JPH0425734B2 - - Google Patents

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JPH0425734B2
JPH0425734B2 JP12033784A JP12033784A JPH0425734B2 JP H0425734 B2 JPH0425734 B2 JP H0425734B2 JP 12033784 A JP12033784 A JP 12033784A JP 12033784 A JP12033784 A JP 12033784A JP H0425734 B2 JPH0425734 B2 JP H0425734B2
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JP
Japan
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frequency
local oscillator
amplifier
output
signal
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JP12033784A
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Japanese (ja)
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JPS60263532A (en
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Tetsuya Toyama
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Onkyo Corp
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Onkyo Corp
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Publication date
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Publication of JPS60263532A publication Critical patent/JPS60263532A/en
Publication of JPH0425734B2 publication Critical patent/JPH0425734B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
    • H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
    • H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
    • H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
    • H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
    • H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

〈産業上の利用分野〉 本発明は、局部発信器として電圧制御型発振器
を用い、この電圧制御型発信器を構成要素として
フエーズ・ロツク・ループ（以下PLLという）
を形成したシンセサイザー受信機において、受信
機出力の一部で局部発振器に周波数変調をかけ
た、いわゆるFM負帰還方式のシンセサイザー受
信機に関する。 〈従来の技術〉 一般に、シンセサイザー受信機は第６図に示す
ような構造を有する。 図において、１は高周波増幅器、２は混合器、
３は中間周波増幅器、４は復調器である。 局部発振器５としては電圧制御型発振器が用い
られ、この局部発振出力信号を分周器６によつて
分周した信号と基準信号発振器７からの基準信号
をプログラマブル分周器８によつて分周（分周比
Ｎ）した信号とを位相比較器９によつて位相比較
し、この位相比較出力をローパスフイルタ１０を
通して高周波成分を除去した後、その低周波成分
を周波数制御電圧として上記局部発振器５に入力
して、PLLを構成する。 受信周波数は上記プログラマブル分周器８にプ
リセツトされた内容（受信周波数に対応した選局
コード）によつて決定され、通常は、選局コード
発生器１１によつて創成される選局コードを上記
プログラマブル分周器８にプリセツトして、分周
比Ｎを変化させることにより選局動作が行なわれ
る。 また、上記選局コード発生器１１からの選局コ
ードはコード変換／駆動回路１２によつて10進数
の周波数表示用セグメント信号に変換された後、
周波数表示器１３の受信周波数の各桁およびその
他の表示をする複数個のセグメント群１４ａ，１
４ｂ……にそれぞれ供給される。 一方、復調器４の出力を増幅器１５を通して上
記局部発振器５にフイードバツクしてFM負帰還
ループを形成し、復調出力の一部で局部発振器５
に周波数変調をかけて、局部発振周波数を受信波
の周波数変調に追従させる。 このようなFM負帰還方式は、中間周波数帯で
の周波数偏移が受信波のそれよりも圧縮されるの
で、歪を増加させることなしに中間周波増幅器３
を狭帯域にすることができて、Ｓ／Ｎ比を犠牲に
することなくスレツシヨールドレベルを改善する
ことができる特徴がある。 〈発明が解決しようとする問題点〉 以上のような従来技術は基本的には優れた特徴
を有するが、さらに解決すべき問題点がある。 すなわち、局部発振器５は第５図に示すように
LC共振回路でモデル化でき、発振周波数を変化
させるためのバリキヤツプC1の容量は発振周波
数に応じて変化し、また、変調用バリキヤツプ
C2は発振周波数の変化に対しては同一容量を保
持し、変調信号に対してのみ容量が変化する。こ
のような局部発振器５に帰還をかけた場合、その
帰還量は発振周波数に応じて変化し、発振周波数
が高いほど帰還量が大きくなる。 具体的に、日本国内のFMバンド76.0〜90.0M
Hzであつて、局部発振周波数が65.3〜79.3MHzの
