JPH04351130A - 多元接続方法 - Google Patents

多元接続方法

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JPH04351130A
JPH04351130A JP3353521A JP35352191A JPH04351130A JP H04351130 A JPH04351130 A JP H04351130A JP 3353521 A JP3353521 A JP 3353521A JP 35352191 A JP35352191 A JP 35352191A JP H04351130 A JPH04351130 A JP H04351130A
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data streams
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different data
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JP3353521A
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Inventor
James L Massey
ジエームス・エル・マシ
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Ascom Tech AG
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Ascom Tech AG
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0074—Code shifting or hopping
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/7097—Direct sequence modulation interference
    • H04B2201/709709—Methods of preventing interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，伝送システムの複数の
加入者間で複数のデータ流を同時に交換する際，異なる
データ流を同じ拡散系列で拡散して１つの直接スペクト
ラム拡散信号にし，伝送の際異なる直接スペクトラム拡
散を重畳してたた１つの受信信号にする，多元接続方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信技術では，実際上常に複数の利
用者が同時にただ１つの主局により扱われる。このよう
なシステムでは，異なる加入者の信号が理想的には直交
しているようにする。即ち移動局又は主局の受信機は主
局又は移動局により受信機のために定められた信号を除
去して，他の利用者の信号成分がもはや存在しないよう
にできる。
【０００３】この目的のため普通の時分割多重方式及び
周波数分割多重方式のほかに，直接スペクトラム拡散（
ＤＳＳＳ）−符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式も使用
できる。
【０００４】時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式では，所
定の長さＬの複数のスロツトに時間軸が分割される。更
にＫ個のスロツトから成る特定の時間フレームにおいて
，常にｋ番目のスロツトが利用者に割当てられて，２つ
の利用者が同じスロツトで送信しないようにする。
【０００５】ＴＤＭＡ方式の主要な利点は，異なる利用
者の間に干渉がないことである。そのために払わねばな
らない代価は，Ｋ個の利用者の同期の高度の精確さであ
