JPH0432569B2 - - Google Patents
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- JPH0432569B2 JPH0432569B2 JP58051947A JP5194783A JPH0432569B2 JP H0432569 B2 JPH0432569 B2 JP H0432569B2 JP 58051947 A JP58051947 A JP 58051947A JP 5194783 A JP5194783 A JP 5194783A JP H0432569 B2 JPH0432569 B2 JP H0432569B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 9
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 4
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、テレビジヨン受像器に加わる放送電
波の強弱にかかわらず、ブラウン管に加わる映像
信号の振幅を一定にするための自動利得制御装置
に関し、特に電源電圧変動や温度変化に対して安
定な自動利得制御装置に関する。
波の強弱にかかわらず、ブラウン管に加わる映像
信号の振幅を一定にするための自動利得制御装置
に関し、特に電源電圧変動や温度変化に対して安
定な自動利得制御装置に関する。
従来例の構成とその問題点
従来、自動利得制御装置として、ピークAGC
回路が広く用いられている。第１図に従来のピー
クAGC回路を示す。
回路が広く用いられている。第１図に従来のピー
クAGC回路を示す。
まず最初に、第１図の従来例の動作概要を簡単
に説明する。
に説明する。
入力端子１に加わつた映像信号は、利得を制御
できる増幅回路部２で増幅又は増幅、検波され、
出力端子３に映像信号が得られる。この映像信号
出力を入力信号の大小にかかわらず一定の振幅に
するために以下に示すような回路が付加される。
できる増幅回路部２で増幅又は増幅、検波され、
出力端子３に映像信号が得られる。この映像信号
出力を入力信号の大小にかかわらず一定の振幅に
するために以下に示すような回路が付加される。
まず、映像信号出力が比較器４に加えられ、そ
のピーク値が比較電圧源５の比較電圧と比較され
る。その結果、比較器４の出力には、映像信号の
ピーク値の電位に応じた信号を発生する。この比
較器４の出力信号により、切換回路が充電電流と
放電電流を２つの出力端に切り換えて出力し、そ
の充電電流又は放電電流をコンデンサ９に供給す
る。このようにしてコンデンサ９には所定の電圧
が表われ、この電圧で増幅回路部２の利得制御が
なされて、出力端子３に出力される映像信号が一
定になるように制御するものである。
のピーク値が比較電圧源５の比較電圧と比較され
る。その結果、比較器４の出力には、映像信号の
ピーク値の電位に応じた信号を発生する。この比
較器４の出力信号により、切換回路が充電電流と
放電電流を２つの出力端に切り換えて出力し、そ
の充電電流又は放電電流をコンデンサ９に供給す
る。このようにしてコンデンサ９には所定の電圧
が表われ、この電圧で増幅回路部２の利得制御が
なされて、出力端子３に出力される映像信号が一
定になるように制御するものである。
ところで、AGCの機能を有する回路装置に一
般的に言えることは、入力端子側に加えられた信
号を歪みなく、即ち忠実に出力側に伝達させるこ
と、さらには入力信号の急激な変化に対する出力
信号の応答が速いことが望まれる。しかし一方で
は、上記の２つの特性は互いに相反することが既
に知られている。したがつて、上記両者の特性を
ともに向上させることはむずかしいとされてい
た。
般的に言えることは、入力端子側に加えられた信
号を歪みなく、即ち忠実に出力側に伝達させるこ
と、さらには入力信号の急激な変化に対する出力
信号の応答が速いことが望まれる。しかし一方で
は、上記の２つの特性は互いに相反することが既
に知られている。したがつて、上記両者の特性を
ともに向上させることはむずかしいとされてい
た。
ところで、第１図の従来例を、さらに詳細に説
明してみよう。
明してみよう。
出力端子３に発生した映像信号出力は、抵抗１
３とコンデンサ１４で構成されるローパスフイル
タで高域不要成分を除去した後、比較器４のトラ
ンジスタ１５のベースに加えられる。また、トラ
ンジスタ１６のコレクタが比較器４の出力端であ
つて、比較器４の出力信号は、切換回路８中のス
イツチングトランジスタ２３のベースに加えら
れ、ベースに基準電圧源３０が接続されたトラン
ジスタ２９とトランジスタ２３とで差動対を成す
切換回路８がスイツチング動作し、充電電流をト
ランジスタ２３のコレクタ（第１の出力端）に出
力し、放電電流をトランジスタ２９のコレクタ
（第２の出力端）に出力する。そして、充電電流
は、抵抗２６，２８、トランジスタ２５、及びダ
イオード２７とからなる電流ミラー回路６でミラ
