JPH0431604B2

JPH0431604B2 -

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Publication number: JPH0431604B2
Application number: JP4508087A
Authority: JP
Priority date: 1986-02-28
Filing date: 1987-02-26
Publication date: 1992-05-27
Also published as: JPS62209916A; US4680483A

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕この発明は、比較器回路に、更に詳しくは動作
電圧線路の一方と相違する即ちそれに近い比較的
小さな電圧を検知する比較器回路に関するもので
ある。〔発明の背景〕多くの用途において、電子的スイツチによつて
駆動電圧源を負荷に選択的に結合させることが必
要である。しかし、多くの自動車用の場合のよう
に非常に大きな過渡的変化（トランジエント）に
遭遇することのある電圧源の場合には問題があ
る。たとえば、車載蓄電池および（または）電圧
調整器から供給される公称12ボルトの電圧は正方
向および負方向の非常に大きな過渡的変化（電圧
変化）にさらされる。この応用面で特に注意すべ
きものは、大きな負方向の過渡的変化であつて、
これは公称電圧のレベルを実質的に12ボルト以下
にそして負（すなわち０ボルトより低い値）にま
で低下させることがある。入力電圧が所定のレベ
ルよりも低い値に低下すると、負荷をこの入力電
圧源から分離または切離して負荷の適切な動作を
維持して、負荷が損傷を受けないようにすること
すなわち負荷に逆方向電流が流れないようにする
ことが必要であり、かつ望ましいことである。しかし、スイツチを切りかつ出力負荷を入力電
圧源から切離すことは、重大な問題が伴う。たと
えば、このスイツチは、通常ターンオンされると
比較的正の電圧源から負荷に普通の電流を流すよ
うに設計されているバイポーラ・トランジスタの
様なものである。しかし、このトランジスタ・ス
イツチは両方向に導通し得るものであることを念
頭におかねばならない。すなわち、比較的正の入
力電圧源が負荷両端間の出力電圧に対して負にな
ると、このターンオンされているトランジスタ・
スイツチは正常な方向と逆の方向に電流を導通さ
せ、普通の電流を負荷から電圧源に流通させる。
所定の正常な方向と逆の方向に負荷を駆動する
と、および（または）負荷を通して逆方向に電流
を流すと、および（または）負荷に逆電圧をかけ
ると、それらを阻止する目的ですなわち保護のた
めにこのトランジスタ・スイツチを使用している
その負荷を損傷する可能性がある。従つて、駆動電圧V_INが負荷に加えられる出力
電圧V_O以下にいつ下るかを検知することが望ま
しく、また必要になる。更に、電流が逆方向に流
れることを阻止するためには、V_INがV_O以下に低
下する場合、いつV_INがV_Oと等しくなるかを検知
することも望まれる。しかし、正の（または負
の）電圧線路（たとえば、V_INは入力および出力
回路の動作電圧である）と区別できる或いはそれ
に近い小さな電圧（たとえば、V_INがV_Oに等しく
なる時点）を検知することは、非常に困難であ
る。またこの駆動電圧とそれに対応する負荷電圧
が、たとえば＋３ボルトから＋16ボルトという広
い範囲にわたつて変動する場合には、この検知に
伴う問題は一層深刻になる。一旦この不良（フオルト）状態（すなわち、
V_INがV_Oと同等またはそれ以下の状態）が検知さ
れると、V_INをV_Oに結合するトランジスタ・スイ
