｖｏがそのままの極性で差
動増幅回路１２に入力され、逆に、スイッチ手段１５が
第２ポジシヨンにあるときには、電圧Ｖｕの極性が反転
されて差動増幅回路１２に入力される。したがって、ホ
ール素子１４からみると、差動増幅回路１２が第３図（
Ａ）の入出力特性を持っときにはホール素子出力電圧ｖ
Ｈがそのままの極性で差動増幅回路１２に入力され、差
動増幅回路１２が第３図（Ｂ）の入出力特性を持つとき
にはホール素子出力電圧ｖＩ＋が反対極性で差動増幅回
路１２に入力される。
イッチ手段１８に同期して切り替えられている。すなわ
ち、スイッチ手段１５が第１ポジシヨンにあるときには
、ホール素子１４の出力電圧Ｖｏがそのままの極性で差
動増幅回路１２に入力され、逆に、スイッチ手段１５が
第２ポジシヨンにあるときには、電圧Ｖｕの極性が反転
されて差動増幅回路１２に入力される。したがって、ホ
ール素子１４からみると、差動増幅回路１２が第３図（
Ａ）の入出力特性を持っときにはホール素子出力電圧ｖ
Ｈがそのままの極性で差動増幅回路１２に入力され、差
動増幅回路１２が第３図（Ｂ）の入出力特性を持つとき
にはホール素子出力電圧ｖＩ＋が反対極性で差動増幅回
路１２に入力される。
いま、説明を容易にするために差動増幅器１２にスイッ
チ手段１５が付加されたものを見掛けの差動増幅回路と
してとらえると、ホール素子１４からみた見掛けの差動
増幅回路の入出力特性は、スイッチ手段１５．１８が第
１ポジシヨンにあるときには第３図（Ａ）となり、第２
ポジシヨンにあるときには第３図（Ｃ）のようになる。
チ手段１５が付加されたものを見掛けの差動増幅回路と
してとらえると、ホール素子１４からみた見掛けの差動
増幅回路の入出力特性は、スイッチ手段１５．１８が第
１ポジシヨンにあるときには第３図（Ａ）となり、第２
ポジシヨンにあるときには第３図（Ｃ）のようになる。
第３図（Ｃ）の特性曲線２７は特性曲線２５と同一値の
正の勾配を持つが、オフセット電圧の極性は反転して（
−Ａ×ΔＶ）となっている。
正の勾配を持つが、オフセット電圧の極性は反転して（
−Ａ×ΔＶ）となっている。
スイッチ手段１５および１８は第１切替制御信号φがハ
イレベルｒＨＪのときに第１ポジシヨンをとり、ローレ
ベルｒＬＪのときに第２ポジシヨンをとるように動作す
るものとすると、見掛けの差動増幅回路は切替制御信号
がｒＨＪのときには第３図（Ａ）の入出力特性を示し、
ｒＬＪのときには第３図（Ｃ）の入出力特性を示す。切
替制御信号がｒＨＪのときの差動増幅回路１２の出力電
圧を■。１とすると、 Ｖ Ｏ１−Ａ Ｘ （Ｖ ｎ＋ΔＶ） −ＡＸＶ、、＋ＡＸΔＶ −（１）であり、切
替制御信号がｒＬＪのときの差動増幅回路１２の出力電
圧をＶ。２とすると、Ｖ −Ａｘ（Ｖ、、−ΔＶ） −ＡＸＶＨ−ＡＸΔＶ ・・・（２）である。
イレベルｒＨＪのときに第１ポジシヨンをとり、ローレ
ベルｒＬＪのときに第２ポジシヨンをとるように動作す
るものとすると、見掛けの差動増幅回路は切替制御信号
がｒＨＪのときには第３図（Ａ）の入出力特性を示し、
ｒＬＪのときには第３図（Ｃ）の入出力特性を示す。切
替制御信号がｒＨＪのときの差動増幅回路１２の出力電
圧を■。１とすると、 Ｖ Ｏ１−Ａ Ｘ （Ｖ ｎ＋ΔＶ） −ＡＸＶ、、＋ＡＸΔＶ −（１）であり、切
替制御信号がｒＬＪのときの差動増幅回路１２の出力電
圧をＶ。２とすると、Ｖ −Ａｘ（Ｖ、、−ΔＶ） −ＡＸＶＨ−ＡＸΔＶ ・・・（２）である。
したがって、差動増幅回路１２の出力電圧は中心がＡＸ
Ｖ 、振幅が２ＸＡＸΔＶの波形を示す。
Ｖ 、振幅が２ＸＡＸΔＶの波形を示す。
第４図はホール素子１４の出力電圧Ｖｕが一定のときの
差動増幅回路１２の出力電圧波形を示すものである。同
図おいて、差動増幅回路１２の中心出力電圧Ａ ｘ Ｖ
ｏが破線で示され、出力電圧が実線で示されている。
差動増幅回路１２の出力電圧波形を示すものである。同
図おいて、差動増幅回路１２の中心出力電圧Ａ ｘ Ｖ
ｏが破線で示され、出力電圧が実線で示されている。
差動増幅回路１２の出力電圧は低域通過フィルタ手段１
３を経て出力端子２０．２１に現れる。
３を経て出力端子２０．２１に現れる。
低域通過フィルタ１３ｇ、１３ｂのカットオフ周波数は
、切替制御信号の周波数よりも十分に低く設定されてい
る。したがって、出力端子２０．２１間に得られる出力
電圧は、差動増幅回路１２の出力電圧から交流成分が除
去され、時間平均であるところの直流成分、すなわち、
オフセット電圧のない理想的な差動増幅器と同じＡＸｖ
Ｈの値となる。
、切替制御信号の周波数よりも十分に低く設定されてい
る。したがって、出力端子２０．２１間に得られる出力
電圧は、差動増幅回路１２の出力電圧から交流成分が除
去され、時間平均であるところの直流成分、すなわち、
オフセット電圧のない理想的な差動増幅器と同じＡＸｖ
Ｈの値となる。
第５図はこの実施例を実際の回路として実現した例を示
すものである。スイッチ手段１５および１８として、差
動型のものが用いられており、各切替制御信号入力端子
