JPH04286215A - 光レシーバ - Google Patents

光レシーバ

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JPH04286215A
JPH04286215A JP3313118A JP31311891A JPH04286215A JP H04286215 A JPH04286215 A JP H04286215A JP 3313118 A JP3313118 A JP 3313118A JP 31311891 A JP31311891 A JP 31311891A JP H04286215 A JPH04286215 A JP H04286215A
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JP
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amplifier
optical receiver
output
input
transformer
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JP3313118A
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Inventor
Richard J Lisco
リチャード　ジョゼフ　リスコ
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AT&T Corp
Original Assignee
American Telephone and Telegraph Co Inc
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は光受信器（レシーバ）に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術に係るファイバー・トゥ・ザ・
ホーム・システム（すなわち、光ファイバーによって家
庭と接続されているシステム）においては、情報が中央
局端末からリモート端末へ光を媒体として送られ、そし
てそこからさらに遠隔地端末へ送られる。すなわち、通
常縁石あるいは支柱に位置し、いくつかの加入者局にサ
ービスする遠隔地端末へ、そして最終的に利用者宅内に
位置する遠隔地端末へ光を媒体として送られる。各々の
端末には、光信号を電気信号に変換してこの信号を増幅
し、増幅された信号を同軸ケーブルによって利用者へ伝
送するために、光受信器（レシーバ）が設けられる。
【０００３】広帯域アナログＩＭ（強度変調）システム
では、キャリア周波数は通常４０ＭＨｚから６００ＭＨ
ｚの範囲にある。このようなシステムにおいては、線形
（リニア）増幅、雑音、及び信号歪が重要な問題である
。例えば、レシーバ回路の低雑音増幅器の次段の機器と
のインピーダンス整合は、雑音及び歪を追加することな
くなされる必要がある。このようなインピーダンス整合
のためには、従来、エミッタフォロワが使用されている
。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、インピ
ーダンス整合のために従来用いられてきたエミッタフォ
ロワには、直線性を劣化させるという欠点がある。また
、直線性及び雑音は、能動増幅デバイス（例えばトラン
ジスタ）のバイアスに依存したパラメータであるため、
レシーバの能動デバイスの最適待機時動作条件を維持す
ることが益々重要になってきている。
【０００５】従って、本発明の目的は、デバイスの許容
範囲、経時変化、及び温度変化に拘らず、最適バイアス
条件を維持可能な低雑音増幅器を有する、優れた光レシ
ーバを提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、光検出デバイ
ス及び光検出デバイスの出力に接続された増幅器よりな
る光レシーバに係るものである。すなわち、本発明の光
レシーバにおいては、前記増幅器の入力と出力との間に
、能動帰還バイアス制御回路が接続される。さらに、前
記増幅器の出力には、前記増幅器に接続された他のデバ
イスと前記増幅器の出力とのインピーダンス整合を行な
う変圧器（トランス）が接続される。
【０００７】
【実施例】図１は、ファイバー・トゥ・ザ・ホーム・シ
ステムを含むあらゆる種類の光アナログＩＭシステムに
おいて用いられ得るような光レシーバの一実施例を示す
ブロック図である。光入力は光検出デバイス２０に送ら
れる。この光検出デバイス２０は、高度の直線性及び応
答性を有し、歪を最小にして信号対雑音比を最大にする
ようなＰＩＮダイオードである。ＰＩＮダイオードの電
気的出力はＡＣ成分とＤＣ成分とを有している。ＡＣ成
分は、低雑音インピーダンス変換増幅器（低雑音増幅器