ツチをターンオフさせるのにまた問題が残る。ト
ランジスタ・スイツチをターンオフさせること
は、電圧源と負荷の間に通常大電流を流通させ得
るようにこのトランジスタが非常に低い導通時イ
ンピーダンスを持つている必要がある場合に、困
難になる。トランジスタ・スイツチをターンオフ
させることに伴なうこの問題は、負荷に結合され
る入力電圧V_INが通常その負荷に印加される電圧
V_Oと殆ど等しいといえる程近い値でしかもV_INの
レベルがV_Oと等しいかそれより低い値に低下し
たときにターンオフさせることが望ましいか必要
である場合に、更に厳しくなる。〔発明の概要〕この発明による比較器は、たとえば前述のV_IN
とV_Oという様な第１と第２の電圧がそれぞれ印
加される第１と第２の回路点（たとえば、相互間
の小さな電圧差が検出されるような、前述の線
路）を持つている。この比較器は、また、上記第
１と第２の両回路点間に結合されかつ両回路点間
の電圧差にそれぞれ応動する第１と第２の手段を
含んでいる。この第１の手段は、第１の電圧が第
２の電圧よりも増大するとそれに応じて指数関数
的に増大する第１の電流を生成する。第２の手段
は、第１の電圧が第１の電圧を超えて増大すると
指数関数的に増加する第２の電流を生ずる。この
比較器は、また、第１と第２の電流を合成して、
第１と第２の電圧のうちより大きな方に比例する
合成電流を生成する電流ミラー手段も具えてい
る。更にこの比較器は、第１と第２の電流の一方
と同様に指数関数的に増大する電流を発生し、ま
たこの発生した電流を上記合成電流に比例する電
流と加算して比較器の第１出力に、第１の電圧が
第２の電圧より大きいとき１つの値を持ち第１の
電圧が第２の電圧に等しいかそれより小さいとき
別の値を呈する差電流を生成する手段を具えてい
る。この発明を実施した比較器は、トランジスタ・
スイツチが入力電圧V_INを出力端子に結合しかつ
このトランジスタ・スイツチはV_INが出力端子の
電圧V_O以下に低下したときターンオフされるよ
うな回路に用いて特に有効である。この発明によ
る比較器は、入力電圧と出力電圧とを検知しかつ
その入力電圧と出力電圧の各レベルを表わす電流
を引出す手段を持つている。V_OがV_INに等しいか
それより大であることを表わす電流状態が生ずる
と、このトランジスタ・スイツチはターンオフさ
れて出力端子に入力電圧を結合しない。こうし
て、トランジスタ・スイツチのターンオフ問題は
この発明を実施した回路を使用して、入力電圧と
出力電圧に比例する両電流を比較し、トランジス
タ・スイツチをこの比較結果の関数として制御す
る手段を利用することにより、解決される。〔詳細な説明と実施例〕以下、図面に示す実施例を参照しつゝ詳細に説
明するが、各図を通して同様な参照符号は同等素
子を示すものとする。第１図の回路は、入力端子１１を有し、この端
子にはたとえば車載蓄電池のような電源１３から
供給される直流電圧V_INが印加される。PNPバイ
ポーラ・トランジスタＱ１が、そのエミツタを
0.02オームの電流制限抵抗を介して回路１１に、
そのコレクタを出力端子１５にそれぞれ接続して
設けられ、出力端子１５には出力電圧V_Oが生成
されまた上記V_INによつて給電される負荷が接続
されている。この負荷は、両端間に濾波兼エネル
ギ蓄積キヤパシタCLが接続された抵抗RLで表わ
されている。しかし、この負荷RLは、個別に或
いは同時に給電される様な、種々の素子のうちの
どの様な種類のもの（たとえば、ランプ、DCモ
ータ、集積回路（IC）等）であつてもよい。Ｑ
１は、ダイオード接続されたPNPトランジスタ
Ｑ２、抵抗Ｒ１とＲ２およびNPNトランジスタ
Ｑ３より成るバイアス回路によつて、通常はター
ンオンされている。Ｑ２のエミツタは回路点１１