る。第２の重大な欠点は大きいピーク出力である。即ち
各送信機はピーク出力としてその平均出力のＫ倍を発生
できねばならない。最後にこの方式はかなり融通性がな
い。即ちスロツトが僅かにふさがれていても，換言すれ
ば最大に許容される加入者の僅かな部分だけが動作中で
ある時，新しい利用者にスロツトを割当てるために，特
別なプロトコルが必要になる。
【０００６】ＤＳＳＳ−ＣＤＭＡ方式では，データ流の
各記号が所定の拡散系列に乗算されて，伝送される。２
進の場合各データビツトがＬ個の“チツプ”から成るパ
ルス系列全体の極性を決定する。１つのチツプは値＋１
又は−１をとることができる。個々の利用者を分離でき
るようにするため，各利用者に固有の拡散系列が対応し
ている。受信機において，伝送される信号がＫ個の整合
フイルタを持つフイルタバンクにより処理される。Ｋ個
のフイルタの各々は利用者の１つの拡散系列に整合され
ている。最適な方式のためには，異なる拡散系列の間の
交差相関従つて異なるデータ流間の干渉もできるだけ小
さくなるように，拡散系列を規定せねばならない。
【０００７】ＤＳＳＳ−ＣＤＭＡ方式の分析は，論文Ｍ
ｉｃｈａｅｌ　　Ｂ．Ｐｕｒｓｌｅｙ，″Ｐｅｒｆｏｒ
ｍｎｃｅ　　Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ　　ｆｏｒ　　Ｐｈ
ａｓｅ−Ｃｏｄｅｄ　　Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕ
ｍ　　Ｍｕｌｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ　　Ｃｏｍｍｕｎ
ｉｃａｔｉｏｎ−Ｐａｒｔ　　Ｉ＋ＩＩ″，ＩＥＥＥ　
　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２５，Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓｔ　　
１９７７，ｐｐ．７９５〜８０３に記載されている。
【０００８】ＣＤＭＡ方式の主要な利点は，加入者の間
に精確な同期を維持することがもはや不必要なことであ
る。実際にこのような方式は一般に非同期で実施される
。送信機が連続的に送信することから別の利点が生ずる
。即ちピーク出力は平均出力と大体一致する。
【０００９】その重大な欠点は，他の利用者からの干渉
を全体として無視できないことである。利用者が甚だし
く異なる電波強度で受信される時，この干渉が特に著し
い。この理由から利用者の送信出力がしばしば調整され
る。
【００１０】通常熱雑音でなく，この干渉が利用者の最
大数を限定する。最後に回路技術上の欠点として，利用
者と同じ数の整合フイルタが受信機に必要である。移動
通信システムを実施する際ＣＤＭＡにとつて有利となる
ようにすることが明らかになるので，このことはまれで
ない。
【００１１】刊行物Ｎ．Ａｂｒａｍｓｏｎ，″Ｄｅｖｅ
ｌｏｐｍｅｎｔ　　ｏｆ　　ＡＬＯＨＡＮＥＴ，ＩＥＥ
Ｅ　　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　
　Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．ＩＩ−３１，Ｎｏ．２，Ｍａ
ｒｃｈ　　１９８５において，いわゆる″拡散アロハ″
法が提案されている。ここではアロハチヤネルに時間的
拡散が挿入され，即ち各データパケツトが２進系列のチ
ツプに応じて加重され，数回伝送される。受信機におい
て時間的に拡散されたデータ流が，整合フイルタにより
再び近似的にデータパケツトの持続時間に圧縮される。
【００１２】こうして時間的拡散により，ピーク出力と
平均出力との比をＣＤＭＡにおけるように小さくでき，
時間範囲におけろパケツト衝突の防止に関するアロハ原
理の良好な性質（いわゆる″衝突分解能″）はあまり強
く低下されない。この方法の欠点は，整合フイルタによ
