JPH04275747A - データ送信装置、および送信された信号点によって表されるデータを復元する方法 - Google Patents
データ送信装置、および送信された信号点によって表されるデータを復元する方法Info
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- JPH04275747A JPH04275747A JP3326679A JP32667991A JPH04275747A JP H04275747 A JPH04275747 A JP H04275747A JP 3326679 A JP3326679 A JP 3326679A JP 32667991 A JP32667991 A JP 32667991A JP H04275747 A JPH04275747 A JP H04275747A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
- H04L25/4975—Correlative coding using Tomlinson precoding, Harashima precoding, Trellis precoding or GPRS
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
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- H04L27/3438—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying generalised cross constellation
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信システムに関し、
特に、通信チャネルにおいて受ける記号間の干渉を補償
する技術に関する。
特に、通信チャネルにおいて受ける記号間の干渉を補償
する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】いわゆる「一般化部分応答信号（ＧＰＲ
Ｓ）」方式に関して多くの研究が行われてきた。この方
式は、通信チャネルにおいて受ける記号間干渉によって
伝送信号が悪影響をうけるのを防ぐために、通信システ
ムにおいて使用される。周知のように、記号間の干渉は
、一般の通信チャネルにはそれを通して伝送された前の
信号が現在の伝送信号を妨害するような記憶が本質的に
あるという事実から起こるものである。ＧＰＲＳ方式で
は、伝送されるべき信号を予め符号化する（以降、予備
符号化と称する）ために、送信機の内部で非線形の濾過
素子が使用され、この予備符号化処理によって、信号に
影響を与えるその後の記号間の干渉が補償される。ＧＰ
ＲＳ方式に関する詳細は、１９７１年５月の「電子光学
レター（Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ．）」第７巻、
５／６号（ｐ．１３８−ｐ．１３９）のＭ．トムリンソ
ン（Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ）による「法の整数論を用
いる新たな自動等価器（Ｎｅｗ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ
ｅｑｕａｌｚｅｒ ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ｍｏｄｕｌｏ
ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ）」；１９７２年８月の「通信
のＩＥＥＥ会報」ＣＯＭ−２０巻（ｐ．７７４−ｐ．７
８０）のＨ．ハラシマ（Ｈａｒａｓｉｍａ）およびＨ．
ミヤカワ（Ｍｉｙａｋａｗａ）による「記号間の干渉を
有するチャネルのための整合化伝送方式（Ｍａｔｃｈｅ
ｄ−ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ
ｆｏｒ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ ｉｎｔｅｒｃｙ
ｍｂｏｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）」；および１９７
６年３月の「通信のＩＥＥＥ会報」Ｃｏｍ−２４巻（ｐ
．３４８−ｐ．３５２）のＪ．メイゾ（Ｍａｚｏ）およ
びＪ．サルツ（Ｓａｌｚ）による「一般化部分応答にお
ける送信電力について（Ｏｎ ｔｈｅ Ｔｒａｎｓｍｉ
ｔｔｅｄ−Ｐｏｗｅｒ ｉｎＧｅｎｅｒａｌｉｚｅｄＰ
ａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）」にあるが、これら
は、参照によりすべてここに包含される。
Ｓ）」方式に関して多くの研究が行われてきた。この方
式は、通信チャネルにおいて受ける記号間干渉によって
伝送信号が悪影響をうけるのを防ぐために、通信システ
ムにおいて使用される。周知のように、記号間の干渉は
、一般の通信チャネルにはそれを通して伝送された前の
信号が現在の伝送信号を妨害するような記憶が本質的に
あるという事実から起こるものである。ＧＰＲＳ方式で
は、伝送されるべき信号を予め符号化する（以降、予備
符号化と称する）ために、送信機の内部で非線形の濾過
素子が使用され、この予備符号化処理によって、信号に
影響を与えるその後の記号間の干渉が補償される。ＧＰ
ＲＳ方式に関する詳細は、１９７１年５月の「電子光学
レター（Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ．）」第７巻、
５／６号（ｐ．１３８−ｐ．１３９）のＭ．トムリンソ
ン（Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ）による「法の整数論を用
いる新たな自動等価器（Ｎｅｗ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ
ｅｑｕａｌｚｅｒ ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ｍｏｄｕｌｏ
ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ）」；１９７２年８月の「通信
のＩＥＥＥ会報」ＣＯＭ−２０巻（ｐ．７７４−ｐ．７
８０）のＨ．ハラシマ（Ｈａｒａｓｉｍａ）およびＨ．
ミヤカワ（Ｍｉｙａｋａｗａ）による「記号間の干渉を
有するチャネルのための整合化伝送方式（Ｍａｔｃｈｅ
ｄ−ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ
ｆｏｒ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ ｉｎｔｅｒｃｙ
ｍｂｏｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）」；および１９７
６年３月の「通信のＩＥＥＥ会報」Ｃｏｍ−２４巻（ｐ
．３４８−ｐ．３５２）のＪ．メイゾ（Ｍａｚｏ）およ
びＪ．サルツ（Ｓａｌｚ）による「一般化部分応答にお
ける送信電力について（Ｏｎ ｔｈｅ Ｔｒａｎｓｍｉ
ｔｔｅｄ−Ｐｏｗｅｒ ｉｎＧｅｎｅｒａｌｉｚｅｄＰ
ａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）」にあるが、これら
は、参照によりすべてここに包含される。
【０００３】信号点が規則的な間隔で配置された多次元
の信号点配置（信号配置）から選択された信号点の伝送
に関して、ＧＰＲＳ方式の使用を伴う従来技術の構造が
ある。これらの従来技術の構造が、選択された信号点を
前記の予備符号化処理を用いて処理した後、結果的に送
信されるべき信号点は、常に、正方形の領域を占める。 結果として、これらの信号点の送信に必要な平均送信電
力は、使用される信号点配置によって必要とされる平均
送信電力よりしばしば高くなってしまう。正方形の形の
信号点配置を使用することによって、平均電力の増加を
避けることはできるが、正方形の信号点配置の大きさは
、Ｎを偶数として、Ｎ２および２Ｎ２個の信号点に限ら
れる。結果として、正方形の信号点配置では、その特別
な大きさのために、所与のチャネル容量を十分に利用す
ることができるとは限らない。
の信号点配置（信号配置）から選択された信号点の伝送
に関して、ＧＰＲＳ方式の使用を伴う従来技術の構造が
ある。これらの従来技術の構造が、選択された信号点を
前記の予備符号化処理を用いて処理した後、結果的に送
信されるべき信号点は、常に、正方形の領域を占める。 結果として、これらの信号点の送信に必要な平均送信電
力は、使用される信号点配置によって必要とされる平均
送信電力よりしばしば高くなってしまう。正方形の形の
信号点配置を使用することによって、平均電力の増加を
避けることはできるが、正方形の信号点配置の大きさは
、Ｎを偶数として、Ｎ２および２Ｎ２個の信号点に限ら
れる。結果として、正方形の信号点配置では、その特別
な大きさのために、所与のチャネル容量を十分に利用す
ることができるとは限らない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って、発明が解決し
ようとする課題は、必要とする平均送信電力が、正方形
の信号点配置のように、ＧＰＲＳ方式と共に使用される
場合の信号点配置によって必要とされる平均信号電力程
度であるような別の信号点配置を与えることである。
ようとする課題は、必要とする平均送信電力が、正方形
の信号点配置のように、ＧＰＲＳ方式と共に使用される
場合の信号点配置によって必要とされる平均信号電力程
度であるような別の信号点配置を与えることである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＧＰＲ
Ｓ方式に関連して使用される信号点配置は、伝送電力の
節約を実現するために、従来の技術におけるような正方
形以外に、種々の形を想定することができる。これらの
種々の形には、５辺以上を有する多角形が含まれる。多
角形の信号点配置の形状のため、ＧＰＲＳ予備符号化の
後に送信されるべき信号点は、そのような形を有する信
号点配置のものとほぼ同じ領域を占める。
Ｓ方式に関連して使用される信号点配置は、伝送電力の
節約を実現するために、従来の技術におけるような正方
形以外に、種々の形を想定することができる。これらの
種々の形には、５辺以上を有する多角形が含まれる。多
角形の信号点配置の形状のため、ＧＰＲＳ予備符号化の
後に送信されるべき信号点は、そのような形を有する信
号点配置のものとほぼ同じ領域を占める。
【０００６】さらに具体的には、現在の多角形の形は、
そのようなある形の信号点配置をその変換されたものと
、付加的な信号点のために間隔を置くことなく平面の到
るとこるで完全に織り混ぜることができるように、設計
される。従って、それらの信号点の送信に必要な平均送
信電力は、その信号点配置によって必要とされる平均信
号電力だけである。
そのようなある形の信号点配置をその変換されたものと