に、またそのベースとコレクタは抵抗Ｒ２の一端
に接続されている。抵抗Ｒ２の他端は、Ｑ３のベ
ースも接続されている端子１７に接続されてい
る。Ｑ３のエミツタは接地され、そのコレクタは
抵抗Ｒ１の一端に接続され、この抵抗の他端はＱ
１のベースに接続されている。 V_INがV_Oより大きな正常な動作状態では、V_IN
が大地電位より2V_BEボルト以上正であれば、電
流I_R2がＱ２のエミツターコレクタ通路と抵抗Ｒ
２を介してＱ３のベースに流入する。するとＱ３
は、Ｑ１のベースからβ・I_R2に等しい電流I_R1を
引出す。そこでＱ１は、I_R1にその順方向電流利
得を乗じた値に等しい出力電流I_Oを負荷に流すこ
とができる。正常時には、V_INはV_Oよりも正で、
Ｑ１がターンオンした時入力端子１１における電
圧V_INは通常端子１５における出力電圧V_Oより0.1
乃至0.8ボルトだけ正である。第１図の回路は、V_INが所定の安全値（たとえ
ば、16ボルト）を超過するとそれを検出する比較
器２２と、比較器２２の出力信号Ｗ１とＷ２に応
動してV_INが上記所定の安全値を超過したときＱ
１をターンオフする回路とを持つている。このタ
ーンオフ回路は、エミツターコレクタ通路をＱ１
のエミツタとベースの間に接続したPNPトラン
ジスタＱ２２を具えている。Ｑ２２はそのベース
を抵抗Ｒ２２の一端に接続され、この抵抗の他端
はエミツタを接地したNPNトランジスタＱ２３
のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２
３のベース駆動電流はPNPトランジスタＱ２４
から供給され、このＱ２４のエミツタはV_INに、
ベースはＱ２のベースに、コレクタは抵抗Ｒ２４
の一端にそれぞれ接続されており、抵抗Ｒ２４の
他端は回路点２４でＱ２３のベースに接続されて
いる。従つてＱ２４から供給されて回路点２４に
流れ込む電流は電流I_R2に比例する。回路点２４
と１７は、それぞれ、超過電圧比較器２２のＷ１
出力とＷ２出力とに接続されている。比較器２２
のＷ１出力は通常は大地電位またはそれに近い電
位の低クランピング回路点２４にあつて、Ｑ２３
をターンオフさせそれによりＱ２２は通常オフで
ある。しかし、V_INが規定の限界を超えるとＷ１
は高になりＱ２３とＱ２２のターンオンを可能に
する。するとＱ２２はＱ１のエミツタとベースを
その低いオン状態の通路を介してクランプしＱ１
をターンオフする。比較器２２のＷ２出力は通常
高でI_R2がＱ３のベースに流入し得るようにして
いる。しかし、前に説明したように、端子１１に印加
された電圧V_INが端子１５のV_OであるかV_Oよりも
負になると、問題が生ずる。V_OがV_INよりも正で
あると、Ｑ１の通常エミツタとして働く電極ｅ１
と通常Ｑ１のコレクタとして働く電極ｃ１とは役
割が逆転する。そして電極ｃ１とｅ１はそれぞれ
Ｑ１のエミツタおよびコレクタとして機能し、Ｑ
１の低インピーダンス導通路を介して端子１５か
ら端子１１に電流が流れる。こうして、V_INがV_O
より低くなると、Ｑ１がターンオンすれば出力端
子１５から端子１１に電流を導通させることがで
きる。従つて、如何なる負の過渡的変化も、負荷
回路の動作を停止させ、またその負荷がたとえば
集積回路か一方向のみに安全に電流を流すように
設計された他の負荷回路であればその負荷を損傷
する可能性がある。 V_OがV_INを超え、かつＱ１の電極ｃ１がＱ１の
エミツタとして働くとＱ１のベース電極はV_O−
V_BEボルトに等しい電圧になることができる。も
しV_INがV_Oよりも充分に低ければ、トランジスタ
Ｑ２２の電極ｃ２２もエミツタ電極として働き、
そのときＱ２２は（ターンオフされなければ）端