）１０の入力に送られ、この低雑音増幅器１０において
、信号電流に比例する信号電圧に変換されると共に、抵
抗Ｒ１によってキャリア周波数の帰還制御が実現される
。低雑音増幅器１０へのバイアスを制御するために、能
動帰還バイアス制御回路１１によってＤＣ帰還経路が実
現されている。
【０００８】低雑音増幅器１０の出力はＰＩＮ減衰器１
２に接続されている。このＰＩＮ減衰器１２は、後述す
るように、増幅されたＲＦ出力信号を一定値に維持する
ように機能する。ＰＩＮ減衰器１２の出力は、増幅器１
３及び１４を介してＲＦ　　Ｏｕｔへ送られ、同軸ケー
ブルによって単一のあるいは複数の利用者へのサービス
を実現する。ＴＡＰにおいては、パイロット信号用バン
ドパスフィルタ１５が、リモート端末によって送られた
パイロット信号を検出する。このパイロット信号は、パ
イロット信号増幅器１６によって増幅され、その結果得
られるＡＣ信号が、ピーク検出器１７によってＤＣに変
換される。自動利得制御１８においては、ピーク検出器
の出力が参照電圧（図示せず）と比較され、その結果得
られる出力によって、ＲＦ　　Ｏｕｔにおいて得られる
信号を一定振幅に保つように、減衰器１２の減衰量が調
節される。ピーク検出器１７からの信号が所定の値を下
回った場合には、信号損失モニタ１９によって、ＬＥＤ
ドライバ２５にアラーム（図示せず）を動作させる信号
が送られる。
【０００９】フォトダイオード２０からのＤＣ成分は、
光信号の振幅を測定する光強度モニタ２１にも送られる
。光強度モニタ２１の出力において生成された電圧は、
低光強度ディテクタ２２によって検出され、所定のスレ
ッショルドと比較される。光強度がスレッショルドを下
回ると、アラーム（図示せず）を起動するために、ＬＥ
Ｄドライバ２３へ信号が送られる。
【００１０】図２は、図１に示されているレシーバの低
雑音増幅器１０及び能動帰還バイアス制御回路１１の詳
細を示す回路図である。この回路は、直結形直流増幅器
として構成されている。低雑音増幅器は、電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１及びバイポーラトランジスタＱ
２を有しており、バイポーラトランジスタＱ２のエミッ
タがＦＥＴＱ１のドレインに直接接続されている。ＦＥ
Ｔのソースは接地されている。バイポーラトランジスタ
Ｑ２のコレクタは、抵抗Ｒ５及びＲ６によって構成され
る電圧分割器を介して演算増幅器３０の非反転入力に接
続されている。端子３１における固定バイアス電圧（こ
の例においては１６ボルト）と、抵抗Ｒ４及びＲ７から
構成される電圧分割器とによって、演算増幅器３０の反
転入力に参照電圧Ｖｒｅｆが与えられる。演算増幅器３
０の出力と反転入力との間にはコンデンサＣ５が接続さ
れ、帰還回路を構成している。
【００１１】演算増幅器３０の出力は、ダイオード３２
、抵抗Ｒ８、及びインダクタＬ２を介して、ＦＥＴＱ１
のゲート及びフォトダイオードのアノードに接続されて
いる。また、ＦＥＴＱ１のゲートには、バイポーラトラ
ンジスタＱ２のコレクタに接続されたコンデンサＣ１と
、このコンデンサＣ１に直列に接続された帰還抵抗Ｒ１
及び可変コンデンサＣ２からなる並列接続回路が接続さ
れている。
【００１２】バイポーラトランジスタＱ２のベースには
、１６ボルトの電源から端子３４に印加され、抵抗Ｒ９
及びＲ１０から構成される電圧分割器、及びＡＣ安定性
を向上させる抵抗Ｒ２を介して決定される一定電圧が、
バイアス電圧として印加される。また、バイポーラトラ
ンジスタＱ２のコレクタには、コンデンサＣ６を介して
変圧器３３の一次巻線が接続されている。変圧器３３の
二次巻線は、ＰＩＮ減衰器１２（図１）へ接続される端
子３５に接続されている。
【００１３】次に、以上のような構成を有する本実施例
の動作について説明する。まず、動作時には、トランジ
スタＱ１及びＱ２が、抵抗Ｒ１とともにインピーダンス
変換増幅器を構成しており、この増幅器が、フォトダイ
オード２０からの信号電流を増幅し、コンデンサＣ６及
び変圧器３３を介してＰＩＮ減衰器へ出力電圧信号を送
る。コンデンサＣ６は、端子３１からのＤＣ電圧を阻止
する機能を有している。変圧器３３は、この増幅器のイ
ンピーダンスをＰＩＮ減衰器のインピーダンスと整合す
る機能を有している。この例においては、変圧器は増幅
器に対しておよそ１５０オームのインピーダンスを有し
ている。インピーダンス整合に広帯域ＲＦ変圧器を用い
ることにより、標準的なエミッタフォロワ回路を用いた
場合と比較して、信号の歪を大幅に低減することが可能
となる（およそ２０ｄＢの改善になる）。この例におい
ては、帯域幅、キャリア対雑音比、及び電力利得に対す
る要求を充足するため、２：１のインピーダンス比を選
択した。なお、変圧器としては、ミニサーキッツ（Ｍｉ
ｎｉｃｉｒｃｕｉｔｓ）社から市販されているＴ２−１