る拡散を完全には減少できないことである。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は，従来
技術に存在する問題を回避する，最初にあげた種類の多
元接続方法を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
本発明によれは，受信機において異なるデータ流を検出
するため，共通な拡散系列に関して逆のフイルタで受信
信号を濾波し，異なるデータ流に属する拡散系列間隔が
所定の最小値だけ時間的に互いにずれているように，重
畳を行う。
【００１５】
【発明の効果】本発明の本質は，整合フイルタの代りに
逆フイルタを使用することである。これにより，精確な
同期を必要とすることなく，いわゆる利用者間の干渉を
回避する多元接続システムの実現が可能になる。
【００１６】
【実施態様】有利な実施態様によれば，異なるデータ流
に属する拡散系列間隔の時間的ずれを，チツプ持続時間
とＤＳＳＳ信号の伝送に使用されるチヤネルの単位パル
ス応答の持続時間との和より大きくする。それにより個
々の利用者が互いに明確に分離される。更にそれにより
各伝送チヤネル用のチヤネル単位パルス応答を検出器に
おいて評価することが可能になる。これに関して，逆フ
イルタ受信機について同一出願人による同日出願が特に
参照される。その内容はこの明細書に含まれているもの
とみなされる。
【００１７】多くの利用者を持つシステムにおいて，隣
接する拡散系列間隔に対する時間的ずれを，異なるデー
タ流に属するすべての拡散系列間隔についてほぼ同じ大
きさにすると，プロトコルが特に簡単になる。
【００１８】逆フイルタは，所定の拡散系列自体にクロ
ネツカのδ系列で応答する時間的に不連続なフイルタで
ある。
【００１９】拡散系列Ｓ〔．〕に属する逆フイルタの係
数ｖ〔ｋ〕はなるべく次式に従う。
【数３】
【００２０】別の好ましい近似は，最小誤差自乗又は最
大のピーク対オフピーク比（ＰＯＰ比）の考え方に従う
クロネツカのδ系列の近似に関する。
【００２１】逆フイルタのエネルギの逆数により次式で
定義される処理利得Ｇが，与えられた長さＬのすべて又
はできるだけ多くの拡散系列に関して量大であるように
，最適又は少なくとも比較的最適な拡散系列Ｓ〔．〕を
規定する。
【数４】
【００２２】最小時間間隔を維持するための可能性は，
別個のチヤネルを介して同期信号を伝送システムの加入
者へ伝送することである。
【００２３】本発明による方法は移動通信システムによ
く適している。１つの例は小規模移動通信で，移動加入
者局が典型的には主局の数ｍないし最大約１００ｍの範
囲で動く。
【００２４】他の従属請求項から別の有利な実施態様が
わかる。
【００２５】
【実施例】図面に示された実施例について本発明を以下
に説明する。図において同じ部分は同じ符号を持つてい
る。
【００２６】図１は本発明の原理を示している。本発明
の目的は，複数の別個のデータ流｛Ｂ１，ｍ｝，｛Ｂ２
，ｍ｝，｛Ｂ３，ｍ｝，ｍ＝０，１，２・・・を同時に
伝送することである。伝送は同じＨＦ範囲で行われるよ
うにする。こうして典型的には，複数の送信機が搬送波
振動のデータ流を変調し，この搬送波振動の周波数はす
べて同じである。
【００２７】データ流｛Ｂ１，ｍ｝，｛Ｂ２，ｍ｝，｛
Ｂ３，ｍ｝は，それぞれのデータ流中に所定の記号持続
時間Ｔで生ずる記号Ｂ１，ｍ，Ｂ２，ｍ，Ｂ３，ｍの形
でデイジタル（例えば２進）データを含んでいる。個々
のデータ流｛Ｂ１，ｍ｝，｛Ｂ２，ｍ｝，｛Ｂ３，ｍ｝
は公知のように拡散される。即ち各記号Ｂ１，ｍ，Ｂ１
，ｍ＋１，Ｂ１，ｍ＋２は，長さＬの固定的に所定の非
振動拡散系列Ｓ〔．〕，ｉ＝０・・・Ｌに乗算される。 こうして拡散系列はチツプ持続時間Ｔｃ＝Ｔ／Ｌを持つ
Ｌ個の″チツプ″から成る。ＴからＴ／Ｌへのこの移行
の結果がＤＳＳＳ信号｛Ｂ１，ｍＳ〔．〕｝である。
【００２８】各データ流｛Ｂ１，ｍ｝，｛Ｂ２，ｍ｝，