ー反転され、ミラー反転された充電電流と放電電
流とがコンデンサ９に与えらえる。これにより、
コンデンサ９には、放電形又は充電形の電圧が表
われ、この電圧でもつて増幅回路部２の利得制御
がなされる。
３とコンデンサ１４で構成されるローパスフイル
タで高域不要成分を除去した後、比較器４のトラ
ンジスタ１５のベースに加えられる。また、トラ
ンジスタ１６のコレクタが比較器４の出力端であ
つて、比較器４の出力信号は、切換回路８中のス
イツチングトランジスタ２３のベースに加えら
れ、ベースに基準電圧源３０が接続されたトラン
ジスタ２９とトランジスタ２３とで差動対を成す
切換回路８がスイツチング動作し、充電電流をト
ランジスタ２３のコレクタ（第１の出力端）に出
力し、放電電流をトランジスタ２９のコレクタ
（第２の出力端）に出力する。そして、充電電流
は、抵抗２６，２８、トランジスタ２５、及びダ
イオード２７とからなる電流ミラー回路６でミラ
ー反転され、ミラー反転された充電電流と放電電
流とがコンデンサ９に与えらえる。これにより、
コンデンサ９には、放電形又は充電形の電圧が表
われ、この電圧でもつて増幅回路部２の利得制御
がなされる。
さらに、定常状態時には、トランジスタ１５の
ベースに加わる映像信号の同期尖頭値は、比較電
圧源５が発生する電位とほぼ同じであり、トラン
ジスタ１５と１６は同じ程度に導通している。こ
の状態時に、選択的回路手段１１を構成する差動
対トランジスタ３１，３２と、さらにトランジス
タ２３と２９も同じ程度に導通するように抵抗２
０，３４および電源２２，３０が選んであるとす
れば、同期信号の期間、コンデンサ９への充電電
流はトランジスタ３１のコレクタ電流の分だけ増
大していることになる。この増大した急速充電用
の充電電流により、入力信号が急激に変化した場
合であつても、出力信号の応答性は向上されるも
のとなる。しかもこの電流の増大は、トランジス
タ１５と１６がダイナツミクレンジ内にある場合
のみであることは明らかである。
ベースに加わる映像信号の同期尖頭値は、比較電
圧源５が発生する電位とほぼ同じであり、トラン
ジスタ１５と１６は同じ程度に導通している。こ
の状態時に、選択的回路手段１１を構成する差動
対トランジスタ３１，３２と、さらにトランジス
タ２３と２９も同じ程度に導通するように抵抗２
０，３４および電源２２，３０が選んであるとす
れば、同期信号の期間、コンデンサ９への充電電
流はトランジスタ３１のコレクタ電流の分だけ増
大していることになる。この増大した急速充電用
の充電電流により、入力信号が急激に変化した場
合であつても、出力信号の応答性は向上されるも
のとなる。しかもこの電流の増大は、トランジス
タ１５と１６がダイナツミクレンジ内にある場合
のみであることは明らかである。
一方、映像信号中の同期信号を除く期間は、ト
ランジスタ１５のベース電位が十分高いため、ト
ランジスタ３２は完全に導通し、そのためトラン
ズスタ３１は完全に遮断し、コンデンサ９への充
電電流はトランジスタ３１が存在しない場合と同
じになる。このため同期信号を除く期間でのコン
デンサ９の電圧上昇は従来と同等であるために、
入力信号と同じ波形が忠実に出力信号として取り
出される。なお、第１図中、１７，１８はエミツ
タ負荷抵抗、２０はコレクタ負荷抵抗、２１は比
較器４中のトランジスタ、２２はトランジスタ２
１のベースバイアス電源である。
ランジスタ１５のベース電位が十分高いため、ト
ランジスタ３２は完全に導通し、そのためトラン
ズスタ３１は完全に遮断し、コンデンサ９への充
電電流はトランジスタ３１が存在しない場合と同
じになる。このため同期信号を除く期間でのコン
デンサ９の電圧上昇は従来と同等であるために、
入力信号と同じ波形が忠実に出力信号として取り
出される。なお、第１図中、１７，１８はエミツ
タ負荷抵抗、２０はコレクタ負荷抵抗、２１は比
較器４中のトランジスタ、２２はトランジスタ２
１のベースバイアス電源である。
ところで、トランジスタ３１，３２および抵抗
３３，３４から構成される選択的回路手段１１
は、電源端子１２の電源電圧Vccの低下によつて、
正常に差動増幅器しえない不都合が存在する。特
に、電流源１９が電源電圧Vccと共に減少する回
路構成下では、上記の不都合が生じやすい。この
ことは、抵抗３４での電圧降下分が、トランジス
タ３２のエミツタ・ベース間順方向電圧以下にな
ると、トランジスタ３２が導通しえないことに依
拠する。
３３，３４から構成される選択的回路手段１１
は、電源端子１２の電源電圧Vccの低下によつて、
正常に差動増幅器しえない不都合が存在する。特
に、電流源１９が電源電圧Vccと共に減少する回
路構成下では、上記の不都合が生じやすい。この
ことは、抵抗３４での電圧降下分が、トランジス
タ３２のエミツタ・ベース間順方向電圧以下にな
ると、トランジスタ３２が導通しえないことに依
拠する。
さて、上記の不都合を取り除くには、電流源１
９を電源電圧Vccに依存しないように設定するこ
と、又は抵抗３４の抵抗値を大きくすることが考
えられる。しかし第１図から明らかなように、抵