−ＫＫ８１と称される広帯域ＲＦ変圧器を使用した。
【００１４】低雑音増幅器のバイアスは、演算増幅器３
０によって制御される。なぜなら、抵抗Ｒ３の両端に生
成される電圧は、バイポーラトランジスタＱ２のコレク
タ電流の指標であり、この電圧が、抵抗Ｒ５及びＲ６よ
りなる電圧分割器を介して演算増幅器の非反転入力に入
力され、その反転入力におけるＶｒｅｆと比較されるか
らである。そして、演算増幅器３０の帰還回路接続とそ
の利得によって、反転入力における電圧Ｖｒｅｆと非反
転入力における電圧ＶＩＱ２との差が最小化され、バイ
ポーラトランジスタＱ２のコレクタ電流が一定に保たれ
る。例えば、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電
流が小さい場合には、非反転入力の電圧ＶＩＱ２が反転
入力の電圧Ｖｒｅｆに比較して高くなる。この場合には
、演算増幅器３０の出力により、ＦＥＴＱ１のゲートバ
イアス電圧を正の側へ移動させ、ＦＥＴＱ１のチャネル
コンダクタンスを増大させてバイポーラトランジスタＱ
２のエミッタからより多くの電流を流す。バイポーラト
ランジスタＱ２からの電流を増大させることにより、演
算増幅器３０の２つの入力の電圧が等しくなり、演算増
幅器３０の出力が待機状態になるまで、抵抗Ｒ３の電圧
降下を増大させる。同様に、バイポーラトランジスタＱ
２のコレクタ電流が大きい場合には、演算増幅器３０の
非反転入力への電圧ＶＩＱ２が反転入力の電圧Ｖｒｅｆ
に比較して低くなる。この場合には、演算増幅器３０の
出力により、ＦＥＴＱ１のゲートバイアス電圧を負の側
へ移動させ、バイポーラトランジスタＱ２からの電流を
減少させることにより、演算増幅器３０の２つの入力が
等しくなるまで、抵抗Ｒ３の電圧降下を減少させる。 以上の操作によって、バイポーラトランジスタＱ２のコ
レクタ電流が一定に保たれる。さらに、ＦＥＴＱ１のド
レイン電流がバイポーラトランジスタＱ２のエミッタ電
流と抵抗Ｒ１１を流れる一定電流とから構成されている
ために、ＦＥＴＱ１のドレイン電流も制御される。
【００１５】低雑音性能を達成するためには、ＦＥＴＱ
１には、ゲートリーク電流が小さいこと（＜１ｕＡ）、
ゲート対ソース間容量（Ｃｇｓ）が小さいこと（＜１．
５ｐＦ）、及びトランスコンダクタンス（ｇｍ）のゲー
ト対ソース間容量（Ｃｇｓ）に対する比で表される性能
指数が大きいこと（＞１００ｍＳ／ｐＦ）が要求される
。さらに、帰還抵抗（Ｒ１）が総入力雑音電流に直接関
与するため、この抵抗値は、レシーバの帯域幅に対する
要求を満たす範囲でできるだけ大きくする必要がある。 この抵抗値は、通常、５００オームから２０００オーム
の範囲である。
【００１６】広ダイナミックレンジ及び高い直線性を実
現するためには、バイポーラトランジスタＱ２が高い電
力制御能力を有し、かつ高い２次及び３次のインターセ
プトポイントを有することが望ましい。なお、本実施例
においては、トランジスタとして、＋２９ｄＢｍの出力
電力抑圧ポイント（Ｐ１ｄＢ）を有し、３次の相互変調
歪の予測直線が電力利得曲線と交わる点が＋３７ｄＢｍ
であるトランジスタを使用した。
【００１７】そして、上述したパラメータにより、入力
雑音電流５ｐＡ／√Ｈｚ以下（１００ＭＨｚで測定）を
達成し、かつ、５４０ＭＨｚ以上の帯域幅を有するレシ
ーバ回路が得られた。また、２次及び３次歪に関するフ
ロントエンドインターセプトポイントは、それぞれ、＋
２５ｄＢｍ及び＋５５ｄＢｍ以上であった。
【００１８】従って、本実施例においては、２つの独立
した帰還経路（帰還抵抗Ｒ１及び演算増幅器３０によっ
て実現されている）を用いることにより、良好なＡＣ性
能及びＤＣ安定性が得られる。本実施例に係る能動バイ
アス制御回路によれば、デバイスの許容範囲、経時変化
、及び温度変化に拘らず、最適のバイアス条件を維持で
きる。本実施例の回路によって、さらに、受信された光
強度レベルの変動に起因するＤＣバイアスの変位量を補
償することができる。
【００１９】なお、以上の説明は、本発明の一実施例に
関するものであり、この技術分野の当業者であれば、本
発明の種々の変形例が考え得るが、それらはいずれも本
発明の技術的範囲に包含される。また、特許請求の範囲
に記載された参照番号は、発明の容易なる理解のためで
あり、その範囲を制限されるように解釈されるべきでは
ない。
【００２０】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、デ
バイスの許容範囲、経時変化、及び温度変化に拘らず、
最適のバイアス条件を維持可能な低雑音増幅器を有する
、優れた光レシーバを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従う特徴を有する代表的な広帯域光レ
シーバの一実施例を示すブロック図。
【図２】図１の光レシーバのフロントエンド部（低雑音