｛Ｂ３，ｍ｝は上述したように処理されて，適当なＤＳ
ＳＳ信号｛Ｂ１，ｍＳ〔．〕｝，｛Ｂ ２，ｍＳ〔．〕｝，｛Ｂ３，ｍＳ〔．〕｝になる。更に
異なるＤＳＳＳ信号｛Ｂ１，ｍＳ〔．〕｝，｛Ｂ２，ｍ
Ｓ〔．〕｝，｛Ｂ３，ｍＳ〔．〕｝は時間的に互いにず
らされて，異なるデータ流に属する２つの拡散間隔が決
して一致しないようにされる。従つてこの例では，すべ
て長さＴを持つ拡散間隔｛〔Ｂ１，ｍ〕，〔Ｂ２，ｍ〕
及び〔Ｂ３，ｍ〕は同じ時点に始まつてはならない。む
しろこれらの拡散間隔は最小の相互時間間隔ΔＴを保た
ねばならない。このΔＴは時間間スロツトの長さＴより
明らかに小さい。図１に示す実施例によれば，時間間隔
ΔＴはすべて同じ大きさである（例えばΔＴ＝Ｔ／Ｋ，
Ｋは利用者の数）。従つて第２のＤＳＳＳ信号｛Ｂ２，
ｍＳ〔．〕｝は，第１のＤＳＳＳ信号｛Ｂ１，ｍＳ〔．
〕｝に対してΔＴのずれを持つている。第３のＤＳＳＳ
信号｛Ｂ３，ｍＳ〔．〕｝は，第２のＤＳＳＳ信号｛Ｂ
２，ｍＳ〔．〕｝に対してΔＴだけ遅れ，第１のＤＳＳ
Ｓ信号｛Ｂ１，ｍＳ〔．〕に対して２ΔＴだけ遅れてい
る。
【００２９】伝送の際異なるデータ流に属するＤＳＳＳ
信号｛Ｂ１，ｍＳ〔．〕｝，｛Ｂ２，ｍＳ〔．〕｝，｛
Ｂ３，ｍＳ〔．〕｝が重畳される。データ流のうち特定
のデータ流に関心のある受信機は，まず受信信号からこ
のデータ流を取出さねばならない。これは本発明により
近似逆フイルタで行われる。望ましい理想逆フイルタで
は，拡散系列に関して逆のフイルタが用いられる。この
フイルタは，所定の拡散系列自体に純粋なクロネツカの
δ系列で応答するという性質を持つている。これを以下
に説明する。
【００３０】従つて受信機は，整合フイルタの代りに近
似逆フイルタを使用するという点で，公知のＤＳＳＳ受
信機と相違している。
【００３１】ｖ〔ｋ〕＝Ｓ〔−ｉ〕★により与えられる
係数ｖ〔ｋ〕を持つ整合フイルタは，大体において拡散
系列の相関関数を求める。この相関関数は，零の走査値
だけの相対時間ずれにおいて最大値を持つ。最大値の周
りに複数の二次ピークが集まる。Ｌの走査値より大きい
ずれについては，拡散系列自体が有限の長さＬを持つの
で，相関関数は消失する。
【００３２】逆フイルタは全く異なる作用をする。その
拡散系列自体に対する応答は，クロネツカのδ系列を生
ずる。このような系列は，周知のように零とは異なる走
査値のみを持つことに特徴がある。実際には純粋なクロ
ネツカのδ系列は近似的にしか実現されない。もし近似
的でないと，逆フイルタは無限に多くのフイルタ係数ｖ
〔ｋ〕を持たねばならなくなる。
【００３３】 イルタ係数ｖ〔ｋ〕は零に等しい。零とは異なるフイル
タ係数ｖ〔ｋ〕は，本発明によれば，拡散系列によるフ
イルタ付勢の際，生ずる出力信号がクロネツカのδ系列
にできるだけよく近似するように，選ばれる。
【００３４】上述したことからわかるように，近似につ
いて３つの実施態様がある。 １　　理想フイルタのさい断（切捨て）。 ２　　クロネツカのδ系列の最小自乗近似。 ３　　最大ピーク対オフピーク比。
【００３５】拡散系列を適当に選ぶ場合，理想逆フイル
タの係数ｖ〔ｋ〕は大きいｋに対しては指数的に消失す
るので，適当な長さのフイルタでもかなり良好な結果が
得られる。有利な実施態様によれは，逆フイルタの係数
ｖ〔ｋ〕は次式に従う。
【数５】 の範囲外ではフイルタ係数は零に設定されている。従つ
て近似逆フイルタはさい断された理想係数に対応してい
る（Ｍ１及びＭ２は規定可能な数いわゆる設計パラメー
タである）。
【００３６】このように構成されるフイルタ自体は，刊
行物Ｊ．Ｒｕｐｒｅｃｈｔ，″Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋ
ｅｌｉｈｏｏｄ　　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　　ｏｆ　　
Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　　Ｃｈａｎｎｅｌｓ″，Ｄｉｓｓ
．ＥＴＨ　　Ｎｏ．８７８９，Ｚｕｅｒｉｃｈ　　１９
８９，Ｈａｒｔｕｎｇ−Ｇｏｒｒｅ　　Ｖｅｒｌａｇか
ら公知である。 そこには，大きいｋについて係数が指数的に消失し，従
つて切捨てが全く良好な結果を与えることも示されてい
る。
【００３７】最小自乗近似では，所定の拡散系列Ｓ〔．
〕自体による付勢の除近似逆フイルタが，最小誤差自乗
の考え方に従つてクロネツカのδ系列を近似する出力系
列で応答する。
【００３８】第３の近似では，出力系列が最大のピーク
対オフピーク比を持つている。即ち最大二次ピークは主
ピークに比べてできるだけ小さくされる。ここではクロ
ネツカのδ系列の無眼に大きいピーク対オフピーク比が
近似的に実現される。
【００３９】更に逆フイルタの重要な性質は，いわゆる
ピーク対オフピーク比（ＰＯＰ比）で定量的に求めるこ
とができる二次ピークを，拡散系列の適当な選択により
，主ピークに対して非常に小さくできることである。 従つて与えられた長さの拡散系列から最大ＰＯＰ比を持
つ拡散系列を選ぶのがよい。
【００４０】さて拡散系列自体ではなく，受信信号が逆
フイルタで濾波されると，周期的に反覆される時間スロ
ツトに分割できる受信が生じ，各時間スロツトは記号に
ついての情報を含んでいる。時間スロツトの長さは，送
信機における異なるＤＳＳＳ信号｛Ｂ １，ｍＳ〔．〕｝，｛Ｂ２，ｍＳ〔．〕｝，｛Ｂ３，ｍ
Ｓ〔．〕｝の時間的ずれに対応している。従つて持定の
データ流を検出するために，対応する時間スロツトのみ
を評価せねばならない。
【００４１】図２は逆フイルタの出力端における信号経
過Ｙ〔ｋ〕の例を示している。Ｉ１・・・Ｉ６で時間ス
ロツトが示されている。この場合時間スロツトの長さは
ΔＴである（図１参照）。ずれ間隔Ｔ（記号持続時間）
だけ互いに離れた時間スロツトは，それぞれ同じデータ
流に属している。従つてＫ個（ここではＫ＝３）の異な
るデータ流では，それぞれＫ番目（ここでは３番目）の
時間スロツトＩ１，Ｉ４・・・又はＩ２，Ｉ５・・・又
はＩ３，Ｉ６・・・が同じデータ流の情報を含んでいる
。
【００４２】互いに対応する時間スロツトがら成る信号
の引続く処理について説明する前に，信号の伝送につい
て説明する。移動通信システムでは，例えば異なるデー
タ流は異なる加入者から出る。移動局から主局へのＤＳ
ＳＳ信号の伝送の際，信号はチヤネルｈｋ（ｔ），ｋ＝
１・・・Ｋに応じて変形される。従つて一般に異なるＤ
ＳＳＳ信号は異なるように変化される。
【００４３】上述したように，拡散系列自体に対する逆
フイルタのシステム応答は大体においてクロネツカのδ
系列である。変形されないＤＳＳＳ信号はフイルタ出力
端にパルス列を生ずる。これらのパルスは時間間隔Ｔ（
記号持続時間）を持ち，データ流のそれぞれの記号値に
応じて加重される。
【００４４】チヤネルによるＤＳＳＳ信号の変形の結果
，逆フイルタの出力端に，加重されるパルスの代りに，
記号値に乗算される（時間的に不連続な等価）チヤネル
ｈｋ（ｔ）の伝達関数ｈｋ〔．〕が生ずる。
【００４５】従つて図２に示す出力信号Ｙ〔ｋ〕は，原
理的に，加重されるチヤネル単位パルス応答から構成さ
れている。時間スロツトＩ１において出力信号Ｙ〔ｋ〕
は，大体において（即ち雑音成分を別として）経過Ｂ１
，ｍｈ１をとり，ここでＢ１，ｍは記号値を示し，ｈ１
は第１の利用者と受信機との間のチヤネルのチヤネル単
位パルス応答を示す。同様に第１のデータ流に属する時
間スロツトＩ４において，出力信号はデータ流の次の記
号値に乗算されるチヤネル単位パルス応答Ｂ１，ｍ＋１
ｈ１に対応している。他の時間スロツトＩ２，Ｉ５・・
・又はＩ３，Ｉ６についても同様なことがいえる。
【００４６】図２に示す例は２進の場合Ｂｋ，ｍ＝＋１
／−１に関するものである。時間スロツトＩ１及びＩ４
において出力信号Ｙ〔ｋ〕の極性は正なので，対応する