、付加的な信号点のために間隔を置くことなく平面の到
るとこるで完全に織り混ぜることができるように、設計
される。従って、それらの信号点の送信に必要な平均送
信電力は、その信号点配置によって必要とされる平均信
号電力だけである。
【０００７】
【実施例】図１において、データ源１１０は、コンピュ
ータでもよいが、これによって送信機１０に４８４Ｋｂ
／ｓのデータ・ビット流が供給される。この説明のため
の実施例に限って言えば、送信される各チャネル記号は
、５．５データ・ビットを表す。従って、記号速度は、
４８４／５５＝８８ＫＨｚ（または、Ｔ＝１／８８ｍｓ
ごとに１記号）である。送信機１０は、５．５ビット／
記号という小数のビット速度で通信を行い、到来するデ
ータ・ビット流を後述のようにトレリス符号によって符
号化するので、送信機１０の設計に特に関係するのは、
１９９０年７月１０日にウェイ（Ｗｅｉ）に発行された
米国特許第４，９４１，１５４号である。
ータでもよいが、これによって送信機１０に４８４Ｋｂ
／ｓのデータ・ビット流が供給される。この説明のため
の実施例に限って言えば、送信される各チャネル記号は
、５．５データ・ビットを表す。従って、記号速度は、
４８４／５５＝８８ＫＨｚ（または、Ｔ＝１／８８ｍｓ
ごとに１記号）である。送信機１０は、５．５ビット／
記号という小数のビット速度で通信を行い、到来するデ
ータ・ビット流を後述のようにトレリス符号によって符
号化するので、送信機１０の設計に特に関係するのは、
１９９０年７月１０日にウェイ（Ｗｅｉ）に発行された
米国特許第４，９４１，１５４号である。
【０００８】具体的には、送信機１０のスクランブラ１
２０によって、到来するデータ・ビット流を標準的な方
法でスクランブルを施す。結果のビット流は、直列／並
列変換器１３０に供給される。直列／並列変換器１３０
は、２つの記号分のビットを集めて、１１ビットを導線
１３１、１３２、および１３３にそれぞれ３ビット、４
ビット、および４ビットの割合で与える。これらの導線
は、小数ビット速度符号化器１４０および並列／直列グ
ループ変換器１５０を備えた回路に到る。導線１３２お
よび１３３上に現れる８ビットは、実際には符号化器１
４０によって処理されずに、それを直に通過する。導線
１３１の残る３ビットは、内／外符号化器１４１によっ
て処理される。この符号化器は、例えば、導線１４２お
よび１４３に第１および第２のビット対をそれぞれ与え
る単純な論理ゲート構造である。符号化器１４１の入力
および出力は、次の表１に示した関係を有する。
２０によって、到来するデータ・ビット流を標準的な方
法でスクランブルを施す。結果のビット流は、直列／並
列変換器１３０に供給される。直列／並列変換器１３０
は、２つの記号分のビットを集めて、１１ビットを導線
１３１、１３２、および１３３にそれぞれ３ビット、４
ビット、および４ビットの割合で与える。これらの導線
は、小数ビット速度符号化器１４０および並列／直列グ
ループ変換器１５０を備えた回路に到る。導線１３２お
よび１３３上に現れる８ビットは、実際には符号化器１
４０によって処理されずに、それを直に通過する。導線
１３１の残る３ビットは、内／外符号化器１４１によっ
て処理される。この符号化器は、例えば、導線１４２お
よび１４３に第１および第２のビット対をそれぞれ与え
る単純な論理ゲート構造である。符号化器１４１の入力
および出力は、次の表１に示した関係を有する。
【表１】
【０００９】符号化器１４０の出力は、並列／直列グル
ープ変換器１５０に供給される。後者は、第１または第
２のモードで交互に動作する。第１のモードでは、符号
化器１４０は、導線１４２のビット対を並列／直列グル
ープ変換器１５０内部の導線１５２に渡し、また導線１
３２上の４ビットを変換器１５０の導線１５３に渡す。 代わりに、第２のモードでは、符号化器１４０は、導線
１４３のビット対を導線１５２に、導線１３３の４ビッ
トを導線１５３にそれぞれ渡す。何れのモードにおいて
も、導線１５３の４ビットのうちの２ビットが、導線１
５２上のビット対に付いて、導線１５５上で１つの４ビ
ット・ワードを形成する。導線１５５は、９６点２次元
信号点配置・マッパー１８０に到る。同時に、導線１５
３上の残りの２ビットが、２次元トレリス符号化器１７
０に供給される。この符号化器は、この場合、標準的な
２／３級トレリス符号を実施し、同様に信号点配置・マ
ッパー１８０に通じる導線１７１に３ビット・ワードを
生成する。ここで用いられるトレリス符号は、特定の符
号を使用することから生じるシステムの拡大性能を一般
に示す符号化利得を与える。具体的には、符号化利得は
、その特定の符号を利用しているシステムのビット誤り
率がその符号を使用しない同じシステムのそれに等しい
前に、その特定の符号を使用するシステムに対し信号対
雑音比（ＳＮ比）が低下する量として定義される。
ープ変換器１５０に供給される。後者は、第１または第
２のモードで交互に動作する。第１のモードでは、符号
化器１４０は、導線１４２のビット対を並列／直列グル
ープ変換器１５０内部の導線１５２に渡し、また導線１
３２上の４ビットを変換器１５０の導線１５３に渡す。 代わりに、第２のモードでは、符号化器１４０は、導線
１４３のビット対を導線１５２に、導線１３３の４ビッ
トを導線１５３にそれぞれ渡す。何れのモードにおいて
も、導線１５３の４ビットのうちの２ビットが、導線１
５２上のビット対に付いて、導線１５５上で１つの４ビ
ット・ワードを形成する。導線１５５は、９６点２次元
信号点配置・マッパー１８０に到る。同時に、導線１５
３上の残りの２ビットが、２次元トレリス符号化器１７
０に供給される。この符号化器は、この場合、標準的な
２／３級トレリス符号を実施し、同様に信号点配置・マ
ッパー１８０に通じる導線１７１に３ビット・ワードを
生成する。ここで用いられるトレリス符号は、特定の符
号を使用することから生じるシステムの拡大性能を一般
に示す符号化利得を与える。具体的には、符号化利得は
、その特定の符号を利用しているシステムのビット誤り
率がその符号を使用しない同じシステムのそれに等しい
前に、その特定の符号を使用するシステムに対し信号対
雑音比（ＳＮ比）が低下する量として定義される。
【００１０】信号点配置・マッパー１８０の機能は、そ
の入力に応じて、所定の信号点配置から信号点を選択す
ることである。図１に加えて図２も参照する。図２の信
号点配置は、この信号点配置の定義域を定義する十字型
の領域Ｒに規則的な間隔で配置された９６個の信号点を
含む。各信号点は、トレリス符号設計の指示どおりに、
８つの部分集合のうちの１つに属する。これらの８つの
部分集合は、ａ〜ｈと表示されている。実際は、導線１
７１上の３ビット・ワードによって、８つの部分集合の
うち、信号点が選択されるべき元である特定の１つが信
号点配置・マッパー１８０に示される。また、図２には
、信号点に関係付けられたビット・パタンが示されてい
る。各ビット・パタンは４ビットからなる。（図２の信
号点の半数には関係付けられたビット・パタンが明確に
示されていないが、省略されたパタンは、例示されたパ
タンに基づいて容易に決定することができる。つまり、
ビット・パタンが省略された信号点は、元となるものの
回りに１８０°回転することによって得られる相手方と
同じパタンとなる。）従って、信号点配置・マッパー１
８０は、導線１５５上の前記の４ビット・ワードをビッ
ト・パタンのうちの１つと照合することによって既に特
定された部分集合から特定の信号点を選択する。
の入力に応じて、所定の信号点配置から信号点を選択す
ることである。図１に加えて図２も参照する。図２の信
号点配置は、この信号点配置の定義域を定義する十字型
の領域Ｒに規則的な間隔で配置された９６個の信号点を
含む。各信号点は、トレリス符号設計の指示どおりに、
８つの部分集合のうちの１つに属する。これらの８つの
部分集合は、ａ〜ｈと表示されている。実際は、導線１
７１上の３ビット・ワードによって、８つの部分集合の
うち、信号点が選択されるべき元である特定の１つが信
号点配置・マッパー１８０に示される。また、図２には
、信号点に関係付けられたビット・パタンが示されてい
る。各ビット・パタンは４ビットからなる。（図２の信
号点の半数には関係付けられたビット・パタンが明確に
示されていないが、省略されたパタンは、例示されたパ
タンに基づいて容易に決定することができる。つまり、
ビット・パタンが省略された信号点は、元となるものの
回りに１８０°回転することによって得られる相手方と
同じパタンとなる。）従って、信号点配置・マッパー１
８０は、導線１５５上の前記の４ビット・ワードをビッ
ト・パタンのうちの１つと照合することによって既に特
定された部分集合から特定の信号点を選択する。
【００１１】ここで、図２の信号点配置が有する多くの
重要な属性を述べる。これらの属性は、本発明によるＧ
ＰＲＳシステムにおいて使用される信号点配置に共通で
あり、図３によって説明することができる。図３の中心
には、領域Ｒで囲まれた図２の信号点配置がある。各々
が領域Ｒと同じ十字の形をした実質的に無限の信号点配
置が、Ｒを囲んでＸ−Ｙ平面全体に繰り返されている。 細かくみると、これらの囲んでいる信号点配置は、図２
が個々に変換されたものであることが分かる。図３から
分かるように、図２の信号点配置の特別な形のために、
このような信号点配置は、追加の可能性のある信号点の
ために間隔を置くことなく、Ｘ−Ｙ平面全体にわたって
同じ形を有するその変換バージョンと織り混ぜることが
できる。さらに、Ｒ内の信号点およびその変換バージョ
ンは、規則的な間隔で配置された長方形の格子を形成す
る。同様に、ａからｈまでの個々の部分集合の信号点は
、それらの対応する長方形の格子を形成する。前記の属
性は、すべて、ＧＰＲＳ方式と共に使用された場合にト
レリス符号によって与えられる符号化利得を実現するの
に重要である。
重要な属性を述べる。これらの属性は、本発明によるＧ
ＰＲＳシステムにおいて使用される信号点配置に共通で
あり、図３によって説明することができる。図３の中心
には、領域Ｒで囲まれた図２の信号点配置がある。各々
が領域Ｒと同じ十字の形をした実質的に無限の信号点配
置が、Ｒを囲んでＸ−Ｙ平面全体に繰り返されている。 細かくみると、これらの囲んでいる信号点配置は、図２
が個々に変換されたものであることが分かる。図３から
分かるように、図２の信号点配置の特別な形のために、
このような信号点配置は、追加の可能性のある信号点の
ために間隔を置くことなく、Ｘ−Ｙ平面全体にわたって
同じ形を有するその変換バージョンと織り混ぜることが
できる。さらに、Ｒ内の信号点およびその変換バージョ
ンは、規則的な間隔で配置された長方形の格子を形成す
る。同様に、ａからｈまでの個々の部分集合の信号点は
、それらの対応する長方形の格子を形成する。前記の属
性は、すべて、ＧＰＲＳ方式と共に使用された場合にト
レリス符号によって与えられる符号化利得を実現するの
に重要である。
【００１２】図１に戻る。ｎ番目の信号間隔の間に、信
号点配置・マッパー１８０は、値Ｉｎ＋ｉＱｎ（ここで
、ｉ＝（−１）１／２である）を有する複素信号を与え
る。ただし、ＩｎおよびＱｎは、選択された信号点の同