範囲で変化する局部発振器において、復調出力の
帰還量を6dB（受信周波数83MHz）に設定した場
合、第７図に示すように、FMバンド内で帰還量
が約4.5dB（最小受信周波数76MHz）〜7.5dB（最
大受信周波数90MHz）の範囲で変化し、最小受信
周波数minと最大受信周波数maxで約3dBの差
がある。第７図中、１点鎖線は位相補正回路１６
による位相補正後の特性である。 以上のような構成では、受信周波数（局部発振
周波数）に応じて帰還量が約3dBの範囲で変化す
るため、結局、セパレーシヨン特性は第８図に示
すように受信周波数に応じて変化し、また、歪等
の諸特性も受信周波数に応じて変化する。 本発明は、このような解決すべき問題点を改善
することを目的とするものである。 〈問題を解決するための手段〉 本発明は、高周波増幅器、混合器、中間周波増
幅器、復調器、局部発振器、および、局部発振器
の局部発振出力信号を分周した信号と基準信号を
プログラマブル分周器によつて分周（分周比Ｎ）
した信号とを位相比較器によつて位相比較し、こ
の位相比較出力をローパスフイルタを介して上記
局部発振器に入力するようにしたフエーズ・ロツ
ク・ループを具備し、選局コード発生回路からの
選局コードを上記プログラマブル分周器にプリセ
ツトして受信周波数を定めるようにした構成であ
つて、上記復調器の復調出力を上記局部発振器に
フイードバツクして周波数変調をかけるようにし
たFM負帰還ループを形成したシンセサイザー受
信機において、受信周波数または受信周波数帯の
検出出力により上記FM負帰還ループの利得を受
信周波数または受信周波数帯に応じて変化させる
ようにした構成である。 本発明の具体的な手段としては、選局コードを
コード変換回路によつて10進のデジタル信号に変
換し、このデジタル信号から受信周波数を検出
し、この検出出力により上記FM負帰還ループま
たはこのFM負帰還ループ内にある増幅器の利得
を受信周波数に応じて多段階に変化させる手段、
上記デジタル信号から受信周波数帯（全受信周波
数帯域を複数個の帯域に分割した）を検出し、こ
の検出出力によりFM負帰還ループまたはこの
FM負帰還ループ内にある増幅器の利得を受信周
波数帯に応じて多段階に変化させる手段、上記増
幅器が利得連続可変型であつて、上記選局コード
をＤ／Ａ変換器によつて受信周波数に対応するア
ナログ信号に変換し、このアナログ信号によつて
上記増幅器の利得を受信周波数に応じて連続的に
変化させる手段、等がある。 〈作用〉 本発明によれば、受信周波数または受信周波数
帯に応じて上記FM負帰還ループまたはこのFM
負帰還ループ内にある増幅器の利得を連続的また
は段階的に変化させることができ、FM負帰還ル
ープの帰還量を受信周波数または受信周波数帯に
応じて連続的または段階的に変化させることがで
きる。 〈実施例〉 以下、本発明の実施例を図において説明する
が、図中、第６図の従来例と同等部分には同一符
号を付し、その説明は省略する。 〈実施例 １〉 第１図において、１７は増幅器で、演算増幅器
１８の非反転入力１９ａを復調出力の入力端子と
し、反転入力１９ｂを第１の抵抗R1を介して演
算増幅器１８の出力に接続するとともに、上記反
転入力１９ｂを直列接続した第２、第３の抵抗
R2，R3を介して接地した構成を有し、この第２、
第３の抵抗R2，R3の接続点Ｐをスイツチング回
路２０を介して接地することにより、増幅器１７
の利得が変化するように構成される。 すなわち、増幅器１７の利得Ａは、 Ａ＝１＋R1／R2＋R3 で与えられるから、接続点Ｐを接地したときの利
得A′は、 A′＝１＋R1／R2（＞Ａ） となる。 スイツチング回路２０は公知の回路より構成さ
れ、たとえば、エミツタ、コレクタ間を所定の電
圧でバイアスした第１のPNP型トランジスタ２
１のベース端子を検出信号の入力端子とし、コレ
クタ出力を上記接続点Ｐと接地との間に接続され
た第２の電界効果型トランジスタ２２のゲート端
子に接続した構成を有する。 ２３は選局コード発生回路１１から出力される
選局コードが供給され、この選局コードから受信
周波数帯を検出する受信周波数帯検出器で、その
検出出力は上記スイツチング回路２０の第１のト
ランジスタ２１のベース端子に入力される。 受信周波数帯検出器２３は、日本国内のFMバ
ンド76.0〜90.0MHzを２つの受信周波数帯（76.0
〜79.9MHz、80.0〜90.0MHz）に分割した場合を
例にとると、受信周波数帯は次のような検出方法
によつて検出される。 選局コードが次のように受信周波数76.0〜
90.0MHzの各桁を２進数で表示したBCDコードで
与えられるとすると、 〔10MHzの桁〕2〔ＭHzの桁〕2〔0.1MHzの桁〕2 （添字は２進数を表わす） 受信周波数が76.0〜79.9MHzの範囲である場
合、選局コードの10MHzの桁のコードは〔0111〕2
であり、また、受信周波数が80.0〜90MHzの範囲
である場合、選局コードの10MHzの桁のコードは
〔1000〕2または〔1001〕2となる。 したがつて、選局コードの10MHzの桁のコード
の４桁目の <Industrial Application Field> The present invention uses a voltage controlled oscillator as a local oscillator, and uses this voltage controlled oscillator as a component to form a phase lock loop (hereinafter referred to as PLL).
This invention relates to a so-called FM negative feedback type synthesizer receiver in which a part of the receiver output is used to frequency modulate a local oscillator. <Prior Art> Generally, a synthesizer receiver has a structure as shown in FIG. In the figure, 1 is a high frequency amplifier, 2 is a mixer,
