JPH04301950A

JPH04301950A - 線形化増幅器

Info

Publication number: JPH04301950A
Application number: JP3064580A
Authority: JP
Inventors: Hidekazu Nakanishi; 英一中西; Tetsuo Onodera; 小野寺　哲雄
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1991-03-28
Filing date: 1991-03-28
Publication date: 1992-10-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、移動体通信用無線送信
機に用いる線形化増幅器、特にそのバースト制御回路に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図５に従来の包絡線帰還を用いた線形化
増幅器の構成図を示す。図において、飽和型増幅器２１
は、その出力電力を制御するために出力電力制御端子２
５を有しており、その端子電圧を変化させることにより
、出力電力が変化する。しかし、飽和型増幅器であるの
で、制御電圧と出力電力は非線形である。したがって、
飽和型増幅器２１を用いて線形増幅器を構成するために
、包絡線帰還を用いる。以下、まずこの線形化増幅器に
ついて説明する。

【０００３】飽和型増幅器２１の出力電力の一部は、方
向性結合器２９（例えば結合ストリップライン）により
一部を取り出して、出力側検波器２２に接続される。出
力側検波器２２はゲインβ１　の増幅器２３に接続され
、比較器２４の反転端子に接続され、この出力は、出力
電力制御端子２５に帰還電圧として印加される。一方、
飽和型増幅器２１への入力電力は、電力分割器２６を経
て、一方はリミッタ３０を介して飽和増幅器２１へ、も
う一方は入力側検波器２７に接続される。入力側検波器
２７はゲインβ２　の増幅器２８に接続され、比較器２
４の非反転端子に接続される。

【０００４】次に、図５に基づいて線形化増幅器の動作
を説明する。振幅成分が刻々と変化する、例えばＱＡＭ
（直交振幅変調）信号は電力分割器２６で分割された後
に、一方はリミッタ３０でその振幅成分を除去した後に
飽和型増幅器２１に入力される。これは、通常飽和型電
力増幅器が一定入力電力レベルを前提として設計されて
おり、飽和型増幅器２１を安定動作させるためにリミッ
タ３０が使用される。なおリミッタ３０を使用しない場
合もある。もう一方のＱＡＭ信号は、入力側検波器２７
で検波されてＱＡＭ信号の振幅成分が生成される。これ
は、適当なゲインβ２　を経て比較器２４の基準電圧と
なる。

【０００５】同様に線形化増幅器２５の出力電圧は、出
力側検波器２２で検波されて出力信号の振幅成分（包絡
線）を生成し、比較器２４の反転端子に接続されている
ので、前述した入力ＱＡＭ信号から得られる基準電圧と
常に比較を行っており、誤差分がフィードバック電圧と
して出力電力制御端子２５に帰還されている。このフィ
ードバックループの動作により、常に入力信号の振幅成
分が出力電圧にも再現される。したがって、ＱＡＭ信号
の振幅成分の帯域で十分なループゲインを有していれば
、出力電力制御端子２５の電圧−出力電力の非線形性も
ループゲイン分だけ改善される。例えば、北米方式のデ
ジタルセルラ自動車電話の場合、ＱＡＭ信号は±１２ｋ
ＨＺ　（２４ｋＨＺ　）を帯域をもつので、この周波数
で２６ｄＢの改善が必要とした場合、ループ帯域は約３
００ｋＨＺ　となる。

【０００６】さて、デジタル方式の自動車電話システム
では、一般にＴＤＭＡ（時分割多重アクセス）が採用さ
れている。したがって、送信はある特定の時間にだけ行
う必要があり、線形化電力増幅器においてもオン／オフ
制御及びバースト制御を行う必要がある。例えば、北米
方式のデジタルセルラ自動車電話においては、３ｃｈの
ＴＤＭＡ方式のため、図６に示すように６．６６ｍｓｅ
ｃの間だけ２０ｍｓｅｃごとにバースト送信する必要が
ある。

【０００７】ここで、このバースト制御について詳細に
説明する。図７は北米方式のデジタルセルラにおける送
信バーストの規定である。図に示すように、１スロット
は１６５個のシンボルから構成される。そして、最初の
３シンボルはガードタイムで、次の３シンボル間で規定
の電力レベルまで立ち上げ、１５６シンボルでデータを
送信し、最後の３シンボル間で立ち下げることになって
いる。