相成分および直交成分をそれぞれ表す。図２の信号点配
置図から、これらの同相および直交の成分は、選択され
た信号点のｘ成分およびｙ成分と同等である。導線１８
１は、一般化部分応答予備符号化器（ＧＰＲＰ）１８５
に到るが、これによって、伝送信号に記号間の干渉が起
こるのを防ぐために、その入力信号にＧＰＲＳ予備符号
化が行われる。
号点配置・マッパー１８０は、値Ｉｎ＋ｉＱｎ（ここで
、ｉ＝（−１）１／２である）を有する複素信号を与え
る。ただし、ＩｎおよびＱｎは、選択された信号点の同
相成分および直交成分をそれぞれ表す。図２の信号点配
置図から、これらの同相および直交の成分は、選択され
た信号点のｘ成分およびｙ成分と同等である。導線１８
１は、一般化部分応答予備符号化器（ＧＰＲＰ）１８５
に到るが、これによって、伝送信号に記号間の干渉が起
こるのを防ぐために、その入力信号にＧＰＲＳ予備符号
化が行われる。
【００１３】ＧＰＲＰ１８５は、減算器１８７、非線形
素子１８９およびｎ次のトランスバーサル・フィルタ１
０９を備えている。減算器１８７は、ｎ次のトランスバ
ーサル・フィルタ１０９から値がｓｎｘ＋ｉｓｎｙの信
号を一方の入力として受信し、前記の導線１８１の複素
信号をもう１つの入力として受信する。減算器１８７は
、減算処理を行った後、値αｎｘ＋ｉαｎｙ＝（Ｉｎ−
ｓｎｘ）＋ｉ（Ｑｎ＋ｓｎｙ）を有する複素信号を非線
形素子１８９に与える。非線形フィルタ１８９は、直ち
にその入力信号に対して非線形関数Ｆを実行する。この
素子によって生成される出力信号の値は、ｖｎｘ＋ｉｖ
ｎｙで示され、次のように定義される。 ｖｎｘ＋ｉｖｎｙ＝Ｆ（αｎｘ＋ｉαｎｙ
） ＝（αｎｘ＋
ｉαｎｙ）＋ｎ１（Ｌ＋ｉ３Ｌ／２）
＋ｎ２（Ｌ−ｉ３Ｌ／２） （１
）ただし、ｎ１およびｎ２は、点（ｖｎｘ，ｖｎｙ）（
即ち、ｘ座標＝ｖｎｘおよびｙ座標＝ｖｎｙを持つ）が
図２の領域Ｒの中にあるように選択された値を有する整
数である。 Ｌは、図２に示したように、領域Ｒの最大幅の１／２で
あると定義される。
素子１８９およびｎ次のトランスバーサル・フィルタ１
０９を備えている。減算器１８７は、ｎ次のトランスバ
ーサル・フィルタ１０９から値がｓｎｘ＋ｉｓｎｙの信
号を一方の入力として受信し、前記の導線１８１の複素
信号をもう１つの入力として受信する。減算器１８７は
、減算処理を行った後、値αｎｘ＋ｉαｎｙ＝（Ｉｎ−
ｓｎｘ）＋ｉ（Ｑｎ＋ｓｎｙ）を有する複素信号を非線
形素子１８９に与える。非線形フィルタ１８９は、直ち
にその入力信号に対して非線形関数Ｆを実行する。この
素子によって生成される出力信号の値は、ｖｎｘ＋ｉｖ
ｎｙで示され、次のように定義される。 ｖｎｘ＋ｉｖｎｙ＝Ｆ（αｎｘ＋ｉαｎｙ
） ＝（αｎｘ＋
ｉαｎｙ）＋ｎ１（Ｌ＋ｉ３Ｌ／２）
＋ｎ２（Ｌ−ｉ３Ｌ／２） （１
）ただし、ｎ１およびｎ２は、点（ｖｎｘ，ｖｎｙ）（
即ち、ｘ座標＝ｖｎｘおよびｙ座標＝ｖｎｙを持つ）が
図２の領域Ｒの中にあるように選択された値を有する整
数である。 Ｌは、図２に示したように、領域Ｒの最大幅の１／２で
あると定義される。
【００１４】非線形素子１８９の出力は、導線１９２に
現れ、後述のように複素整形フィルタ１９０によって処
理される。この出力信号も、Ｍ次のトランスバーサル・
フィルタ１９０に帰還される。フィルタ１９０は、前記
の値ｓｎｘ＋ｉｓｎｙを有する信号を生成する。この値
は、次の式によって定義される。 ｓｎｘ＋ｉｓｎｙ＝（ＰｎｔＢｎ）
（２）この表現において、Ｂｎは、Ｍｘ
１の行列、即ちベクトルであり、トランスバーサル・フ
ィルタ１９０への最近のＭ個の入力からなる。つまり、
現れ、後述のように複素整形フィルタ１９０によって処
理される。この出力信号も、Ｍ次のトランスバーサル・
フィルタ１９０に帰還される。フィルタ１９０は、前記
の値ｓｎｘ＋ｉｓｎｙを有する信号を生成する。この値
は、次の式によって定義される。 ｓｎｘ＋ｉｓｎｙ＝（ＰｎｔＢｎ）
（２）この表現において、Ｂｎは、Ｍｘ
１の行列、即ちベクトルであり、トランスバーサル・フ
ィルタ１９０への最近のＭ個の入力からなる。つまり、
【数１】
ただし、Ｍは、有限の整数である。Ｍの値は、使用され
るチャネルの特性に基づいて決定される。（この実施例
では、チャネルは、例えば、顧客の構内を中央オフィス
に接続する標準的な電話ケーブル網で使用される型の「
ローカル・ループ（市内加入者線）」であり、通常はブ
リッジ・タップのない最長１８Ｋフィート（約５．５Ｋ
ｍ）、太さ２４ゲージの２線ケーブルである。このよう
なローカル・ループに関係付けられたＭの値は、実験的
に７と決められている。）
るチャネルの特性に基づいて決定される。（この実施例
では、チャネルは、例えば、顧客の構内を中央オフィス
に接続する標準的な電話ケーブル網で使用される型の「
ローカル・ループ（市内加入者線）」であり、通常はブ
リッジ・タップのない最長１８Ｋフィート（約５．５Ｋ
ｍ）、太さ２４ゲージの２線ケーブルである。このよう
なローカル・ループに関係付けられたＭの値は、実験的
に７と決められている。）
【００１５】Ｐｎは、トランスバーサル・フィルタ１９
０に関係付けられたＭ個のタップ係数の組からなるＭｘ
１のベクトルまたは行列である。つまり、
０に関係付けられたＭ個のタップ係数の組からなるＭｘ
１のベクトルまたは行列である。つまり、
【数２】
ただし、ｐｎ−１ｘ＋ｉｐｎ−１ｙ、ｐｎ−２ｘ＋ｉｐ
ｎ−２ｙ・・・ｐｎ−Ｍｘ＋ｉｐｎ−Ｍｙは、それぞれ
Ｍ個のタップ係数として使用される複素数である。（式
（２）において使用した肩字ｔは、行列の転置操作を示
し、この場合、Ｍｘ１のベクトルＰｎは、行列のかけ算
のために１ｘＭのベクトルへと転置される。）
ｎ−２ｙ・・・ｐｎ−Ｍｘ＋ｉｐｎ−Ｍｙは、それぞれ
Ｍ個のタップ係数として使用される複素数である。（式
（２）において使用した肩字ｔは、行列の転置操作を示
し、この場合、Ｍｘ１のベクトルＰｎは、行列のかけ算
のために１ｘＭのベクトルへと転置される。）
【００１６】予備符号化処理の過程において、ＧＰＲＰ
１８５は、それぞれの同相成分および直交成分の各入力
ではなくｖｎｘおよびｖｎｙの各々によって推定できる
さらに別の値を通常のように表す。従って、ｖｎｘおよ
びｖｎｙは、それらの成分の入力より信号点のｘ成分お
よびｙ成分をそれぞれ表す。つまり、予備符号化の後、
ｖｎｘおよびｖｎｙは、組合わさって、図２の信号点配
置において定義された信号点より、伝送されるべき信号
点を表す。 尚、ここで、従来の技術では、これらの送信のための信
号点は、以下において「ＧＰＲＳ処理された信号点」と
称するが、通常、２Ｌｘ２Ｌの大きさの正方形の領域を
占めることに注意を要する。これらのＧＰＲＳ処理され
た信号点では、正方形以外の形を有する従来技術の信号
点配置によって必要とされる平均信号電力より高い平均
送信電力が必要となり不都合である。これに対して、本
発明によれば、領域Ｒの形（４以上の辺を有する多角形
）の信号点配置を使用するため、ＧＰＲＳ処理された信
号点は、従来の技術の場合のように２Ｌｘ２Ｌの正方形
ではなく、Ｒと同じ領域を占める。この場合の平均送信
電力は、図２の信号点配置によって必要とされる平均信
号電力ほどに過ぎず好都合である。
１８５は、それぞれの同相成分および直交成分の各入力
ではなくｖｎｘおよびｖｎｙの各々によって推定できる
さらに別の値を通常のように表す。従って、ｖｎｘおよ
びｖｎｙは、それらの成分の入力より信号点のｘ成分お
よびｙ成分をそれぞれ表す。つまり、予備符号化の後、
ｖｎｘおよびｖｎｙは、組合わさって、図２の信号点配
置において定義された信号点より、伝送されるべき信号
点を表す。 尚、ここで、従来の技術では、これらの送信のための信
号点は、以下において「ＧＰＲＳ処理された信号点」と
称するが、通常、２Ｌｘ２Ｌの大きさの正方形の領域を
占めることに注意を要する。これらのＧＰＲＳ処理され
た信号点では、正方形以外の形を有する従来技術の信号
点配置によって必要とされる平均信号電力より高い平均
送信電力が必要となり不都合である。これに対して、本
発明によれば、領域Ｒの形（４以上の辺を有する多角形
）の信号点配置を使用するため、ＧＰＲＳ処理された信
号点は、従来の技術の場合のように２Ｌｘ２Ｌの正方形
ではなく、Ｒと同じ領域を占める。この場合の平均送信
電力は、図２の信号点配置によって必要とされる平均信
号電力ほどに過ぎず好都合である。
【００１７】導線１９２の信号は、複素整形フィルタ１
９５に印加される。フィルタ１９５は、いわゆる「無搬
送波ＡＭ／ＰＭ」信号である通過域の信号を生成する。 複素整形フィルタ１９５は、実施する上で、２つの有限
インパルス応答デジタル・フィルタ−−−導線１９２の
複素信号の実部および虚部をそれぞれ処理する同相フィ
ルタおよび直交位相フィルタ−−−を備えている。これ
らのフィルタの各々は、トランスバーサル・フィルタと
して実現される。フィルタ１９１および１９４は、これ
らの位相特性が互いにπ／２だけ差異があるという点が
、互いに異なるだけである。この位相差によって、受信
機は、導線１９２の信号の実部および虚部を別々に再構
成することができるようになる。フィルタ１９１および
１９４の出力は、加算器１９３で結合されて、伝送され
る信号のデジタル版を与える。
９５に印加される。フィルタ１９５は、いわゆる「無搬
送波ＡＭ／ＰＭ」信号である通過域の信号を生成する。 複素整形フィルタ１９５は、実施する上で、２つの有限
インパルス応答デジタル・フィルタ−−−導線１９２の
複素信号の実部および虚部をそれぞれ処理する同相フィ
ルタおよび直交位相フィルタ−−−を備えている。これ
らのフィルタの各々は、トランスバーサル・フィルタと
して実現される。フィルタ１９１および１９４は、これ
らの位相特性が互いにπ／２だけ差異があるという点が
、互いに異なるだけである。この位相差によって、受信
機は、導線１９２の信号の実部および虚部を別々に再構
成することができるようになる。フィルタ１９１および
１９４の出力は、加算器１９３で結合されて、伝送され
る信号のデジタル版を与える。
【００１８】導線１９２の信号によって表される信号点
に応じて通過域の信号を生成するために複素整形フィル
タ１９５内部でとられる方法は、直交（または求積型）
振幅変調（ＱＡＭ）のような、例えば音声帯域モデムで
一般に使用される変調方式とは異なる点に注意を要する
。具体的には、後者においては、搬送波周波数に依存す
る角度による記号の回転が（実施方法により）明白に起
こったり、暗黙のうちに起こったりする。しかし、無搬
送波ＡＭ／ＰＭについては、そのような明白な回転も暗
黙の回転も行われない。これは重要なことである。なぜ
なら、搬送周波数と記号期間Ｔとの間に整数関係が、偶
然に無い（これは、搬送周波数および記号期間の値が送
信機構の性能を全体として最適にするように選択されて
いれば、起こりそうにない）とすれば、前記の回転操作
には、容易ならぬ乗算を伴い、これによって送信機に相
当の費用が加わることになるからである。さらに、無搬
送波ＡＭ／ＰＭには、受信機における処理が、例えば、
ＱＡＭより単純であるという利点がある。さらに、無搬
送波ＡＭ／ＰＭは、受信機で行われるアナログ／デジタ
ル変換において導入されるような非直線性に対し潜在的
に比較的丈夫である。