子１５から端子１１へと逆向きに電流を通すよう
に働く。従つて、V_INがV_Oより低くなることに伴
つてもしＱ１がターンオフされゝば、またＱ１が
ターンオフされたとき、Ｑ２２も確実にターンオ
フされるようにすることが必要である。Ｑ１（およびＱ２２）をターンオフすることの
問題はV_INとV_Oを比較器２０内で検出し比較する
ことによつて解決できる。V_INがV_O以下になれば
必ず、常時ターンオンされているＱ１はターンオ
フされ（Ｑ１に対するベース駆動を取除くことに
よつて）それによつて端子１５の負荷を端子１１
の電圧入力から切り離す。しかし、V_Oの値がV_IN
以下になれば直ちにＱ１がターンオン状態に戻る
ことはもち論である。この発明を実施した比較器回路の単純化した接
続図が第２図に例示されている。この回路は、そ
れぞれエミツタを端子１１に接続したPNPバイ
ポーラ・トランジスタＱ４，Ｑ６とエミツタを端
子１５に接続したPNPバイポーラ・トランジス
タＱ５，Ｑ７を持つている。なお特に断り書きの
ない限り、以下の論議の便宜上これらのトランジ
スタは相等しい順方向電流利得を有する（かつ同
じ或いは類似の特性を有する）ものとする。Ｑ
４，Ｑ５，Ｑ６およびＱ７のベースは共通のバイ
アス点１９に接続されている。電流バイアス用
PNPバイポーラ・トランジスタＱ８が、そのエ
ミツタを回路点１９に、ベースを回路点２１にま
たコレクタを大地に接続する形で設けられてい
る。Ｑ８は、Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６およびＱ７のベー
スからそれぞれベース電流I_b4，I_b5，I_b6およびI_b7
を導出して、そのベース接続を介してより小さな
ベース電流I_b8を回路点２１へ戻すように働く。Ｑ４とＱ５のコレクタとＱ８のベースはこの回
路点２１に抵抗３の一端で接続されている。抵抗
Ｒ３の他端はNPNバイポーラ・トランジスタＱ
１０のコレクタとベースとに接続されると共に
NPNバイポーラ・トランジスタＱ１１のベース
に接続されている。それぞれエミツタを大地に接
続されたＱ１０とＱ１１とは、Ｑ１０のコレクタ
を入力としＱ１１のコレクタを出力とする電流ミ
ラー回路をなすように接続されている。Ｑ１１の
寸法はＱ１０の２分の１に作られているので、同
じベース−エミツタ間電圧が与えられたとき、Ｑ
１１はＱ１０が導通させるコレクタ電流の２分の
１のコレクタ電流を流す。Ｑ１１のコレクタは電
流加算点２５に接続されており、またこの回路点
２５にはＱ６のコレクタと、エミツタが接地され
たNPNバイポーラ・トランジスタＱ１２のベー
スも接続されている。Ｑ７とＱ１２のコレクタ
は、電流加算点として働く回路点２７に接続され
ている。NPNバイポーラ・トランジスタＱ１３
とＱ１８のベースはそれぞれ抵抗Ｒ１３とＲ１８
を介して回路点２７に接続されている。Ｑ１３と
Ｑ１８のエミツタは接地され、またＱ１３のコレ
クタは回路点１７にＱ１８のコレクタは回路点２
４に接続されている。次にこの第２図の回路の動作を、(1)V_INがV_Oよ
りも大きな状態、(2)V_OがV_INより大きな状態およ
び(3)V_INがV_Oに等しい状態のそれぞれについて検
討する。先ず、Ｑ１がターンオンされ、端子１１におけ
るV_INが端子１５のV_Oより大である状態について
見ると、中間点１９における電圧Ｖ１９はV_IN−
V_BEボルトである。このとき、Ｑ４とＱ６を介し
て流れる電流はＱ５とＱ７を介して流れる電流よ
り大である。説明の便宜上、Ｑ５とＱ７がターン
オフされＱ４とＱ６がターンオンされるようV_IN
はV_Oよりも充分に大であるものとする。この様
な条件下では、Ｑ５にはコレクタ電流I_c5が流れ