１５１．１５２および１８１．１８２に第２図に示す切
替制御信号発生回路からそれぞれ第１切替制御信号φ、
第２切替制御信号φが与えられる。第５図に示すスイッ
チ手段１５は、第１図のそれのようにホール素子１４の
出力側に設けられたものではなく、ホール素子駆動電流
の極性を切り替えるものである。しかし、第５図のスイ
ッチ手段１５も第１図のそれもホール素子１４の出力電
圧の極性を反転させると言う点で実質的に同一の機能を
持っている。なお、この回路のように、ホール素子駆動
電流の極性切替によって磁気センサ手段１１の出力電圧
極性を切り替える方式を採用すると、ホール素子自身の
オフセット電圧を解消できると言う利点がある。
すものである。スイッチ手段１５および１８として、差
動型のものが用いられており、各切替制御信号入力端子
１５１．１５２および１８１．１８２に第２図に示す切
替制御信号発生回路からそれぞれ第１切替制御信号φ、
第２切替制御信号φが与えられる。第５図に示すスイッ
チ手段１５は、第１図のそれのようにホール素子１４の
出力側に設けられたものではなく、ホール素子駆動電流
の極性を切り替えるものである。しかし、第５図のスイ
ッチ手段１５も第１図のそれもホール素子１４の出力電
圧の極性を反転させると言う点で実質的に同一の機能を
持っている。なお、この回路のように、ホール素子駆動
電流の極性切替によって磁気センサ手段１１の出力電圧
極性を切り替える方式を採用すると、ホール素子自身の
オフセット電圧を解消できると言う利点がある。
つぎに、この実施例を自動車のクランク角センサとして
用いた場合を例にとって、各部の具体的な数値の設計例
を示す。
用いた場合を例にとって、各部の具体的な数値の設計例
を示す。
エンジンの最高回転数を毎分１２０００回転とすると、
これは２００Ｈｚに相当する。クランク位置を５００の
分解能で知りたいとすると、毎分５００Ｘ２００−１０
５回、すなわち１００ＫＨ２のサンプリング周期を実現
する必要がある。これを元にして切替制御信号φの周波
数および低域通過フィルタ１３ａ、１３ｂの時定数を決
定する。
これは２００Ｈｚに相当する。クランク位置を５００の
分解能で知りたいとすると、毎分５００Ｘ２００−１０
５回、すなわち１００ＫＨ２のサンプリング周期を実現
する必要がある。これを元にして切替制御信号φの周波
数および低域通過フィルタ１３ａ、１３ｂの時定数を決
定する。
発振器としては、ＴＦＦ２４と同一の構成で接続が容易
なＳ ＣＦ Ｌ （Ｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｐ
ＥＴ Ｌｏｇｉｃ）によるＴＦＦの自走発振器を採用し
た場合、消費電流０．５ｍＡで発振周波数が１００ Ｍ
Ｈｚ程度のものを容易に得ることができる。これは、
１００ＫＨｚのサンプリング周波数に対し十分速い値で
ある。したがって、必要ならば、切り替え過渡状態の影
響を少なくするためにさらにＴＦＦを接続して１／１６
．１／３２などの分周を行った後に切替制御信号とする
ことも可能である。低域通過フィルタ゛１３ａ、１３ｂ
の時定数は、１００ＫＨｚのサンプリング周期に追従で
きしかも切替制御信号の周波数成分を除去できるように
設２１される。第５図のようなＲＣフィルタを用いた場
合、時定数として１μｓ程度が望ましい。そのためには
、例えば１０にΩの抵抗と１００ｐＦのコンデンサを用
いればよい。
なＳ ＣＦ Ｌ （Ｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｐ
ＥＴ Ｌｏｇｉｃ）によるＴＦＦの自走発振器を採用し
た場合、消費電流０．５ｍＡで発振周波数が１００ Ｍ
Ｈｚ程度のものを容易に得ることができる。これは、
１００ＫＨｚのサンプリング周波数に対し十分速い値で
ある。したがって、必要ならば、切り替え過渡状態の影
響を少なくするためにさらにＴＦＦを接続して１／１６
．１／３２などの分周を行った後に切替制御信号とする
ことも可能である。低域通過フィルタ゛１３ａ、１３ｂ
の時定数は、１００ＫＨｚのサンプリング周期に追従で
きしかも切替制御信号の周波数成分を除去できるように
設２１される。第５図のようなＲＣフィルタを用いた場
合、時定数として１μｓ程度が望ましい。そのためには
、例えば１０にΩの抵抗と１００ｐＦのコンデンサを用
いればよい。
なお、本実施例では、Ｇ ａ Ａ ｓ Ｍ Ｅ Ｓ Ｆ
Ｅ Ｔを増幅用能動素子とする差動増幅器を利用して
いるが、その他の材料によるＦＥＴを増幅用能動素子と
する差動増幅器を利用してもよい。さらに、差動増幅器
の増幅用能動素子はＦＥＴに限定されるものではなく、
たとえばＳｉバイポーラジャンクショントランジスタで
あってもよい。
Ｅ Ｔを増幅用能動素子とする差動増幅器を利用して
いるが、その他の材料によるＦＥＴを増幅用能動素子と
する差動増幅器を利用してもよい。さらに、差動増幅器
の増幅用能動素子はＦＥＴに限定されるものではなく、
たとえばＳｉバイポーラジャンクショントランジスタで
あってもよい。
また、ホール素子１４に代えて充電変換素子を適用すれ