に応じて通過域の信号を生成するために複素整形フィル
タ１９５内部でとられる方法は、直交（または求積型）
振幅変調（ＱＡＭ）のような、例えば音声帯域モデムで
一般に使用される変調方式とは異なる点に注意を要する
。具体的には、後者においては、搬送波周波数に依存す
る角度による記号の回転が（実施方法により）明白に起
こったり、暗黙のうちに起こったりする。しかし、無搬
送波ＡＭ／ＰＭについては、そのような明白な回転も暗
黙の回転も行われない。これは重要なことである。なぜ
なら、搬送周波数と記号期間Ｔとの間に整数関係が、偶
然に無い（これは、搬送周波数および記号期間の値が送
信機構の性能を全体として最適にするように選択されて
いれば、起こりそうにない）とすれば、前記の回転操作
には、容易ならぬ乗算を伴い、これによって送信機に相
当の費用が加わることになるからである。さらに、無搬
送波ＡＭ／ＰＭには、受信機における処理が、例えば、
ＱＡＭより単純であるという利点がある。さらに、無搬
送波ＡＭ／ＰＭは、受信機で行われるアナログ／デジタ
ル変換において導入されるような非直線性に対し潜在的
に比較的丈夫である。
【００１９】複素整形フィルタ１９５の出力は、Ｄ／Ａ
変換器１９６によってアナログ形式に変換され、次の、
この出力は、低域通過フィルタ１９７を通って、所望の
信号より高い周波数イメージが除去される。結果として
のアナログ信号は、前記のように、例えば、電話のロー
カル・ループなどのチャネル１９８に加えられる。
変換器１９６によってアナログ形式に変換され、次の、
この出力は、低域通過フィルタ１９７を通って、所望の
信号より高い周波数イメージが除去される。結果として
のアナログ信号は、前記のように、例えば、電話のロー
カル・ループなどのチャネル１９８に加えられる。
【００２０】図４において、チャネル１９８のアナログ
信号は、受信機で受信され、低域通過フィルタ４０１に
よって、送信信号のスペクトラムの公称以上の周波数の
エネルギーが受信信号から除去される。結果の信号は、
後続のＡ／Ｄ変換器１４８の精度を最大限に利用するよ
うに入力に与えられる利得を調節するためにプログラム
できる利得制御回路４０３に移る。このＡ／Ｄ変換器は
、毎秒３／Ｔ標本の割合で受信信号の標本を生成する。 Ｔ／３線形等価器４０９により、これらの標本から、チ
ャネル１９８で受けた記号間干渉、いわゆる「プリカー
ソル」が除去される。この目的のために、標本ｒ１ｎ、
ｒ２ｎおよびｒ３ｎが、線形等価器４０９に印加される
。この等価器４０９は、通常の設計のもので、例えば、
１９７５年２月２５日にグィドクス（Ｇｕｉｄｏｕｘ）
に発行された米国特許第３，８６８，６０３号（ここに
参照によって取り入れた）に開示された型のものでもよ
い。線形等価器４０９は、各記号期間Ｔの間に１つ以上
の入力を受信し処理するので、「機能的に区切られた」
等価器と称する。これは、さらに具体的には、記号期間
ごとに３の割合で入力を受け付けて処理し、Ｔ／３のい
わゆる「タップ」間隔を持つので、Ｔ／３型の機能的に
区切られた等価器と称する。Ｔ／３線形等価器４０９の
出力は、記号期間ごとに１回ずつ導線４１０に生成され
、ｅｑｎｘおよびｅｑｎｙをそれぞれ実部および虚部と
する複素数値ＥＱｎを有する。
信号は、受信機で受信され、低域通過フィルタ４０１に
よって、送信信号のスペクトラムの公称以上の周波数の
エネルギーが受信信号から除去される。結果の信号は、
後続のＡ／Ｄ変換器１４８の精度を最大限に利用するよ
うに入力に与えられる利得を調節するためにプログラム
できる利得制御回路４０３に移る。このＡ／Ｄ変換器は
、毎秒３／Ｔ標本の割合で受信信号の標本を生成する。 Ｔ／３線形等価器４０９により、これらの標本から、チ
ャネル１９８で受けた記号間干渉、いわゆる「プリカー
ソル」が除去される。この目的のために、標本ｒ１ｎ、
ｒ２ｎおよびｒ３ｎが、線形等価器４０９に印加される
。この等価器４０９は、通常の設計のもので、例えば、
１９７５年２月２５日にグィドクス（Ｇｕｉｄｏｕｘ）
に発行された米国特許第３，８６８，６０３号（ここに
参照によって取り入れた）に開示された型のものでもよ
い。線形等価器４０９は、各記号期間Ｔの間に１つ以上
の入力を受信し処理するので、「機能的に区切られた」
等価器と称する。これは、さらに具体的には、記号期間
ごとに３の割合で入力を受け付けて処理し、Ｔ／３のい
わゆる「タップ」間隔を持つので、Ｔ／３型の機能的に
区切られた等価器と称する。Ｔ／３線形等価器４０９の
出力は、記号期間ごとに１回ずつ導線４１０に生成され
、ｅｑｎｘおよびｅｑｎｙをそれぞれ実部および虚部と
する複素数値ＥＱｎを有する。
【００２１】チャネル１９８は、ローカル・ループであ
るが、他の多くのチャネルのように、伝送ケーブルの内
部で漏話によって起こる「白色」というより大部分は「
有色」の伝送信号点の雑音に関与する。しかし、例えば
、本発明の実施例において使用される符号を含め、遡る
ように開発されたトレリス符号は、「白色」雑音のある
ときに符号化利得を与えることが知られている。従って
、使用されるトレリス符号の完全な符号化利得を十分実
現するために、復号器４１５によって処理されるべくト
レリス符号化された信号に現れる雑音は、信号が復号さ
れる前に白色化する必要がある。
るが、他の多くのチャネルのように、伝送ケーブルの内
部で漏話によって起こる「白色」というより大部分は「
有色」の伝送信号点の雑音に関与する。しかし、例えば
、本発明の実施例において使用される符号を含め、遡る
ように開発されたトレリス符号は、「白色」雑音のある
ときに符号化利得を与えることが知られている。従って
、使用されるトレリス符号の完全な符号化利得を十分実
現するために、復号器４１５によって処理されるべくト
レリス符号化された信号に現れる雑音は、信号が復号さ
れる前に白色化する必要がある。
【００２２】この目的のために、導線４１０の複素信号
は、信号中の雑音を白色化する通常のＭ＋１次トランス
バーサル・フィルタ４１１に入力される。このように、
トランスバーサル・フィルタ４１１は、白色であること
が保証された雑音成分を有する出力信号を導線４１２に
与える。この出力信号は、次の式によって定義される複
素数値Ｚｎを有する。
は、信号中の雑音を白色化する通常のＭ＋１次トランス
バーサル・フィルタ４１１に入力される。このように、
トランスバーサル・フィルタ４１１は、白色であること
が保証された雑音成分を有する出力信号を導線４１２に
与える。この出力信号は、次の式によって定義される複
素数値Ｚｎを有する。
【数３】
この式において、ｚｎｘおよびｚｎｙは、それぞれＺｎ
の実部および虚部である。ｅｑｎｘ、ｅｑｎｙ、および
Ｐｎは、既に定義済みであり、さらにＵｎは、Ｍｘ１行
列またはベクトルであり、線形等価器４０９の最近のＭ
個の複素出力標本からなる。つまり、
の実部および虚部である。ｅｑｎｘ、ｅｑｎｙ、および
Ｐｎは、既に定義済みであり、さらにＵｎは、Ｍｘ１行
列またはベクトルであり、線形等価器４０９の最近のＭ
個の複素出力標本からなる。つまり、
【数４】
【００２３】ここで、トランスバーサル・フィルタ４１
１によって行われる前記の白色化過程によって、記号間
の干渉、即ち、具体的にはいわゆる「ポストカーソル」
が付随物としてフィルタ４１１の出力信号に導入される
ことに注意を要する。しかし、これらの「ポストカーソ
ル」の生成は、送信機において前記のＧＰＲＳ予備符号
化を用いることによって防止される。
１によって行われる前記の白色化過程によって、記号間
の干渉、即ち、具体的にはいわゆる「ポストカーソル」
が付随物としてフィルタ４１１の出力信号に導入される
ことに注意を要する。しかし、これらの「ポストカーソ
ル」の生成は、送信機において前記のＧＰＲＳ予備符号
化を用いることによって防止される。
【００２４】導線４１２の複素信号は、データ復元部４
５に印加され、そこで、この複素信号は、非線形素子４
１３によってＧＰＲＳ方式に従って処理される。非線形
素子４１３は、図１の非線形素子１８９と同じである。 非線形素子４１３から結果的に得られる信号は、入力信
号に対しビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムを用い
てトレリス復号を行うビタビ復号器４１５に供給される
。このアルゴリズムは、送信された信号点が何であった
かについて、「最尤」決定を生成する。特に、ビタビ・
アルゴリズムは、いわゆる「許された」信号点からなる
基準信号点配置の部分集合の各々から信号点を標準的な
方法で特定する。そのような信号点は、その部分集合の
中の他のすべての信号点のうちで、前記の到来する信号
のそれぞれの実部および虚部によって表される点に（ユ
ークリッド距離で）最も近いと特定される。本発明の構
造が非線形素子４１３を伴うという事実のために、この
例において最も近い信号点を特定するビタビ・アルゴリ
ズムによって使用される基準信号点配置は、ビタビ・ア
ルゴリズムが通常参照する図２とは異なる。ここにおけ
る基準信号点配置は、図５に例示したような図２を拡大
したものでなければならない。（ビタビ・アルゴリズム
の詳細は、参照によりここに取り入れた１９７３年３月
のＩＥＥＥ会報、第７６１号ｐ．２６８−ｐ．２７８の
Ｇ．Ｄ．フォーニィ（Ｆｏｒｎｅｙ）による「ビタビ・
アルゴリズム（Ｔｈｅ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉ
ｔｈｍ）」にある。）図５には、中央に領域Ｒを占める
図２の信号点配置があり、領域Ｒの周囲に追加の１０４
個の信号点がある。図５を詳細にみると、この拡大され
た信号点配置は、図３の中央から切り取った部分である
ことが分かる。さらに、図５の許された各信号点は、部
分集合の関連付けと４ビットのパタンとによって特定さ
れる。図５の信号点の半数のビット・パタンは、明確に
示していないが、それらの信号点は、１８０度の回転に
よって得られる相手方の例示されたパタンと同じである
。
５に印加され、そこで、この複素信号は、非線形素子４
１３によってＧＰＲＳ方式に従って処理される。非線形
素子４１３は、図１の非線形素子１８９と同じである。 非線形素子４１３から結果的に得られる信号は、入力信
号に対しビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムを用い
てトレリス復号を行うビタビ復号器４１５に供給される
。このアルゴリズムは、送信された信号点が何であった
かについて、「最尤」決定を生成する。特に、ビタビ・
アルゴリズムは、いわゆる「許された」信号点からなる
基準信号点配置の部分集合の各々から信号点を標準的な
方法で特定する。そのような信号点は、その部分集合の
中の他のすべての信号点のうちで、前記の到来する信号
のそれぞれの実部および虚部によって表される点に（ユ
ークリッド距離で）最も近いと特定される。本発明の構
造が非線形素子４１３を伴うという事実のために、この
例において最も近い信号点を特定するビタビ・アルゴリ
ズムによって使用される基準信号点配置は、ビタビ・ア
ルゴリズムが通常参照する図２とは異なる。ここにおけ
る基準信号点配置は、図５に例示したような図２を拡大