ずまたＱ７にもコレクタ電流I_c7が流れない。し
かし、Ｑ４とＱ６はターンオン状態にあり相等し
い電流を流している。Ｑ４のコレクタ電流I_c4は
回路点２１に流入しまたＱ６のコレクタ電流I_c6
回路点２５に流れ込む。Ｒ３を介して、電流ミラ
ー回路の入力である回路点２３に流れ込む電流
I_R3はI_c4とI_b8の和に等しい。しかしI_b8は以下説明
するように無視することができる。Ｑ４のベースから流出するベース電流I_b4はQ4
のコレクタ電流をQ4のβで除した値に等しい。
またＱ６のベース電流I_b6Ｑ６のコレクタ電流を
Ｑ６のβで除した値に等しい。Ｑ８のエミツタ電
流I_c8はI_b4＋I_b6に等しく、またそのベース電流I_b8
は〔I_b4＋I_b6〕／（β＋１）に等しい。I_b4とI_b6が
等しいとすれば、I_b8はほゝ（2I_c4）／β²に等し
い。βの値が10より大であるとすれば、I_b8はI_c4
に比べて極めて小さく、無視することができる。それ故、V_INがV_Oより大である場合、I_c4はＲ３
を流れる電流I_R3にほゝ等しい。I_R3の値は次式で
表わすことができる。 I_R3＝（V_IN−3V_BE）／R3 …(1) こゝで、3V_BEはＱ４，Ｑ８およびＱ１０（ま
たはＱ１１）のV_BEを含み、Ｒ３は抵抗Ｒ３のオ
ーム値である。この電流I_R3は、Ｑ１０とＱ１１の各ベースお
よびＱ１０のコレクタが接続されている回路点２
３へ流入する。Ｑ１１の寸法はＱ１０の寸法の２
分の１であるからＱ１１を流れ得るコレクタ電流
I_c11の値はI_R3の２分の１で、回路点２５から流出
する。Ｑ４とＱ６は同様な寸法のものとすれば、
同一バイアス条件では共に同等の電流を通じる。
従つて、上述の状態の場合には、I_R3と実質的に
同大の電流I_c6が電流加算点２５に流入する。同
時に、I_R3の実質的に２分の１の値の電流I_c11が回
路点２５から流れ出る。その結果として、（I_c6−
I_c11）に等しくかつI_R3の２分の１の値を有する正
味ベース電流I_b12がＱ１２のベースに流入する。
そこでＱ１２は、回路点２７からI_b12のベータ倍
のコレクタ電流I_c12を引出すことができる。Ｑ７
はターンオフされているので、Ｑ１２は飽和状態
に駆動されてＱ１３とＱ１８のベースを、両者を
確実にターンオフ状態に保つ接地電位またはそれ
に近い電位にクランプする。Ｑ１３がターンオフ
されていれば、Ｑ２とＲ２を介して引出される電
流I_R２はＱ３のベースに直接流入する。この後者
Ｑ３はターンオンされてそのコレクタ電流I_R1は
Ｑ１のベースから引出され、Ｑ１がオン状態にス
イツチされて確実にV_INが負荷に結合されるよう
にする。Ｑ１８はターンオフされているので最早
Ｑ２２とＱ２３の導通を制御することはない。Ｑ
１８がターンオフされていると、過大電圧比較器
２２がＱ２３のターンオンとターンオフを制御
し、次いでＱ２３がＱ２２のターンオンおよびタ
ーンオフを制御する。以上が、V_INがV_Oより大き
い場合のこの回路の正常な動作の説明である。 V_INがV_Oより低くなると、回路点１９の電圧は
今度は〔V_O−V_BE〕ボルトに等しくなり、V_Oは
V_INより大であるからＱ４とＱ６の導通度はＱ５
とＱ７の導通度より低下する。以下の説明の便宜
上、V_INはV_Oより充分に低く、Ｑ５とＱ７は導通
しているがＱ４とＱ６は非導通状態にされるもの
と仮定する。この様な条件〔I_c4とI_c6は零〕の下
では、Ｑ５は導通しそのコレクタ電流I_c5は回路
点２１に流入しまたＲ３を介してＱ１０のベース
およびコレクタとＱ１１のベースとに流れ込む。
そこで電流I_R3は次式の通りになる。〔V_O−3V_BE〕／R3 …(2) I_R3はＱ１０のコレクタおよびベースとＱ１１