記号値はＢ１，ｍ＝＋１，Ｂ１，ｍ＋１＝＋１となる。 同様な考察からＢ２，ｍ＝＋１，Ｂ２，ｍ＋１＝−１，
Ｂ３，ｍ＝−１，Ｂ３，ｍ＋１＝＋１が生ずる。
【００４７】データを検出するため，受信機は組になつ
ているすべての時間スロツトを抽出し（即ちｋ番目のデ
ータ流に対してＫ個の時間スロツトから成るフレームの
それぞれｋ番目の時間スロツト），この抽出された信号
をチヤネル整合フイルタで濾波し，生ずる信号の実数部
を抽出し，閾値検出を行う。こうして記号が最ゆう（Ｍ
Ｌ）原理により評価される。
【００４８】ＭＬ検出器の詳細は同日付けの出願に記載
されている。特にそこには，本発明においても使用でき
るチヤネル整合フイルタｈ★〔−．〕の係数の評価方法
も記載されている。
【００４９】有利な実施態様によれば，異なるデータ流
に属する拡散系列間隔の時間的ずれΔＴは，対応するＤ
ＳＳＳ信号の伝送に使用されるチヤネルの単位パルス応
答の持続時間より大きい。それにより，受信信号におい
て異なるデータ流に属する信号成分が全く重畳されない
ので，個々の利用者が互いに明確に分離される。更にそ
れにより，有利な実施態様によれば，各伝送チヤネルの
チヤネル単位パルス応答を検出器で評価することが可能
である。
【００５０】できるたけ多くのデータ流を同時に伝送で
きるようにするため，即ちできるだけ大きい容量の伝送
システムを実現できるようにするため，ＤＳＳＳ信号の
時間的ずれをできるだけ小さくすることが必要である。
【００５１】しかし時間的ずれは所定の最小値を下回ら
ないようにする。そうしないと，多重化された受信信号
をもはや複数の独立な信号に分離できない。この下限は
，生ずる最長のチヤネル単位パルス応答とチツプ持続時
間との和になるべく一致し，すべてのＤＳＳＳ信号に対
してほぼ同じである。
【００５２】時間的ずれΔＴが（例えばシステムの設置
の際）一度だけ規定されると，最も簡単である。しかし
伝送チヤネルの具体的事情に合わせることも可能である
。
【００５３】本発明の利点は精確な同期を必要としない
ことである。従つて限られた範囲で，アロハ又はスロツ
ト付きアロハ法（″ランダムアクセス″）の考え方に従
つて本発明の多元接続方法を発展させることも考えられ
る。
【００５４】別の好ましい実施態様は，設置の際共通な
データチヤネルのほかに別個の同期チヤネルを設けるこ
とである。この同期チヤネルで，（例えば主局により）
最小時間間隔の維持用同期信号が伝送システムの加入者
へ送出される。このような付加チヤネルは例えばＴＤＭ
Ａシステムでも使用される。
【００５５】今まで説明しなかつたが伝送システムの品
質にとつて重要である自由度は，拡散系列の具体的な選
択である。本発明の有利な実施態様によれば，次式のよ
うに逆フイルタのエネルギの逆数により定義される処理
利得Ｇが，同じ長さＬのできるだけ多く特にすべての拡
散系列に関して最大であるように，拡散系列Ｓ〔．〕が
規定される。
【数６】
【００５６】小さい系列長さＬでは，特定の長さのすべ
ての可能なパルス組合わせの処理利得を検出し，それか
ら最適な拡散系列を選出することが可能である。大きい
長さ例えばＬ＝１００では，これは，高速の系統的探索
アルゴリズムがなかつたので，今まで極端に長い計算時
間のためまた不可能である。実際には，傾向的に良好な
性質を持つ限られた部類の系列を選出して，この部類内
でのみ最適化を行うようにしている。ここでは相対最適
化しか行われない。
【００５７】図３及び４は本発明による移動通信システ
ムのブロツク線図である。この移動通信システムは主局
Ｔ０及びＫ個の移動加入者局Ｔ１・・・ＴＫを含んでい
る。双方向通信を可能にするため，すべての局は通信回
路及び受信回路を備えている。図３には加入者局Ｔ１・
・・ＴＫの送信機と主局Ｔ０の受信機とが示され，図４
には加入者局Ｔ１・・・ＴＫの受信機と主局Ｔ０の送信
機とが示されている。
【００５８】例えばＫ番目の加入者局ＴＫの送信機は，