したものでなければならない。（ビタビ・アルゴリズム
の詳細は、参照によりここに取り入れた１９７３年３月
のＩＥＥＥ会報、第７６１号ｐ．２６８−ｐ．２７８の
Ｇ．Ｄ．フォーニィ（Ｆｏｒｎｅｙ）による「ビタビ・
アルゴリズム（Ｔｈｅ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉ
ｔｈｍ）」にある。）図５には、中央に領域Ｒを占める
図２の信号点配置があり、領域Ｒの周囲に追加の１０４
個の信号点がある。図５を詳細にみると、この拡大され
た信号点配置は、図３の中央から切り取った部分である
ことが分かる。さらに、図５の許された各信号点は、部
分集合の関連付けと４ビットのパタンとによって特定さ
れる。図５の信号点の半数のビット・パタンは、明確に
示していないが、それらの信号点は、１８０度の回転に
よって得られる相手方の例示されたパタンと同じである
。
【００２５】再び図４において、ビタビ復号器４１５は
、最尤決定を表す信号を記号／ビット変換器４１７に与
える。この変換器は、送信機１０の信号点配置・マッパ
ー１８０に対する逆関数を実行し、それによって、送信
された信号点によって表されたデジタル・ビットを復元
する。具体的には、各信号期間に、変換器４１７は、直
列／並列グループ逆変換器４１８に、送信機１０の導線
１５２および１５３上の６ビットに対応する６並列ビッ
ト・ワードを与える。直列／並列グループ逆変換器４１
８は、そのような６並列ビット・ワードを受信して、そ
れらを対にして処理する。ワードの中の１対の各々にお
ける最初の２ビットが、内／外復号器４２１に与えられ
る。その対の各々の残りの４ビットは、並列／直列変換
器４２５に与えられる。その入力に応じて、内／外復号
器４２１は、図１の内／外符号化器１４１に対する逆関
数を実行し、それによって、並列／直列変換器４２５に
も３並列ビットを与える。この変換器は、スクランブル
を解除するデスクランブラ４２７への直列ビット流を供
給する。スクランブル解除されたビット流は、例えば、
コンピュータ端末などのデータ消費装置４２９に直ちに
供給される。
、最尤決定を表す信号を記号／ビット変換器４１７に与
える。この変換器は、送信機１０の信号点配置・マッパ
ー１８０に対する逆関数を実行し、それによって、送信
された信号点によって表されたデジタル・ビットを復元
する。具体的には、各信号期間に、変換器４１７は、直
列／並列グループ逆変換器４１８に、送信機１０の導線
１５２および１５３上の６ビットに対応する６並列ビッ
ト・ワードを与える。直列／並列グループ逆変換器４１
８は、そのような６並列ビット・ワードを受信して、そ
れらを対にして処理する。ワードの中の１対の各々にお
ける最初の２ビットが、内／外復号器４２１に与えられ
る。その対の各々の残りの４ビットは、並列／直列変換
器４２５に与えられる。その入力に応じて、内／外復号
器４２１は、図１の内／外符号化器１４１に対する逆関
数を実行し、それによって、並列／直列変換器４２５に
も３並列ビットを与える。この変換器は、スクランブル
を解除するデスクランブラ４２７への直列ビット流を供
給する。スクランブル解除されたビット流は、例えば、
コンピュータ端末などのデータ消費装置４２９に直ちに
供給される。
【００２６】本発明による第２の実施例は、図６に示し
た送信機６０を備えている。ここで、データは、４０Ｋ
Ｈｚの記号速度で（または、記号間隔＝１／４０ｍｓの
割合で）４８０Ｋｂ／ｓで送信される。従って、この説
明のための実施例における各記号は、１２データ・ビッ
トを表す。さらに、各記号は、４次元であり、１対の信
号点として表すことができる。この対の信号点は、それ
ぞれ持続時間１／８０ｍｓの２つの個々の信号期間中に
送信される。
た送信機６０を備えている。ここで、データは、４０Ｋ
Ｈｚの記号速度で（または、記号間隔＝１／４０ｍｓの
割合で）４８０Ｋｂ／ｓで送信される。従って、この説
明のための実施例における各記号は、１２データ・ビッ
トを表す。さらに、各記号は、４次元であり、１対の信
号点として表すことができる。この対の信号点は、それ
ぞれ持続時間１／８０ｍｓの２つの個々の信号期間中に
送信される。
【００２７】送信機６０の回路要素の多くは、図１の送
信機１０のものと同じか類似したものである。従って、
例えば、データ源６１０は、４８０Ｋｂ／ｓのデータ・
ビット流を送信機６０に供給し、そのスクランブラ６０
が、到来するビット流をスクランブルする。直列／並列
変換器６３０は、各記号期間に１回ずつ、スクランブル
されたビット流から１２ビットのグループを集める。変
換器６３０は、次に、１２並列ビット・ワードを符号化
器６４０に与える。このワードの６ビットが、導線６４
７および６４９に現れ、各導線が３ビットの等しい割り
当てを持っている。残りの６ビットが、内／外符号化器
６４１および４次元トレリス符号化器６７０によってそ
れぞれ処理される２つの３ビット・サブワードを形成す
る。符号化器６４１は、図１の内／外符号化器１４１と
構造的に同じであるが、それぞれの導線６４３および６
４５に２つのビット対を生成する。４次元トレリス符号
化器６７０によって、標準的な３／４トレリス符号が実
施され、それぞれの導線６５１および６５３に２つのビ
ット対が生成される。
信機１０のものと同じか類似したものである。従って、
例えば、データ源６１０は、４８０Ｋｂ／ｓのデータ・
ビット流を送信機６０に供給し、そのスクランブラ６０
が、到来するビット流をスクランブルする。直列／並列
変換器６３０は、各記号期間に１回ずつ、スクランブル
されたビット流から１２ビットのグループを集める。変
換器６３０は、次に、１２並列ビット・ワードを符号化
器６４０に与える。このワードの６ビットが、導線６４
７および６４９に現れ、各導線が３ビットの等しい割り
当てを持っている。残りの６ビットが、内／外符号化器
６４１および４次元トレリス符号化器６７０によってそ
れぞれ処理される２つの３ビット・サブワードを形成す
る。符号化器６４１は、図１の内／外符号化器１４１と
構造的に同じであるが、それぞれの導線６４３および６
４５に２つのビット対を生成する。４次元トレリス符号
化器６７０によって、標準的な３／４トレリス符号が実
施され、それぞれの導線６５１および６５３に２つのビ
ット対が生成される。
【００２８】各信号期間中に、符号化器６４０は、導線
６４３、６４７および６５１上の７ビットの組み合わせ
、および導線６４５、６４９および６５３上の７ビット
の組み合わせを片方ずつ交互に９６点２次元信号点配置
・マッパー６８０に供給する。図６のほか図７も参照す
る。図７における２次元信号点配置は、この信号点配置
の定義域を定める領域Ｒ’の中に規則的な間隔で配置さ
れた９６個の信号点を含む。注目すべきことは、この２
次元信号点配置の形も、やはり５辺以上を有する多角形
であり、さらに、やはりこの形状によって、この信号点
配置およびこれを変換したものが、追加の可能性のある
信号点のために間隔を置くことなく、Ｘ−Ｙ平面全体に
わたって完全に混ざり合うことが可能となる。
６４３、６４７および６５１上の７ビットの組み合わせ
、および導線６４５、６４９および６５３上の７ビット
の組み合わせを片方ずつ交互に９６点２次元信号点配置
・マッパー６８０に供給する。図６のほか図７も参照す
る。図７における２次元信号点配置は、この信号点配置
の定義域を定める領域Ｒ’の中に規則的な間隔で配置さ
れた９６個の信号点を含む。注目すべきことは、この２
次元信号点配置の形も、やはり５辺以上を有する多角形
であり、さらに、やはりこの形状によって、この信号点
配置およびこれを変換したものが、追加の可能性のある
信号点のために間隔を置くことなく、Ｘ−Ｙ平面全体に
わたって完全に混ざり合うことが可能となる。
【００２９】この２次元信号点配置の各信号点は、使用
したトレリス符号の設計によって指示されるように、４
つの部分集合のうちの１つに属する。これらの４つの部
分集合をａ、ｂ、ｃおよびｄと表す。また、図７には、
信号点に関係付けられたビット・パタンも示した。これ
らのビット・パタンは、それぞれ５ビットからなる。 （図７における信号点の３／４に対して関係付けられた
ビット・パタンは、示していないが、省略したパタンは
、例示したパタンを元に容易に決定することができる。 つまり、パタンが省略された信号点は、９０度の回転に
よって得られる相手と同じパタンとなる。）各信号期間
中に、信号点配置・マッパー６８０は、受信した７ビッ
トのワードを用いて、信号点配置から特定の信号点を選
択する。このため、４つの部分集合のうち信号点が選択
されるべきものを特定するために、導線６５１または導
線６５３の一方からの７ビット・ワードの中のビット対
が使用される。さらに、７ビット・ワードの中の残りの
５ビットを用いて、それらのビットをその特定の信号点
に関係付けられたビット・パタンと照合することによっ
て、既に特定された部分集合から特定の信号点を特定す
る。
したトレリス符号の設計によって指示されるように、４
つの部分集合のうちの１つに属する。これらの４つの部
分集合をａ、ｂ、ｃおよびｄと表す。また、図７には、
信号点に関係付けられたビット・パタンも示した。これ
らのビット・パタンは、それぞれ５ビットからなる。 （図７における信号点の３／４に対して関係付けられた
ビット・パタンは、示していないが、省略したパタンは
、例示したパタンを元に容易に決定することができる。 つまり、パタンが省略された信号点は、９０度の回転に
よって得られる相手と同じパタンとなる。）各信号期間
中に、信号点配置・マッパー６８０は、受信した７ビッ
トのワードを用いて、信号点配置から特定の信号点を選
択する。このため、４つの部分集合のうち信号点が選択
されるべきものを特定するために、導線６５１または導
線６５３の一方からの７ビット・ワードの中のビット対
が使用される。さらに、７ビット・ワードの中の残りの
５ビットを用いて、それらのビットをその特定の信号点
に関係付けられたビット・パタンと照合することによっ
て、既に特定された部分集合から特定の信号点を特定す
る。
【００３０】選択された信号点は、複素信号によって表
され、図１の一般化部分応答予備符号化器（ＧＰＲＰ）
１８５と構造的に同様のＧＰＲＰ６８５によって処理さ
れる。しかし、ＧＰＲＰ６８５の非線形素子（図示せず
）は、第１の実施例における非線形関数Ｆに対し、非線
形関数Ｆ’を実施する。具体的には、複素数の値ｗｎｘ
＋ｉｗｎｙを有する非線形素子の出力は、次の式によっ
て定義される。
され、図１の一般化部分応答予備符号化器（ＧＰＲＰ）
１８５と構造的に同様のＧＰＲＰ６８５によって処理さ
れる。しかし、ＧＰＲＰ６８５の非線形素子（図示せず
）は、第１の実施例における非線形関数Ｆに対し、非線
形関数Ｆ’を実施する。具体的には、複素数の値ｗｎｘ
＋ｉｗｎｙを有する非線形素子の出力は、次の式によっ
て定義される。
【数５】
ただし、βｎｘ＋ｉβｎｙは、非線形素子ＧＰＲＰ６８
５への複素入力信号を表し、ｎ’１およびｎ’２は、点
（ｗｎｘ，ｗｎｙ）が図７の領域Ｒ’の内部にあるよう
に値を選択した整数であり、Ｌ’は、図７に示したよう
に領域Ｒ’の最大幅の１／２と定義される。
５への複素入力信号を表し、ｎ’１およびｎ’２は、点