抗３４と電源端子１２との間には並列に温度係数
の異なるトランジスタ３２のエミツタ・ベース接
合が介在している。即ち、選択的回路手段１１の
電源電圧特性は改善されるものの、依然として温
度特性上には不都合を含むものである。
９を電源電圧Vccに依存しないように設定するこ
と、又は抵抗３４の抵抗値を大きくすることが考
えられる。しかし第１図から明らかなように、抵
抗３４と電源端子１２との間には並列に温度係数
の異なるトランジスタ３２のエミツタ・ベース接
合が介在している。即ち、選択的回路手段１１の
電源電圧特性は改善されるものの、依然として温
度特性上には不都合を含むものである。
発明の目的
本発明は上記の不都合を克服するためになされ
たものであつて、電源電圧および温度の変動に対
しても安定な動作が得られる自動利得制御装置を
提供するものである。
たものであつて、電源電圧および温度の変動に対
しても安定な動作が得られる自動利得制御装置を
提供するものである。
発明の構成
本発明は、利得を制御できる増幅回路部と、
比較電圧と比較して前記増幅回路部の出力電圧
を検出する比較器と、 前記比較器の出力に応動して、第１の出力端か
ら充電電流を出力し、第２の出力端から放電電流
を出力し、充電電流と放電電流とを交互に切り換
える切換回路と、 電源端子と前記第１の出力端との間にミラー用
の入力手段を有し、一導電形トランジスタで構成
され、前記充電電流をミラー反転する電流ミラー
回路と、 一導電形トランジスタの差動対で構成され、一
方の差動入力端に前記入力手段が接続され、他方
の差動入力端と前記電源端子との間にバイアス回
路が接続され、前記他方の差動入力端のバイアス
電圧が前記比較器の出力で制御され、前記比較器
の出力に応動して急速充電電流を出力する選択的
回路手段と、 ミラー反転された充電電流、前記急速充電電流、
及び放電電流とが与えられ、前記増幅回路部に与
えられる利得制御電圧を出力するコンデンサ戸を
備え、 前記電流ミラー回路の入力手段と前記バイアス
回路とを同一構成としたことを特徴とする自動利
得制御装置であり、上記の構成によつて、出力信
号は入力信号に忠実にかつ速い応答で導出される
ものとなる。
を検出する比較器と、 前記比較器の出力に応動して、第１の出力端か
ら充電電流を出力し、第２の出力端から放電電流
を出力し、充電電流と放電電流とを交互に切り換
える切換回路と、 電源端子と前記第１の出力端との間にミラー用
の入力手段を有し、一導電形トランジスタで構成
され、前記充電電流をミラー反転する電流ミラー
回路と、 一導電形トランジスタの差動対で構成され、一
方の差動入力端に前記入力手段が接続され、他方
の差動入力端と前記電源端子との間にバイアス回
路が接続され、前記他方の差動入力端のバイアス
電圧が前記比較器の出力で制御され、前記比較器
の出力に応動して急速充電電流を出力する選択的
回路手段と、 ミラー反転された充電電流、前記急速充電電流、
及び放電電流とが与えられ、前記増幅回路部に与
えられる利得制御電圧を出力するコンデンサ戸を
備え、 前記電流ミラー回路の入力手段と前記バイアス
回路とを同一構成としたことを特徴とする自動利
得制御装置であり、上記の構成によつて、出力信
号は入力信号に忠実にかつ速い応答で導出される
ものとなる。
実施例の説明
第２図は本発明の一実施例を示す。第１図の従
来回路とは、抵抗３４にダイオード３５を直列に
接続したことが相違する。なお、第１図と同じも
のは同一番号を付与した。
来回路とは、抵抗３４にダイオード３５を直列に
接続したことが相違する。なお、第１図と同じも
のは同一番号を付与した。
上記の構成下では、第２図に示すように、選択
的回路手段を構成する差動対トランジスタ３１，
３２のベースに接続された電流ミラー回路の入力
手段（ダイオード２７，抵抗２８）と、バイアス
回路（ダイオード３５，抵抗３４）が同一構成で
ある。したがつて、電源電圧Vccがで低くなつた
とき、又温度に変化が生じても、トランジスタ３
１，３２のベース側はともに同じ方向に変化され
るものとなり、急速充電の機能する動作点が電源
電圧や温度の変化に対して安定になり、利得制御
機能の応答性が電源電圧や温度の変化に対して安
定になる。
的回路手段を構成する差動対トランジスタ３１，
３２のベースに接続された電流ミラー回路の入力
手段（ダイオード２７，抵抗２８）と、バイアス
回路（ダイオード３５，抵抗３４）が同一構成で
ある。したがつて、電源電圧Vccがで低くなつた
とき、又温度に変化が生じても、トランジスタ３
１，３２のベース側はともに同じ方向に変化され
るものとなり、急速充電の機能する動作点が電源
電圧や温度の変化に対して安定になり、利得制御
機能の応答性が電源電圧や温度の変化に対して安
定になる。
発明の効果
以上の説明から明らかなように本発明の自動利
得制御装置は、選択的回路手段の動作が安定化さ
れ、利得制御機能の応答性が電源電圧や温度の変
化に対して安定に作動されるものとなつて、その
工業的価値は大きい。
得制御装置は、選択的回路手段の動作が安定化さ