のベースとに流入する。前述のように、Ｑ１１は
Ｑ１０に流れる電流のミラー電流を流すが、Ｑ１
１の寸法はＱ１０の２分の１であるから、回路点
２５から流れるＱ１１のコレクタ電流I_c11はI_R3の
ほゝ２分の１である。しかし、V_INがV_Oより大き
い状態とは全く対照的に、このとき回路点２５に
流入する電流I_c6は、Ｑ６がターンオフされてい
るので、零または零に近い値である。そしてＱ１
１は飽和状態に駆動され、Ｑ１２のベースを大地
にクランプしてこれを確実にターンオフする。Ｑ
７はターンオンされて、I_c5またはI_R3にほゝ等し
い電流I_c7を回路点２７に供給する。Ｑ１２がタ
ーンオフされＱ７がターンオンされていれば、
I_c7はすべてＱ１３とＱ１８の両ベースに流れ込
む。V_OがV_INより大きいときに、Ｑ１３とＱ１８
をV_Oから取出される電流I_c7によつて駆動させる
ことは有利である。Ｑ１３へのベース電流I_b13は
Ｑ１３のベータ倍されてコレクタ電流I_c13となり、
この電流は回路点１７から取出されてＱ３をター
ンオフさせる。Ｑ３がターンオフされると、Ｑ１
に対するベース駆動が無くなるからＱ１はターン
オフされてV_INと負荷との間の接続を遮断する。
こうして、V_INがV_Oより低い場合には、Ｑ１がタ
ーンオフされて負荷は入力電圧源から切離され
る。Ｑ１８もターンオンされて回路点２４から大
きなコレクタ電流を取出し、Ｑ２３をターンオフ
する。Ｑ２３のターンオフによつてＱ２２のベー
ス駆動が無くなりＱ２２はターンオフする。Ｑ２
２は、V_INが安全値を超えるとターンオンされて
Ｑ１をターンオフするものであるが、V_OがV_INよ
り大きいと今度はターンオフされ、端子１５から
Ｑ１のコレクタ−ベース接合およびＱ２２のコレ
クタ−エミツタ導通路をそれぞれ介して端子１１
に至る逆方向の素通り（フイードスルー）を阻止
する。次に、Ｑ１がターンオフされる転換点は、V_IN
がV_Oに等しいときに生ずることを説明する。V_IN
がV_Oに等しいと、Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６およびＱ７
の各ベース−エミツタ間電圧は相等しく、従つて
それらはすべて同大またはほゝ等しい電流を流通
させる。この状態では、抵抗Ｒ３へ流入する電流
I_R3はI_c4とI_c5の和に等しく、しかもI_c4とI_c5は相等
しい。既述のように、Ｑ１１とＱ１０の寸法比に
よつてＱ１１のコレクタ電流I_c11はコレクタ電流
I_c10の２分の１に等しく、かつI_R3のほゝ２分の１
に等しい。I_R3はI_c4とI_c5の和に等しいから、I_c11は
I_c4とI_c5のほゞ２分の１に等しい。従つて、回路
点２５へ流入する電流I_c6は実質的にI_c4に等しく
一方回路点２２から流出する電流I_c11は実質的に
I_c4とI_c5の和の２分の１に等しい。I_c5はI_c4に等し
いから回路点２５から引出される電流I_c11も実質
的にI_c4に等しい。従つて、V_IN＝V_Oの状態の場
合、I_c6−I_c11に等しいＱ１２のベース電流I_b12は
実質的に零で、Ｑ１２は非導通である。しかし、
Ｑ７はターンオフされて電流I_c7を加算点２７へ
流す。Ｑ１２が非導通であるから、全I_c7はトラ
ンジスタＱ１３とＱ１８の両ベースに流入し、両
トランジスタは導通状態とされてそのコレクタ−
エミツタ導通路に増幅された電流を流すことがで
きる。この様に、V_INがV_Oに等しければ、Ｑ１３
はターンオンしてＱ３とＱ１をターンオフし、Ｑ
１８もターンオンしてＱ２３とＱ２２をターンオ
フさせる。この発明明の重要な特徴は、V_IN＝V_Oの状態か