（ｗｎｘ，ｗｎｙ）が図７の領域Ｒ’の内部にあるよう
に値を選択した整数であり、Ｌ’は、図７に示したよう
に領域Ｒ’の最大幅の１／２と定義される。
【００３１】本発明の実施例で使用した図７の２次元信
号点配置の特定の選択により、ＧＰＲＰ処理された信号
点は、従来の技術のように正方形の領域ではなくＲ’と
同一の領域を占める。ここで必要とされる平均送信電力
も、やはり、図７の信号点配置によって必要とされる平
均信号電力ほどに過ぎないので好都合である。
号点配置の特定の選択により、ＧＰＲＰ処理された信号
点は、従来の技術のように正方形の領域ではなくＲ’と
同一の領域を占める。ここで必要とされる平均送信電力
も、やはり、図７の信号点配置によって必要とされる平
均信号電力ほどに過ぎないので好都合である。
【００３２】ＧＰＲＰ処理された信号点を表すＧＰＲＰ
６８５の出力は、複素整形フィルタ６９５（複素整形フ
ィルタ１９５と同じ）に供給され、Ｄ／Ａ変換器６９６
および低域通過フィルタ６９７と続いていく。ＧＰＲＰ
処理された信号点を表す結果的に得られる信号は、信号
期間ごとに１回ずつチャネル６８９−−−先に説明した
チャネル１９８と同じ−−−に印加される。
６８５の出力は、複素整形フィルタ６９５（複素整形フ
ィルタ１９５と同じ）に供給され、Ｄ／Ａ変換器６９６
および低域通過フィルタ６９７と続いていく。ＧＰＲＰ
処理された信号点を表す結果的に得られる信号は、信号
期間ごとに１回ずつチャネル６８９−−−先に説明した
チャネル１９８と同じ−−−に印加される。
【００３３】第２の実施例の受信機は、図４の受信機４
０とほぼ同じである。主な違いは、新たな受信機のデー
タ復元部にある。図８に示したように、新たな受信機の
データ復元部８０は、とりわけ、非線形素子８１３、復
号器８１５、記号／ビット変換器８１７、および内／外
復号器８２１を含む。非線形素子８１３は、受信機４０
の非線形素子４１３の前段のものと構造的に同様のプロ
セッサによって処理された信号を信号期間ごとに１回ず
つ受信する。非線形素子８１３は、この信号に対して前
記の関数Ｆ’を実行する。その結果得られる信号は、復
号器８１５に供給され、そこで、送信された信号点が何
であったかについてビタビ・アルゴリズムに従って最尤
決定が行われる。
０とほぼ同じである。主な違いは、新たな受信機のデー
タ復元部にある。図８に示したように、新たな受信機の
データ復元部８０は、とりわけ、非線形素子８１３、復
号器８１５、記号／ビット変換器８１７、および内／外
復号器８２１を含む。非線形素子８１３は、受信機４０
の非線形素子４１３の前段のものと構造的に同様のプロ
セッサによって処理された信号を信号期間ごとに１回ず
つ受信する。非線形素子８１３は、この信号に対して前
記の関数Ｆ’を実行する。その結果得られる信号は、復
号器８１５に供給され、そこで、送信された信号点が何
であったかについてビタビ・アルゴリズムに従って最尤
決定が行われる。
【００３４】本発明の実施例においてビタビ・アルゴリ
ズムによって参照される許される信号点からなる信号点
配置は、最初の実施例にように、図７で示したものを拡
張したものである。図９に、この参照信号点配置を示す
。図９を詳細にみると、中央に領域Ｒ’で定義される図
７の信号点配置があり、１００の付加的な信号点がＲ’
を囲んでいることが分かる。図９において許された各信
号点は、部分集合の関連付けおよび５ビットのパタンに
よって特定される。図９の信号点の半分のビット・パタ
ンは、明確に示されていないが、それらの信号点は、１
８０度の回転によって得ることができる相手の例示され
たパタンと同じである。
ズムによって参照される許される信号点からなる信号点
配置は、最初の実施例にように、図７で示したものを拡
張したものである。図９に、この参照信号点配置を示す
。図９を詳細にみると、中央に領域Ｒ’で定義される図
７の信号点配置があり、１００の付加的な信号点がＲ’
を囲んでいることが分かる。図９において許された各信
号点は、部分集合の関連付けおよび５ビットのパタンに
よって特定される。図９の信号点の半分のビット・パタ
ンは、明確に示されていないが、それらの信号点は、１
８０度の回転によって得ることができる相手の例示され
たパタンと同じである。
【００３５】再び図８において、最尤決定を表す信号は
、復号器８１５によって記号／ビット変換器８１７に与
えられる。結果的に、変換器８１７は、信号点配置・マ
ッパー６８０に対する逆関数を実行するもので、各信号
期間中に７ビットを復元する。さらに、返還器８１７は
、記号期間を構成する１対の信号期間の間に１４ビット
を蓄積する。蓄積された１４ビットのうちの１つは、こ
の実施例において使用される特定のトレリス符号によっ
て課せられた冗長を表すので、これは捨てられる。従っ
て、各記号期間の間に、変換器８１７は、その出力とし
て１３ビットを与える。これら１３ビットのうちの９ビ
ットは、導線８２３を介してデータ復元部８５から出て
行く。残りの４ビットによって、図６の内／外符号化器
６４１の出力における２つのビット対に対応する第１お
よび第２のビット対が形成される。これらの第１および
第２のビット対に応答して、内／外復号器８２１は、符
号化器６４１の逆関数を実行することによって、３並列
ビットを出力として生成する。これらの３つのビットは
、導線８２３上の前記９ビットと共にデータ復元部８５
から出て行く。データ復元部８５によって出力される結
果としての１２ビットは、さらに、図４の受信機４０に
おけるデータ復元部４５の後段のものと類似のプロセッ
サによって処理される。これらのプロセッサの個々の機
能は、これまでの開示に基づき明らかであるから、ここ
では拘泥の必要はない。
、復号器８１５によって記号／ビット変換器８１７に与
えられる。結果的に、変換器８１７は、信号点配置・マ
ッパー６８０に対する逆関数を実行するもので、各信号
期間中に７ビットを復元する。さらに、返還器８１７は
、記号期間を構成する１対の信号期間の間に１４ビット
を蓄積する。蓄積された１４ビットのうちの１つは、こ
の実施例において使用される特定のトレリス符号によっ
て課せられた冗長を表すので、これは捨てられる。従っ
て、各記号期間の間に、変換器８１７は、その出力とし
て１３ビットを与える。これら１３ビットのうちの９ビ
ットは、導線８２３を介してデータ復元部８５から出て
行く。残りの４ビットによって、図６の内／外符号化器
６４１の出力における２つのビット対に対応する第１お
よび第２のビット対が形成される。これらの第１および
第２のビット対に応答して、内／外復号器８２１は、符
号化器６４１の逆関数を実行することによって、３並列
ビットを出力として生成する。これらの３つのビットは
、導線８２３上の前記９ビットと共にデータ復元部８５
から出て行く。データ復元部８５によって出力される結
果としての１２ビットは、さらに、図４の受信機４０に
おけるデータ復元部４５の後段のものと類似のプロセッ
サによって処理される。これらのプロセッサの個々の機
能は、これまでの開示に基づき明らかであるから、ここ
では拘泥の必要はない。
【００３６】送信電力の節約という前記の利点は、第１
および第２の実施例において、それぞれ図２および図５
の信号点配置を使用することによって実現されたが、図
１０に包括的に表したような他の信号点配置を用いても
実現することができる。同図において、信号点（図示せ
ず）は、Ｘ−Ｙ平面の中心にある多角形の領域Γの内側
に規則的な間隔で配置される。この領域Γによって、本
発明による一般的な信号点配置の定義域が定義される。 図１０から分かるように、一般的な信号点配置の上半分
は、Ｋ＞１のとき、Ｘ−Ｙ平面の第１象限では段１から
段Ｋによって、第２象限ではＹ軸にそって反射する前記
の段１から段Ｋの鏡像である別のＫ個の段によって定義
される。さらに、個の一般的な信号点配置の下半分は、
Ｘ軸にそって反射する上半分の鏡像によって定義される
。水平および垂直の段の大きさは、それぞれｘｓｓおよ
びｈｓｓと表し、それぞれΛ／Ｋの長さである。ただし
、Λは、領域Γの最大幅の１／２である。
および第２の実施例において、それぞれ図２および図５
の信号点配置を使用することによって実現されたが、図
１０に包括的に表したような他の信号点配置を用いても
実現することができる。同図において、信号点（図示せ
ず）は、Ｘ−Ｙ平面の中心にある多角形の領域Γの内側
に規則的な間隔で配置される。この領域Γによって、本
発明による一般的な信号点配置の定義域が定義される。 図１０から分かるように、一般的な信号点配置の上半分
は、Ｋ＞１のとき、Ｘ−Ｙ平面の第１象限では段１から
段Ｋによって、第２象限ではＹ軸にそって反射する前記
の段１から段Ｋの鏡像である別のＫ個の段によって定義
される。さらに、個の一般的な信号点配置の下半分は、
Ｘ軸にそって反射する上半分の鏡像によって定義される
。水平および垂直の段の大きさは、それぞれｘｓｓおよ
びｈｓｓと表し、それぞれΛ／Ｋの長さである。ただし
、Λは、領域Γの最大幅の１／２である。
【００３７】また、一般的な信号点配置は、内部に規則
的に配置される信号点の数によって決定される第１また
は第２の大きさの何れかを有することができる。具体的
には、第１の大きさとは、任意の正の偶数Ｎ１に対しＫ
（Ｋ＋１）Ｎ１２個の信号点の数を指す。第２の大きさ
とは、任意の正の整数Ｎ２に対し２Ｋ（Ｋ＋１）Ｎ２２
個の信号点の数のことである。つまり、図２の信号点配
置は、Ｋ＝２、Ｎ１＝４、かつΛ＝Γとして、第１の大
きさを有する図１０の信号点配置の例である。さらに、
図７の信号点配置は、Ｋ＝３、Ｎ２＝２、かつΛ＝Γ’
として第２の大きさを有する図１０の信号点配置の例で
ある。
的に配置される信号点の数によって決定される第１また
は第２の大きさの何れかを有することができる。具体的
には、第１の大きさとは、任意の正の偶数Ｎ１に対しＫ
（Ｋ＋１）Ｎ１２個の信号点の数を指す。第２の大きさ
とは、任意の正の整数Ｎ２に対し２Ｋ（Ｋ＋１）Ｎ２２
個の信号点の数のことである。つまり、図２の信号点配
置は、Ｋ＝２、Ｎ１＝４、かつΛ＝Γとして、第１の大
きさを有する図１０の信号点配置の例である。さらに、
図７の信号点配置は、Ｋ＝３、Ｎ２＝２、かつΛ＝Γ’
として第２の大きさを有する図１０の信号点配置の例で
ある。
【００３８】図１０から得た信号点配置は、何れもそれ
を変換したものとＸ−Ｙ平面全体にわたって完全に混じ
り合うことができるという点に注目する必要がある。前
記の利点を実現できるようにするのは、信号点配置のこ
の最後の性質である。従って、図１０には含まれていな
いが、６角形の信号点配置は、この最後の性質を満足し
、かつ実際に、本発明に従って利用することができる。
を変換したものとＸ−Ｙ平面全体にわたって完全に混じ
り合うことができるという点に注目する必要がある。前
記の利点を実現できるようにするのは、信号点配置のこ
の最後の性質である。従って、図１０には含まれていな
いが、６角形の信号点配置は、この最後の性質を満足し
、かつ実際に、本発明に従って利用することができる。
【００３９】例えば、本明細書で開示した一般的な信号
点配置は、水平段サイズｈｓｓに等しい垂直段サイズｖ
ｓｓを有するが、これらのサイズは、希望により異なっ
てもよい。