【０００８】この電力レベルの立上げ、立下げに当たっ
ては、次のことが重要となる。すなわち、立上げ、立下
げは、できるだけ滑らかに行われなければならない。急
激な立上がり、立下がり波形は高い周波数成分を含んで
おり、立上がり、立下がりの瞬間に送信スペクトラムが
拡がってしまう。そしてスペクトラムの拡がりは、隣接
チャンネル妨害の原因となる。

【０００９】従来このような滑らかなバースト制御を行
う方法としては、（１）電力増幅器の出力側にＰＩＮダ
イオードによる可変減衰器を接続して入力高周波信号を
ＡＭ変調する方法、（２）ベースバンドのＩ，Ｑ信号を
滑らかに立ち上げる方法等があった。図８（ａ）は前記
（１）の方法の説明図である。ＰＩＮダイオードは順バ
イアス時のバイアス電流によってインピーダンスが変化
するので、高周波用可変減衰器として使用できる。した
がって、電力増幅器３１の出力電力をＰＩＮダイオード
３２ａ，３２ｂのバイアスの電流でバースト変調するこ
とができる。

【００１０】また、図８（ｂ）は前記（２）の方法の説
明図である。デジタル方式の自動車電話システムでは、
直交変調が用いられるので、直交変調器３３の変調入力
のＩ，Ｑ信号を所望の波形で立ち上げ、下げすることに
より、電力増幅器３４への入力電力レベルを滑らかに変
化させることが可能である。その結果、電力増幅器３４
の出力により滑らかなバースト制御が行われる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の線形化増幅器のバースト制御方法においては、まず
（１）の方法では、必要なキャリアオフレベルを得るた
めには、複数のＰＩＮダイオードが必要で、バイアス制
御用回路も必要となり部品数、コストの点で不利である
。例えば、最大出力電力レベルを＋３１ｄＢｍ、キャリ
アオフレベルを−６０ｄＢｍとすると、９１ｄＢの減衰
が必要となる。

【００１２】また、（２）の方法では、通常の直交変調
器のキャリアリークは、３０ｄＢ程度であり、変調器の
出力レベルを十分に絞ることは不可能である。したがっ
て、キャリアオフレベルまで出力電力を絞りきることが
不可能となる。上記のように９１ｄＢのキャリアリーク
は実現困難である。本発明は、上記従来の問題点を解決
して簡単な構成によりスペクトラムの拡がりのない線形
化増幅器を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】前記問題点を解決するた
めに、本発明は、入力信号の包絡線検波出力と出力信号
の包絡線検波出力とを比較した比較信号により出力信号
レベルが制御される包絡線帰還方式の線形化増幅器にお
いて、入力信号検波側に、可変減衰器とその可変減衰器
に供給されるバースト制御信号の波形整形回路とを備え
たバースト制御回路を設けたものである。

【００１４】

【作用】本発明によれば、以上のように線形化増幅器を
構成したので、入力信号の包絡線検波出力は可変減衰器
によりバースト制御される。また、波形整形回路は可変
減衰器に供給されるバースト制御信号の波形を滑らかに
整形する。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら詳細に説明する。図１は本発明の実施例による線
形化増幅器を示す構成図である。図から明らかなように
、基本的な構成は図２の線形化増幅器に一点鎖線内のバ
ースト制御回路を追加したものである。

【００１６】まず、線形化増幅器の構成を説明する。線
形化増幅器の入力電力は、電力分割器７を経て、一方は
飽和型増幅器１へ接続される。また、他方は入力側検波
器８、ゲインβ２　の増幅器９を経てバースト制御回路
１０を構成する可変減衰器１１に接続される。飽和型増
幅器１の出力電力の一部は方向性結合器２にて取り出さ
れ、出力側検波器３に接続される。出力側検波器３はゲ
インβ１　の増幅器４を経て、比較器５の反転入力端子
に接続され、その出力は飽和型増幅器１の出力電力制御
端子６にフィードバック電圧として印加される。

【００１７】バースト制御回路１０は可変減衰器１１と
波形整形回路１２から構成される。可変減衰器１１は、
入力端子１１ａ、出力端子１１ｂ、ゲイン制御端子１１
ｃを有している。入力端子１１ａは前記したように増幅
器９の出力に接続され、出力端子１１ｂは、比較器５の
非反転入力端子に接続されている。また、制御端子１１
ｃには波形整形回路１２が接続されている。そして、波
形整形回路１２はバースト制御信号入力端子１３を備え
ている。

【００１８】次に、線形化増幅器の動作を説明するが、
バースト制御回路１０の部分を除いては、従来の線形化
増幅器と同一であるので説明を省略する。したがって、
バースト制御回路１０について詳細に説明する。まず、
バースト制御回路１０を構成する可変減衰器１１の構成
と動作について説明する。