らずれるようなV_INとV_Oの小さな変化に対するこ
の回路の応答を検討すれば良く理解できる。加算点２５から引出される電流I_c11は１／２
〔I_c4＋I_c5〕にほゞ等しく、それはほゞI_R3の２分の
１に等しい。電流I_R3は、V_INおよび／またはV_Oの
関数として直線的に変化する。すなわち、I_R3は、
もしV_IN＞V_Oであれば〔V_IN−3V_BE〕／Ｒ３に、
またもしV_O＞V_INであれば〔V_O−3V_BE〕／Ｒ３に
等しい。すなわち、I_R3はI_c4とI_c5の和であるが、V_INが
V_Oに対して極く微量またはV_OがV_INに対して極く
微量変化した時、I_c4とI_c5は相当変化するかも知
れないがI_R3は極く少ししか変化しない。I_c4とI_c5
を加算することによりI_c10が生成されるがI_c10中の
I_c4とI_c5の変動は実質的にマスクされて現われて
来ない。それはI_c4とI_c5のうちの一方が減少する
と他方が増加するからである。I_c10はミラー作用
によつてI_c11を生成し、このI_c11はI_c4とI_c5の平均
値であり加算点２５から引出される。回路点２５
に供給される電流I_c6はV_Oに対するV_INの変化に応
じて指数関数的に変化する。従つて、加算点２５
に生ずる差電流（I_c6−I_c11）または信号は、２つ
の直線的に変化する電流間の差を表わす線形信号
ではない。むしろそれは、直線的に変化する一方
の電流と指数関数的に変化する他方の電流との間
の差である。これによつて、V_Oに対するV_INの微
小変化に対して比較的大きな信号を生成すること
ができる。これは、第２図の比較器回路の簡単化した回路
図である第３図に例示されている。一例として、
V_IN＝V_O＝５ボルトと仮定する。また、各トラン
ジスタのV_BEは0.7ボルトでＲ３は50キロオーム、
温度は25℃に等しいものとする。次にI_R3の値を
以下I_R3Fと示す或る値に設定する。V_IN＝V_Oの状
態ではI_c4＝I_c5＝I_c6＝１／2I_R3F。I_c10はI_R3Fに等し
いからI_c11は１／2I_R3Fに等しく、従つてまたI_b12＝
０である。V_IN＝V_O＝５ボルトの場合には、I_c4＝
I_c5＝I_c6＝29マイクロアンペア、I_R3＝58マイクロ
アンペア、I_b12は０で、これらは後記の表１に示
す通りである。しかし、V_INまたはV_Oに小さな変化があつた場
合には、I_c6は目立つて変化するがI_c11は比較的一
定であることが判る。たとえば、V_INがV_Oより24ミリボルトだけ正に
なると仮定する。V_INがV_Oに対して24ミリボルト
正になると、Ｑ４とＱ６の導通度は増大するがＱ
５の導通度は減少する。Ｑ４を流れる電流I_c4と
Ｑ６を流れる電流I_c6は、Ｑ５を流れる電流値の
２倍に等しいものと仮定することができる。しかし、電流I_R3の変化は極めて小さいことに
注目すべきである。それは、I_R3は〔I_R3F＋
24mv／R3〕に等しく、こゝでＲ３はたとえば
50KΩであるから、このI_R3の変化は極めて小さい
ことによる。I_R3は顕著に変化しないからI_c11は事
実上１／2I_R3Fに等しく維持される。しかし、Ｑ
６を流れる電流は、V_INがV_Oに等しいときの１／
2I_R3Fに等しい値からV_INがV_Oを24ミリボルトだけ
超えたときの２／3I_R3に等しい値に変化してい
る。従つて、今度はI_b12は１／6I_R3になる。上記
の仮定と後記の表１に示された値の場合に、I_c4
とI_c6は38.99マイクロアンベアに等しく、I_R3は
58.48マイクロアンペアであり、I_c11は29.24マイク
ロアンペアに等しくまたI_b12は事実上9.75マイク