ば、光量を検出するセンサ回路とすることができ、同様
に検出要素を適宜選択すればその他の物理量を検出でき
るセンサ回路とすることができる。
ば、光量を検出するセンサ回路とすることができ、同様
に検出要素を適宜選択すればその他の物理量を検出でき
るセンサ回路とすることができる。
以上説明したように、本発明のセンサ回路によれば、そ
の出力電圧からは内部の差動増幅回路におけるオフセッ
ト電圧が完全に除去され、オフセット電圧のない理想的
な差動増幅器を用いた場合と同等の出力を得ることがで
きる。したがって、高温環境に強い素子で構成された差
動増幅器を用いれば、たとえそれがＧ ａ Ａ ｓ Ｍ
Ｅ Ｓ Ｆ Ｅ Ｔのようにプロセスのバラツキに起
因するオフセット電圧の大きいものであってもそのオフ
セット電圧は除去されてしまうため、高温環境に強くし
かもオフセット電圧の影響のないセンサ回路を実現でき
る。
の出力電圧からは内部の差動増幅回路におけるオフセッ
ト電圧が完全に除去され、オフセット電圧のない理想的
な差動増幅器を用いた場合と同等の出力を得ることがで
きる。したがって、高温環境に強い素子で構成された差
動増幅器を用いれば、たとえそれがＧ ａ Ａ ｓ Ｍ
Ｅ Ｓ Ｆ Ｅ Ｔのようにプロセスのバラツキに起
因するオフセット電圧の大きいものであってもそのオフ
セット電圧は除去されてしまうため、高温環境に強くし
かもオフセット電圧の影響のないセンサ回路を実現でき
る。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
切替制御信号発生回路の一例を示すブロック図、第３図
は差動増幅器の入出力特性を説明するための図、第４図
は差動増幅回路１２の出力波形図、第５図はこの実施例
の具体的な例を示す回路図、第６図は従来技術を示すブ
ロック図である。 １１・・・磁気センサ手段、１２・・・差動増幅回路、
１３・・・低域通過フィルタ、１４・・・ホール素子、
１５．１６・・・スイッチ手段。
切替制御信号発生回路の一例を示すブロック図、第３図
は差動増幅器の入出力特性を説明するための図、第４図
は差動増幅回路１２の出力波形図、第５図はこの実施例
の具体的な例を示す回路図、第６図は従来技術を示すブ
ロック図である。 １１・・・磁気センサ手段、１２・・・差動増幅回路、
１３・・・低域通過フィルタ、１４・・・ホール素子、
１５．１６・・・スイッチ手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、センサ素子が内蔵されこのセンサ素子の出力電圧が
その極性について一定時間ごとに切り替わりながら出力
されるセンサ手段と、 入力側が前記センサ手段の出力側に接続され入力電圧の
極性に対する出力電圧の極性が前記センサ手段の出力極
性の切替と同期して切り替わる差動増幅回路と、 この差動増幅回路の出力側に接続される低域通過フィル
タ手段と を備えたセンサ回路。 ２、センサ手段はホール素子を用いた磁気センサ手段で
あり、その出力電圧極性の切替が前記ホール素子の駆動
電流を切り替えることにより行われるものである請求項
１に記載のセンサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2147028A JPH0440384A (ja) | 1990-06-05 | 1990-06-05 | センサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2147028A JPH0440384A (ja) | 1990-06-05 | 1990-06-05 | センサ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0440384A true JPH0440384A (ja) | 1992-02-10 |
Family
ID=15420907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2147028A Pending JPH0440384A (ja) | 1990-06-05 | 1990-06-05 | センサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0440384A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002323469A (ja) * | 2001-01-29 | 2002-11-08 | Leco Corp | 熱伝導度セルのための制御回路 |
| JP2007507715A (ja) * | 2003-09-30 | 2007-03-29 | テラダイン・インコーポレーテッド | スタブ長を低減させた効率的スイッチングアーキテクチャ |
| JP2008513762A (ja) * | 2004-09-16 | 2008-05-01 | リエゾン、エレクトロニク−メカニク、エルウエム、ソシエテ、アノニム | 連続校正式磁界センサー |