れ、利得制御機能の応答性が電源電圧や温度の変
化に対して安定に作動されるものとなつて、その
工業的価値は大きい。
第１図は従来のピークAGC回路を、第２図は
本発明のピークAGC回路を示す。 １……入力端子、２……増幅回路部、３……出
力端子、４……比較器、５……比較電圧源、６…
…電流ミラー回路、７……放電電流発生器、８…
…切換回路、９，１４……コンデンサ、１０……
利得制御用端子、１１……選択的回路手段、１２
……電源端子、１３，１７，１８，２６，２８，
３３，３４……抵抗、１５，１６，２１，２３，
２５，２９，３１，３２……トランジスタ、２７
……ダイオード。
本発明のピークAGC回路を示す。 １……入力端子、２……増幅回路部、３……出
力端子、４……比較器、５……比較電圧源、６…
…電流ミラー回路、７……放電電流発生器、８…
…切換回路、９，１４……コンデンサ、１０……
利得制御用端子、１１……選択的回路手段、１２
……電源端子、１３，１７，１８，２６，２８，
３３，３４……抵抗、１５，１６，２１，２３，
２５，２９，３１，３２……トランジスタ、２７
……ダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 利得を制御できる増幅回路部と、 比較電圧と比較して前記増幅回路部の出力電圧
を検出する比較器と、 前記比較器の出力に応動して、第１の出力端か
ら充電電流を出力し、第２の出力端から放電電流
を出力し、充電電流と放電電流とを交互に切り換
える切換回路と、 電源端子と前記第１の出力端との間にミラー用
の入力手段を有し、一導電型トランジスタで構成
され、前記充電電流をミラー反転する電流ミラー
回路と、 一導電型トランジスタの差動対で構成され、一
方の差動入力端に前記入力手段が接続され、他方
の差動入力端と前記電源端子との間にバイアス回
路が接続され、前記他方の差動入力端のバイアス
電圧が前記比較器の出力で制御され、前記比較器
の出力に応動して急速充電電流を出力する選択的
回路手段と、 ミラー反転された充電電流、前記急速充電電
流、及び放電電流とが与えられ、前記増幅回路部
に与えられる利得制御電圧を出力するコンデンサ
とを備え、 前記電流ミラー回路の入力手段と前記バイアス
回路とを同一構成としたことを特徴とする自動利
得制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5194783A JPS59178007A (ja) | 1983-03-28 | 1983-03-28 | 自動利得制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5194783A JPS59178007A (ja) | 1983-03-28 | 1983-03-28 | 自動利得制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59178007A JPS59178007A (ja) | 1984-10-09 |
| JPH0432569B2 true JPH0432569B2 (ja) | 1992-05-29 |
Family
ID=12901064
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5194783A Granted JPS59178007A (ja) | 1983-03-28 | 1983-03-28 | 自動利得制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59178007A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6172138A (ja) * | 1984-09-17 | 1986-04-14 | Kamizaki Kokyu Koki Seisakusho Kk | 走行作業車における油圧供給装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6362128A (ja) * | 1986-09-02 | 1988-03-18 | Matsushita Electronics Corp | 閃光放電管用電極の製造方法 |
-
1983
- 1983-03-28 JP JP5194783A patent/JPS59178007A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6362128A (ja) * | 1986-09-02 | 1988-03-18 | Matsushita Electronics Corp | 閃光放電管用電極の製造方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59178007A (ja) | 1984-10-09 |
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