点配置は、水平段サイズｈｓｓに等しい垂直段サイズｖ
ｓｓを有するが、これらのサイズは、希望により異なっ
てもよい。
【００４０】説明のための実施例では、２線ケーブルの
ローカル・ループ上の伝送を背景として本発明を開示し
た。しかし、代わりに、４線ループの使用、即ち、各伝
送方向に対し個別２線ループを使用することも考えられ
る。さらに、本発明は、音声帯域電話チャネルなどの他
のチャネルについても同様に用いることができる。
ローカル・ループ上の伝送を背景として本発明を開示し
た。しかし、代わりに、４線ループの使用、即ち、各伝
送方向に対し個別２線ループを使用することも考えられ
る。さらに、本発明は、音声帯域電話チャネルなどの他
のチャネルについても同様に用いることができる。
【００４１】本発明は、無搬送波ＡＭ／ＰＭを用いて開
示したが、直交振幅変調のような無搬送波以外の方式を
含め、その他の通過域伝送方式を用いて、本発明を実施
することも可能である。同様に、説明用の実施例では、
２次元変調方式を用いたが、本発明は、例えば、１、４
または８次元を含め、その他所望の任意の次元の変調方
式を用いて実施することができる。都合の良いことに、
特別なチャネル損傷に際しては、例えば、単側波帯など
の１次元変調信号よりも、多次元変調信号の方が強い。 その上、各次元における記号の座標が独立している限り
−−−つまり、各座標が、記号が表す全データ・ビット
の関数であり、それらのビットのある部分集合の独立関
数でない限り−−−記号の次元を高めると、雑音および
種々のチャネル損傷に対する余裕が、増大する。事実、
改善された受信機の誤り性能は、例えば８次元を用いる
時に加わる実施上の複雑さに価値あらしめるに、十分有
意義である。
示したが、直交振幅変調のような無搬送波以外の方式を
含め、その他の通過域伝送方式を用いて、本発明を実施
することも可能である。同様に、説明用の実施例では、
２次元変調方式を用いたが、本発明は、例えば、１、４
または８次元を含め、その他所望の任意の次元の変調方
式を用いて実施することができる。都合の良いことに、
特別なチャネル損傷に際しては、例えば、単側波帯など
の１次元変調信号よりも、多次元変調信号の方が強い。 その上、各次元における記号の座標が独立している限り
−−−つまり、各座標が、記号が表す全データ・ビット
の関数であり、それらのビットのある部分集合の独立関
数でない限り−−−記号の次元を高めると、雑音および
種々のチャネル損傷に対する余裕が、増大する。事実、
改善された受信機の誤り性能は、例えば８次元を用いる
時に加わる実施上の複雑さに価値あらしめるに、十分有
意義である。
【００４２】最後に、本明細書では、種々の信号処理機
能が個別の機能ブロックによって実行されるような形式
で本発明を開示した。しかし、これらの機能は、何れも
、１つ以上の適切にプログラムされたマイクロプロセッ
サ、およびマイクロコード化されたデジタル信号処理チ
ップなどによって、同様に実行することができる。
能が個別の機能ブロックによって実行されるような形式
で本発明を開示した。しかし、これらの機能は、何れも
、１つ以上の適切にプログラムされたマイクロプロセッ
サ、およびマイクロコード化されたデジタル信号処理チ
ップなどによって、同様に実行することができる。
【００４３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、Ｇ
ＰＲＳ技術を用いて電力を節約しながら記号間の干渉を
補償することができる。
ＰＲＳ技術を用いて電力を節約しながら記号間の干渉を
補償することができる。
【図１】本発明の原理を体現する予備符号化案を利用す
る送信機のブロック図である。
る送信機のブロック図である。
【図２】図１の送信機において実例として使用される信
号点配置を示す図である。
号点配置を示す図である。
【図３】Ｘ−Ｙ平面において変換したものと完全に織り
混ぜた図２の信号点配置を示す図である。
混ぜた図２の信号点配置を示す図である。
【図４】図１の送信機と通信する受信機のブロック図で
ある。
ある。
【図５】図４の受信機における復号に使用されることが
許される信号点の構成を示す図である。
許される信号点の構成を示す図である。
【図６】本発明の原理を体現する予備符号化案を利用す
る送信機の第２の実施例のブロック図である。
る送信機の第２の実施例のブロック図である。
【図７】図６の送信機において実例として使用される信
号点配置を示す図である。
号点配置を示す図である。
【図８】図６の送信機と通信する受信機のデータ復元部
のブロック図である。
のブロック図である。
【図９】図８のデータ復元部における復号に使用される
ことが許される信号点の構成を示す図である。
ことが許される信号点の構成を示す図である。
【図１０】本発明による予備符号化案と共に使用するた
めの一般的な信号点配置の図である。
めの一般的な信号点配置の図である。
１１ 送信機
１１０ データ源
１２０ スクランブラ
１３０ 直列／並列変換器
１４０ 小数ビット速度符号化器
１５０ 並列／直列グループ変換器
１７０ ２次元トレリス符号化器
１８０ ９６点２次元信号点配置・マッパー１８５
一般化部分応答予備符号化器１９５ 複素形状フィ
ルタ １９６ デジタル／アナログ変換器 １９７、４０１低域通過フィルタ １９８ チャネル ４０ 受信機 ４０３ 利得制御 ４０７ アナログ／デジタル変換器 ４０９ Ｔ／３線形等化器 ４１１ Ｍ＋１次トランスバーサル・フィルタ４５、
８５データ復元部 ４２５ 並列／直列変換器 ４２７ ディスクランブラ ４２９ データ消費部
一般化部分応答予備符号化器１９５ 複素形状フィ
ルタ １９６ デジタル／アナログ変換器 １９７、４０１低域通過フィルタ １９８ チャネル ４０ 受信機 ４０３ 利得制御 ４０７ アナログ／デジタル変換器 ４０９ Ｔ／３線形等化器 ４１１ Ｍ＋１次トランスバーサル・フィルタ４５、
８５データ復元部 ４２５ 並列／直列変換器 ４２７ ディスクランブラ ４２９ データ消費部
Claims (8)
- 【請求項１】 ５辺以上の多角形領域の内部に各々が
データを表す複数の信号点を含む信号点配置から信号点
を選択する手段と、一般化部分応答信号（ＧＰＲＳ）技
術を用いて前記の選択された信号点を、処理された信号
点が前記の多角形領域とほぼ同じ領域占めるように、処
理する手段と、前記の処理された信号点を表す信号を送
信する手段とを備えたことを特徴とするデータ送信装置
。 - 【請求項２】 前記信号点配置が、この信号点配置と
それを変換したものとが付加的な信号点のために間隔を
置くことなく平面全体にわたって織り合わさることがで
きるような形を有することを特徴とする請求項１記載の
データ送信装置。 - 【請求項３】 前記データが、トレリス符号によって
符号化されることを特徴とする請求項１記載のデータ送
信装置。 - 【請求項４】 前記の多角形領域が、６角形であるこ
とを特徴とする請求項１記載のデータ送信装置。 - 【請求項５】 ＧＰＲＳ方式によるデータの正確な復
元に影響する後続の歪を低減するために、送信される信
号点が、予備符号化ステップによって符号化されるとこ
ろの送信た信号点によって表されるデータ復元方法にお
いて、前記の送信された信号点が、信号点配置のものと
ほぼ同じ形の領域を占め、前記信号点配置が、複数の信
号点を含み、前記の送信された信号点が、前記複数の信
号点のうちの選ばれた信号点から得たものであり、前記
領域が、５辺以上の多角形の前記の送信された信号点を
受信するステップと、前記予備符号化ステップの影響を
補償するステップを含み、前記データを復元するステッ
プとを備えたことを特徴とする送信された信号点によっ
て表されるデータを復元する方法。 - 【請求項６】 前記信号点配置が、この信号点配置と
それを変換したものとが付加的な信号点のために間隔を
置くことなく平面全体にわたって織り合わさることがで
きるような形を有することを特徴とする請求項５記載の
方法。 - 【請求項７】 前記データが、トレリス符号によって
符号化されることを特徴とする請求項５記載の方法。 - 【請求項８】 前記領域が、６角形であることを特徴
とする請求項５記載の方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US625406 | 1990-12-11 | ||
| US07/625,406 US5195107A (en) | 1990-12-11 | 1990-12-11 | Technique for compensating for intersymbol interference |
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|---|---|
| JPH04275747A true JPH04275747A (ja) | 1992-10-01 |
| JP3088160B2 JP3088160B2 (ja) | 2000-09-18 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5195107A (ja) |
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| JP (1) | JP3088160B2 (ja) |
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| SG (1) | SG42937A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999041887A1 (fr) * | 1998-02-12 | 1999-08-19 | Fujitsu Limited | Codage multidimensionnel, et procede et dispositif de codage |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1992010899A1 (en) * | 1990-12-12 | 1992-06-25 | AUSTRALIAN AND OVERSEAS TELECOMMUNICATIONS CORPORATION LIMITED: 231 Elizabeth Street | Improved qam encoding |
| US5862192A (en) * | 1991-12-31 | 1999-01-19 | Lucent Technologies Inc. | Methods and apparatus for equalization and decoding of digital communications channels using antenna diversity |
| CA2083304C (en) * | 1991-12-31 | 1999-01-26 | Stephen R. Huszar | Equalization and decoding for digital communication channel |