| JP2013019847A (ja) * | 2011-07-13 | 2013-01-31 | Railway Technical Research Institute | マトリックス方式鉄道車両内磁界測定装置 |
-
1990
- 1990-06-05 JP JP2147028A patent/JPH0440384A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002323469A (ja) * | 2001-01-29 | 2002-11-08 | Leco Corp | 熱伝導度セルのための制御回路 |
| JP2007507715A (ja) * | 2003-09-30 | 2007-03-29 | テラダイン・インコーポレーテッド | スタブ長を低減させた効率的スイッチングアーキテクチャ |
| JP2008513762A (ja) * | 2004-09-16 | 2008-05-01 | リエゾン、エレクトロニク−メカニク、エルウエム、ソシエテ、アノニム | 連続校正式磁界センサー |
| JP4757260B2 (ja) * | 2004-09-16 | 2011-08-24 | リエゾン、エレクトロニク−メカニク、エルウエム、ソシエテ、アノニム | 連続校正式磁界センサー |
| JP2013019847A (ja) * | 2011-07-13 | 2013-01-31 | Railway Technical Research Institute | マトリックス方式鉄道車両内磁界測定装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6621334B2 (en) | Frequency-compensated, multistage amplifier configuration and method for operating a frequency-compensated amplifier configuration | |
| US5621319A (en) | Chopped hall sensor with synchronously chopped sample-and-hold circuit | |
| EP0897213B1 (en) | Monitoring of current in an inductive load, PWM driven through a bridge stage | |
| US20110221518A1 (en) | Switched capacitor notch filter with fast response time | |
| KR101542679B1 (ko) | 자기 검출 장치 및 자기 검출 방법 | |
| US4392112A (en) | Low drift amplifier | |
| JPH0535929B2 (ja) | ||
| US5334944A (en) | Differential amplifier circuit for enhancing small voltage signals | |
| EP3763038A1 (en) | Continuous-time chopper amplifier with auto offset correction | |
| JPH0440384A (ja) | センサ回路 | |
| US6559688B2 (en) | Voltage comparing circuit | |
| JPH0438004A (ja) | 差動増幅回路 | |
| JPH06503220A (ja) | スイッチキャパシタ零交差点検出器を有するトーン受信機 | |
| Hu et al. | CMOS hall sensor using dynamic quadrature offset cancellation | |
| JP2594909B2 (ja) | コンパレータ | |
| JPH04172984A (ja) | 直流モータの回転速度検出回路 | |
| JPS62231499A (ja) | サンプルホ−ルド回路 | |
| JPH0147928B2 (ja) | ||
| US10656184B1 (en) | Signal process circuit capable of being externally coupled to multiple types of amplifier circuits | |
| JP3280347B2 (ja) | 電圧比較回路 | |
| JPS63133069A (ja) | 直流差電圧の測定装置 | |
| JPS63292709A (ja) | 増幅回路 | |
| JPS59108408A (ja) | 増幅器 | |
| JP2022133172A (ja) | 増幅回路及びこれを有する電流センサ | |
| JPS62123365A (ja) | ピ−クホ−ルド回路 |