データ流｛ＢＫ，ｍ｝を時間的に拡散する伸張器１．Ｋ
を含み，ここにおいて信号間隔Ｔがチツプ間隔ＴＣ＝Ｔ
／１に移行される（Ｌは拡散系列におけるチツプの数）
。遅延素子２．Ｋは，他の加入者に対する必要な時間的
ずれ（Ｋ−１）ＴＣをデータ流にもたらす。拡散系列発
生器３．Ｋにおいて所定の共通な拡散系列Ｓ〔．〕が，
そのつど印加される記号値に乗算される。こうしてデイ
ジタルＤＳＳＳ信号が発生される。パルス変調器４．Ｋ
及び低域フイルタ５．Ｋにより，時間的に連続するＤＳ
ＳＳ信号が発生され，それから従来の変調器６．Ｋにお
いて公知のように搬送波振動に変調される。
【００５９】個々の加入者局Ｔ１・・・ＴＫは原理的に
すべて同じである。運転中これらの加入者局は，データ
流に与える遅れのみが相違している。
【００６０】伝送の際信号はそれぞれのチヤネルｈ１，
ｈ２・・・ｈｋにより変形され，雑音を含む（相加性白
色ガウス雑音Ｗ（ｔ））。受信機において加入者局（Σ
）の信号が重畳される。
【００６１】主局Ｔ０の受信機は搬送波振動を復調し（
復調器７），関係のある周波数範囲を取出し（フイルタ
８），チツプ周波数１／ＴＣを持つ濾波信号を走査する
。
【００６２】本発明の重要な特徴によれば，受信信号Ｘ
〔ｉ〕が逆フイルタ９で濾波される。それにより図２に
ついて説明した性質を持つ出力信号Ｙ〔ｋ〕が得られる
。
【００６３】選択回路１０は同じデータ流に属する時間
スロツトを抽出する。各データ流に対してＭＬ検出器１
１．１・・・１１．Ｋが続いている。
【００６４】図４はデータ伝送の逆方向を示している。 主局Ｔ０はＫ個のデータ流｛Ｂｋ，ｍ｝，ｋ＝１・・・
Ｋを並行して処理する。各データ流は拡散され（伸張器
１２．１・・・１２．Ｋ），遅延素子１３．ｋ，ｋ＝１
・・・Ｋにおいて適当に時間的ずれ（ｋ−１）ΔＴ，ｋ
＝１・・・Ｋを与えられる。遅延される信号は拡散系列
発生器１４．１・・・１４．Ｋで処理されて，ＤＳＳＳ
信号となる。加算回路１５はＫ個のＤＳＳＳ信号を１つ
のデイジタル伝送信号Ｕ（ｉ）に重畳する。この伝送信
号は公知のようにパルス変調器１６及び低域フイルタ１
７により処理されて，時間的に連続する信号Ｕ（ｔ）と
なる。変調器１８は，時間的に連続する信号Ｕ（ｔ）に
応じて所定の搬送波振動を変調する。
【００６５】ｋ番目の加入者局Ｔｋへの伝送の際，変調
搬送波振動はチヤネルｈｋにおいて変形され，相加性白
色ガウス雑音Ｗ（ｔ）により影響を受ける。
【００６６】加入者局Ｔｋは搬送波振動を復調し，所望
の周波数範囲を取出す（復調器１９及びフイルタ２０）
。生ずる受信信号Ｘｋ（ｔ）はチツプ周波数１／ＴＣの
整数倍で走査され，それから逆フイルタで濾波される。 走査される受信信号はそれにより復元される。選択回路
２２は，本発明の方法により，加入者局Ｔｋに割当てら
れる時間スロツトを抽出し，例えばＫ個の時間スロツト
のフレームからｋ番目の時間スロツトを抽出する。 こうして信号、Ｙｋが得られ，この信号からデータ流Ｂ
ｋ，ｍをＭＬ検出器２３により評価できる。
【００６７】ＭＬ検出器２３は，前述したように同日付
け出願に示されている。
【００６８】主局の方向における伝送の際重畳は″自動
的″に行われる（異なる加入者から来る信号は物理的に
重畳される）が，これは逆の方向では″能動的″に行わ
れ，即ち電子的又は回路技術的に行われる（加算回路１
５）
【００６９】本発明による方法に関して説明した種々の
実施態様は，上述の説明を考慮して回路技術的に容易に
実現可能である
【００７０】最後に，本発明はＴＤＭＡの利点とＣＤＭ
Ａの利点とを１つにまとめる多元接続方法を提供するも
のであることを述べておく。特にＴＤＭＡにおいて普通
の同期精度を必要とすることなく，実際上利用者の完全
な分離が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】異なるデータ流の同期を示す図である。