| DE69421306T2 (de) * | 1993-02-19 | 2000-04-13 | Nec Corp | Verfahren und Gerät für Kodage zur Fehlerkontrolle in einem digitalen Datenkommunikationssystem |
| US5396518A (en) * | 1993-05-05 | 1995-03-07 | Gi Corporation | Apparatus and method for communicating digital data using trellis coding with punctured convolutional codes |
| US5488633A (en) * | 1993-06-14 | 1996-01-30 | At&T Corp. | Intersymbol interference channel coding scheme |
| CA2124376A1 (en) * | 1993-07-16 | 1995-01-17 | William Lewis Betts | Method and apparatus for encoding data for transfer over a communication channel |
| US5396519A (en) * | 1993-10-22 | 1995-03-07 | At&T Corp. | Method and apparatus for adaptively providing precoding and preemphasis conditioning to signal data for transfer over a communication channel |
| US5493584A (en) * | 1993-12-27 | 1996-02-20 | Emeott; Stephen P. | Method for determining a channel quality metric in a receiver |
| US5465273A (en) * | 1994-04-20 | 1995-11-07 | General Datacomm, Inc. | Modem utilizing parity and convolutional encoder feedback |
| US5960041A (en) * | 1995-09-21 | 1999-09-28 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for generating high rate codes for recording information on a magnetic medium |
| JP3140974B2 (ja) * | 1996-03-31 | 2001-03-05 | 富士通株式会社 | 判定方法及びプリコーダ装置 |
| US6463094B2 (en) * | 1998-04-14 | 2002-10-08 | Smart Link Ltd. | Point-to-point secure modem and method |
| US6553063B1 (en) | 1998-10-30 | 2003-04-22 | Broadcom Corporation | Constellation-multiplexed transmitter and receiver |
| US7254167B2 (en) | 1998-10-30 | 2007-08-07 | Broadcom Corporation | Constellation-multiplexed transmitter and receiver |
| US6351832B1 (en) | 1999-05-28 | 2002-02-26 | Lucent Technologies Inc. | Turbo code symbol interleaver |
| US6744854B2 (en) * | 1999-12-09 | 2004-06-01 | Harris Corporation | Detection of bridge taps by frequency domain reflectometry-based signal processing with precursor signal conditioning |
| EP1224783A2 (en) * | 2000-04-06 | 2002-07-24 | Lucent Technologies Inc. | Upstream data transmission |
| US7016296B2 (en) | 2000-10-16 | 2006-03-21 | Broadcom Corporation | Adaptive modulation for fixed wireless link in cable transmission system |
| JP5696604B2 (ja) * | 2011-06-30 | 2015-04-08 | 富士通株式会社 | 誤り訂正符号の復号装置、誤り訂正符号の復号方法及び基地局装置ならびに移動局装置 |
| US8787477B2 (en) * | 2012-09-18 | 2014-07-22 | Texas Instruments Incorporated | Methods for assigning codewoods to points in hexagonal constellations in digital communication systems |
| US9467164B2 (en) | 2013-10-01 | 2016-10-11 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus and method for supporting polar code designs |
| US9246510B2 (en) | 2013-10-01 | 2016-01-26 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus and method for multilevel coding in communication systems |
| US10135460B2 (en) | 2013-10-01 | 2018-11-20 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus and method for multilevel coding (MLC) with binary alphabet polar codes |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4538284A (en) * | 1981-03-25 | 1985-08-27 | Ese Limited | Signal structures with data encoding/decoding for QCM modulations |
| GB2118003B (en) * | 1982-02-02 | 1985-07-31 | Racal Milgo Ltd | Differential encoder and decoder for transmitting binary data |
| US4720839A (en) * | 1986-12-02 | 1988-01-19 | University Of Ottawa | Efficiency data transmission technique |
| US4894844A (en) * | 1987-06-12 | 1990-01-16 | Codex Corporation | Signal constellations |
| US4924492A (en) * | 1988-03-22 | 1990-05-08 | American Telephone And Telegraph Company | Method and apparatus for wideband transmission of digital signals between, for example, a telephone central office and customer premises |
| US4959842A (en) * | 1988-04-13 | 1990-09-25 | Codex Corporation | Signal constellations |
| US5022053A (en) * | 1989-04-10 | 1991-06-04 | At&T Bell Laboratories | Data communications with alternation of signaling constellations |
-
1990
- 1990-12-11 US US07/625,406 patent/US5195107A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-11-15 JP JP03326679A patent/JP3088160B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-12-02 SG SG1996001021A patent/SG42937A1/en unknown
- 1991-12-02 EP EP91311194A patent/EP0490551B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-06-26 HK HK108097A patent/HK108097A/xx not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| IEEE INTERNATIONAL CONFERENCE ON COMMUNICATIONS=1989US * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999041887A1 (fr) * | 1998-02-12 | 1999-08-19 | Fujitsu Limited | Codage multidimensionnel, et procede et dispositif de codage |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0490551A2 (en) | 1992-06-17 |
| SG42937A1 (en) | 1997-10-17 |
| US5195107A (en) | 1993-03-16 |
| JP3088160B2 (ja) | 2000-09-18 |
| HK108097A (en) | 1997-08-22 |
| EP0490551B1 (en) | 1997-04-02 |
| EP0490551A3 (en) | 1993-05-12 |
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