【００１９】図２は本発明の実施例における可変減衰器
の構成図である。本実施例における可変減衰器１１は、
制御端子１１ｃから入力される制御信号レベルによって
入出力間の減衰量を可変できる二つの可変減衰器１１ｄ
，１１ｅと、反転器１１ｆ、減算器１１ｇから構成され
ており、図２のように接続されている。図２において、
入力端子１１ａ点より入力された低周波信号は、一方は
そのまま可変減衰器１１ｄに入力されて制御信号に応じ
て減衰され、他方は反転器１１ｆで反転された後に可変
減衰器１１ｅに入力されて制御信号に応じて減衰される
。減衰を受けた二つの低周波信号は、減算器１１ｇで減
算される。しかしながら、反転された信号を減算するの
で、減算器１１ｇの出力は一つの減衰器出力の２倍の出
力が現れる。

【００２０】一般に、制御信号を用いて減衰量を可変さ
せるような構成の可変減衰器は、出力に制御信号が現れ
る（重畳される）ことが多い。つまり、制御信号の影響
を受けることになる。しかしながら、図２に示すように
、二つの可変減衰器１１ｄ，１１ｅを用いた構成では、
制御信号の影響が減算器１１ｇにより相殺されて出力端
子１１ｂには制御信号の影響が現れない。本実施例は、
上記のような構成の可変減衰器を使用して制御信号の影
響を排除してバースト制御を行うことに大きな特徴があ
る。

【００２１】必要なバースト制御は、図１のバースト制
御信号入力端子１３に、図６に示したようなバースト制
御信号を入力することにより実行される。しかしながら
、図６のような矩形パルスでバースト制御を行うと、出
力電力レベルも急激に変化するため、前述のように瞬時
にスペクトラムが拡がる。これを防止するために、波形
整形回路１２を挿入している。

【００２２】波形整形回路１２は、図３に示すようなオ
ペアンプを用いた２次のアクティブフィルタで構成する
。２次回路のステップ入力応答は、図４のようにそのＱ
値によって波形を任意に設定できる。そして、１次回路
のフィルタに比べて変化が滑らかであり、回路構成も比
較的簡単である。この２次回路を用いることに本実施例
のもう一つの特徴がある。

【００２３】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能で
あり、それらを本発明の範囲から排除するものではない
。

【００２４】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、包絡線帰還方式の線形化増幅器において、入力信
号検波側に、可変減衰器とその可変減衰器に供給される
バースト制御信号の波形整形回路とを備えたバースト制
御回路を設けたので、スペクトラム拡がりのないバース
ト電力制御が可能となる。

【００２５】また、平衡形の可変減衰器とすることによ
り、バースト制御信号自身が線形化増幅器に混入するこ
とが防止できる。したがって、スペクトラムの拡がりの
原因となる包絡線の不連続が発生しなくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例による線形化増幅器の構成図で
ある。

【図２】本発明の実施例における可変減衰器の構成図で
ある。

【図３】本発明の実施例における波形整形回路の回路図
である。

【図４】本発明の実施例における波形整形回路のステッ
プ応答特性図である。

【図５】従来の線形化増幅器の構成図である。

【図６】北米方式のデジタルセルラにおける送信バース
ト制御タイミングの説明図である。

【図７】北米方式のデジタルセルラにおける送信バース
トの規定の説明図である。

【図８】従来のバースト制御方法の説明図である。

【符号の説明】

１　　　　　　　　飽和型増幅器２　　　　　　　　方向性結合器３　　　　　　　　出力側検波器４，９　　　　増幅器５　　　　　　　　比較器６　　　　　　　　出力電力制御端子７　　　　　　　　電力分割器８　　　　　　　　入力側検波器１０　　　　　　バースト制御回路１１　　　　　　可変減衰器１２　　　　　　波形整形回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】　　入力信号の包絡線検波出力と出力信号
の包絡線検波出力とを比較した比較信号により出力信号
レベルが制御される包絡線帰還方式の線形化増幅器にお
いて、前記入力信号検波側に、可変減衰器と該可変減衰
器に供給されるバースト制御信号の波形整形回路とを備
えたバースト制御回路を設けたことを特徴とする線形化
増幅器。
【請求項２】　　可変減衰器として平衡型の可変減衰器
を用いたことを特徴とする請求項１記載の線形化増幅器
。
【請求項３】　　波形整形回路として２次のフィルタ回
路を用いたことを特徴とする請求項１又は２記載の線形
化増幅器。