【図２】逆フイルタにより濾波される受信信号を示す図
である。
【図３】移動通信システムの加入者局の送信機及び主局
の受信機のブロツク線図である。
【図４】主局の送信機及び加入者局の受信機のブロツク
線図である。
【符号の説明】
１．Ｋ，１２．Ｋ　　伸張器 ２．Ｋ，１３．Ｋ　　遅延素子

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　伝送システムの複数の加入者間で複数
    のデータ流を同時に交換する際，異なるデータ流を同じ
    拡散系列で拡散して１つの直接スペクトラム拡散信号に
    し，伝送の際異なる直接スペクトラム拡散を重畳してた
    だ１つの受信信号にする多元接続方法において，受信機
    において異なるデータ流を検出するため，共通な拡散系
    列に関して逆のフイルタで受信信号を瀘波し，異なるデ
    ータ流に属する拡散系列間隔が所定の最小値だけ時間的
    に互いにずれているように，重畳を行うことを特徴とす
    る，多元接続方法。
  2. 【請求項２】　　異なるデータ流に属する拡散系列間隔
    の時間的ずれを，チツプ持続時間と直接スペクトラム拡
    散信号の伝送に使用されるチヤネルの単位パルス応答の
    持続時間との和より大きくすることを特徴とする，請求
    項１に記載の多元接続方法。
  3. 【請求項３】　　隣接する拡散系列間隔に対する時間的
    ずれを，異なるデータ流に属するすべての拡散系列間隔
    についてほぼ同じ大きさにすることを特徴とする，請求
    項２に記載の多元接続方法。
  4. 【請求項４】　　所定のパルス系列（Ｓ〔．〕）自体に
    よる付勢の際出力系列として近似的にクロネツカのδ系
    列（δ〔ｋ〕）で応答するように，逆フイルタを選ぶこ
    とを特徴とする，請求項１に記載の多元接続方法。
  5. 【請求項５】　　拡散系列（Ｓ〔．〕）に属する逆フイ
    ルタの係数ｖ〔ｋ〕を，次の３つの近似の１つの考え方
    に従つて選ぶ ａ）さい断された逆フイルタ 【数１】 ｂ）最小誤差自乗 所定のパルス系列（Ｓ〔．〕）自体による付勢の際，最
    小誤差自乗の考え方に従つてクロネツカのδ系列に近似
    する出力系列で近似逆フイルタが応答するように，係数
    ｖ〔ｋ〕，ｋ＝−Ｍ１・・・Ｌ＋Ｍ２を決定するｃ）最
    大のピーク対オフピーク比 所定のパルス系列（Ｓ〔．〕）自体による付勢の際，最
    大のピーク対オフピーク比の考え方に従つてクロネツカ
    のδ系列に近似する出力系列で，所定の数の係数ｖ〔ｋ
    〕，ｋ＝−Ｍ１・・・Ｌ＋Ｍ２を持つ近似逆フイルタを
    応答させることを特徴とする，請求項１に記載の多元接
    続方法。
  6. 【請求項６】　　逆フイルタのエネルギの逆数により次
    式で定義される処理利得Ｇが，与えられた長さＬのすべ
    て又はできるだけ多くの拡散系列に関して最大であるよ
    うに，拡散系列（Ｓ〔．〕）を規定することを特徴とす
    る，請求項１に記載の多元接続方法。 【数２】
  7. 【請求項７】　　最小時間間隔を維持するため，別個の
    チヤネルを介して同期信号を伝送システムの加入者へ伝
    送することを特徴とする，請求項１に記載の多元接続方
    法。
  8. 【請求項８】　　請求項１に記載の多元接続方法を使用
    することを特徴とする，少なくとも１つの主局及び複数
    の加入者局を持つ移動通信システム。
  9. 【請求項９】　　加入者局及び主局が，与えられた直接
    スペクトラム拡散に従つて搬送波振動を変調する手段を
    持ち，この搬送波振動がすべての加入者局及び主局に対
    して同じであることを特徴とする，請求項８に記載の移
    動通信システム。
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