ロアンペアに等しくなる。

【表】同様にして、もしV_OがV_INに対して24ミリボル
トに等しい大きさだけ増加すると、I_c5はI_c4また
はI_c6の値の２倍増加し、一方I_R3はそれまでの値
I_R3Fと実質的に等しいまゝであり、またI_c11は実質
的に１／2I_R3Fに等しい状態を保つ。しかし、I_c4
は１／3I_R3に等しくなりI_c5は２／3I_R3に等しくな
る。従つて、回路点２５からは実質的に１／6I_R3
に等しい正味電流が引出される。第３図は、また、エミツタが端子１５に、ベー
スが回路点１９に、コレクタが回路点３９に接続
されたPNPトランジスタＱ７１を示しており、
上記回路点３９にはNPNトランジスタＱ１１１
のコレクタが接続されている。このトランジスタ
Ｑ１１１のベースは回路点２３に、またエミツタ
は大地に接続されている。トランジスタＱ１１１
とＱ１１と同様な装置であるとすると、Ｑ１１１
１を流れる電流I_c111はI_c11と同様なものとなる。
回路点３９に生成する差電流I_d39はI_c71−I_c111で、
表１に示すように回路点２５に生ずる差電流
（I_b12）の値に対し相補的な値を持つている。第４図の回路は、トランジスタＱ１０とＱ１１
のベース電流に起因する誤差を小さくするために
第３図の回路に付加された、PNPバイポーラ・
トランジスタＱ１５とPNPバイポーラ・トラン
ジスタＱ１４とを持つている。第４図の回路に
は、また、PNPトランジスタＱ９を有し、この
トランジスタはＱ６のコレクタ電圧をＱ４とＱ５
のコレクタ電圧のV_BE以内に維持してそのPNP装
置の出力インピーダンスによつて生ずる誤差を最
小にしている。Ｑ８のコレクタ電流の何分の１
かゞＱ９のコレクタ電流に付加されて、回路点２
５に流入する電流を、V_O＝V_INのときそのスイツ
チ点における電流I_R3／２に等しいものとしてい
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施した一例装置の一部ブ
ロツクで示した回路図、第２図はこの発明を実施
した一例比較器回路の回路図、第３図はこの発明
を実施した比較器回路の簡単化した回路図、第４
図はこの発明を実施した比較器回路のより詳しい
回路図である。１１…第１の回路点、１５…第２の回路点、２
０…比較器、V_IN，V_O…第１と第２の電圧、Ｑ
４，Ｑ５…第１と第２の手段（共に、PNPバイ
ポーラ・トランジスタ）、I_c4…第１の電流、I_c5…
第２の電流、Ｑ１０，Ｑ１１…電流ミラー手段
（共にNPNバイポーラ・トランジスタ）、I_c111…
合成電流、Ｑ６…指数関数電流I_c6の発生手段、
２５…第１の出力端子、I_b12…差電流。

Claims

【特許請求の範囲】１第１の電圧と第２の電圧がそれぞれ印加され
る第１の回路点および第２の回路点と、上記第１と第２の回路点の間に結合され、共に
上記第１と第２の電圧間の差に応動する２つの手
段であつて、上記第１の電圧が第２の電圧よりも
増大するにつれて指数関数的に増加する第１の電
流を生成する第１の手段および上記第２の電圧が
第１の電圧よりも増大するにつれて指数関数的に
増加する第２の電流を生成する第２の手段と、上記第１の電流と第２の電流を合成して、上記
第１と第２の電圧のうちより大きなものゝ線形関
数である合成電流を生成する電流ミラー手段と、上記第１と第２の電流の一方と同様な指数関数
的電流を発生しかつその電流を上記合成電流に比
例する電流と加算して、第１出力端子に、上記第
１の電圧が上記第２の電圧より大であるとき１つ
の値を有し、また上記第１の電圧が上記第２の電
圧に等しいかそれより小であるとき他の値を有す
る差電流を生成する手段と、を具備して成る比較
器。