増幅器及び能動帰還回路）を示す回路図。
【符号の説明】
１０　　低雑音増幅器 １１　　能動帰還バイアス制御回路 １２　　ＰＩＮ減衰器 １３　　増幅器 １４　　増幅器 １５　　パイロット信号用バンドパスフィルタ１６　　
パイロット信号増幅器 １７　　ピーク検出器 １８　　自動利得制御 １９　　信号損失モニタ ２０　　光検出デバイス（フォトダイオード）２１　　
光強度モニタ ２２　　低光強度検出器 ２３　　ＬＥＤドライバ ２５　　ＬＥＤドライバ

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　出力を有する光検出デバイス（２０）
    、及び、前記光検出デバイスの前記出力に接続された入
    力及び出力を有する増幅器（１０）を有する光レシーバ
    において、前記増幅器の前記入力と前記出力との間に接
    続された能動帰還バイアス制御回路（１１）と、前記増
    幅器の前記出力に接続され、前記増幅器の出力と前記増
    幅器に接続された他のデバイスとの整合を行う変圧器（
    ３３）を有することを特徴とする光レシーバ。
  2. 【請求項２】　　前記変圧器を介して前記増幅器の出力
    に接続された減衰器（１２）を有することを特徴とする
    請求項１に記載の光レシーバ。
  3. 【請求項３】　　前記変圧器のインピーダンス比が、お
    よそ２：１であることを特徴とする請求項１に記載の光
    レシーバ。
  4. 【請求項４】　　前記変圧器が、コンデンサ（Ｃ６）を
    介して前記増幅器に接続されたことを特徴とする請求項
    １に記載の光レシーバ。
  5. 【請求項５】　　前記増幅器の前記入力と前記出力との
    間に接続されたＡＣ帰還抵抗（Ｒ１）を有し、このＡＣ
    帰還抵抗の値が、５００オームから２０００オームの範
    囲にあることを特徴とする請求項１に記載の光レシーバ
    。
  6. 【請求項６】　　前記増幅器が、バイポーラトランジス
    タ（Ｑ２）に接続された電界効果トランジスタ（Ｑ１）
    を有することを特徴とする請求項１に記載の光レシーバ
    。
  7. 【請求項７】　　帯域幅が少なくとも５４０ＭＨｚであ
    ることを特徴とする請求項６に記載の光レシーバ。
  8. 【請求項８】　　雑音入力電流が、１００ＭＨｚにおい
    て５ｐＡ／√Ｈｚ以下であることを特徴とする請求項１
    に記載の光レシーバ。
  9. 【請求項９】　　２次及び３次歪に関するインターセプ
    トポイントが、それぞれ、少なくとも＋２５ｄＢｍ及び
    ＋５５ｄＢｍであることを特徴とする請求項１に記載の
    光レシーバ。
  10. 【請求項１０】　　前記能動帰還バイアス制御回路が、
    前記電界効果トランジスタのゲート電圧を調整すること
    によって前記バイポーラトランジスタのコレクタ電流を
    制御することを特徴とする請求項６に記載の光レシーバ
    。
  11. 【請求項１１】　　前記能動帰還バイアス制御回路が、
    演算増幅器（３０）を有し、この演算増幅器の一方の入
    力が、前記バイポーラトランジスタのコレクタに接続さ
    れ、前記演算増幅器の他方の入力が、参照電圧（Ｖｒｅ
    ｆ）を提供するように適合化され、さらに、前記演算増
    幅器の出力が、前記電界効果トランジスタのゲートに接
    続されたことを特徴とする請求項１０に記載の光レシー
    バ。
JP3313118A 1990-11-01 1991-11-01 光レシーバ Pending JPH04286215A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/608,085 US5146079A (en) 1990-11-01 1990-11-01 Broadband optical receiver with active bias feedback circuit
US608085 1990-11-01

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JPH04286215A true JPH04286215A (ja) 1992-10-12

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US (1) US5146079A (ja)
EP (1) EP0484064A3 (ja)
JP (1) JPH04286215A (ja)
KR (1) KR920011116A (ja)
AU (1) AU630829B2 (ja)
CA (1) CA2050506C (ja)
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