3 is an intermediate frequency amplifier, and 4 is a demodulator. A voltage controlled oscillator is used as the local oscillator 5, and a signal obtained by dividing this local oscillation output signal by a frequency divider 6 and a reference signal from a reference signal oscillator 7 are divided by a programmable frequency divider 8. (frequency division ratio N) is phase-compared by a phase comparator 9, and the phase comparison output is passed through a low-pass filter 10 to remove high-frequency components. Configure the PLL by entering: The reception frequency is determined by the contents preset in the programmable frequency divider 8 (tuning code corresponding to the reception frequency), and usually the tuning code generated by the tuning code generator 11 is set as above. The channel selection operation is performed by presetting the programmable frequency divider 8 and changing the frequency division ratio N. The tuning code from the tuning code generator 11 is converted into a decimal frequency display segment signal by the code conversion/drive circuit 12, and then
A plurality of segment groups 14a, 1 for displaying each digit of the received frequency of the frequency display 13 and other information.
4b..., respectively. On the other hand, the output of the demodulator 4 is fed back to the local oscillator 5 through the amplifier 15 to form an FM negative feedback loop, and part of the demodulated output is fed back to the local oscillator 5.
frequency modulation is applied to make the local oscillation frequency follow the frequency modulation of the received wave. In this FM negative feedback method, the frequency deviation in the intermediate frequency band is compressed more than that of the received wave, so the intermediate frequency amplifier 3 can be used without increasing distortion.
It has the feature that it is possible to narrow the band and improve the threshold level without sacrificing the S/N ratio. <Problems to be Solved by the Invention> Although the conventional techniques described above basically have excellent features, there are further problems to be solved. That is, the local oscillator 5 operates as shown in FIG.
It can be modeled with an LC resonant circuit, and the capacitance of the varicap C1 for changing the oscillation frequency changes according to the oscillation frequency, and the capacitance of the varicap C1 for modulation changes according to the oscillation frequency.
C2 maintains the same capacitance as the oscillation frequency changes, and its capacitance changes only in response to modulation signals. When feedback is applied to such a local oscillator 5, the amount of feedback changes depending on the oscillation frequency, and the higher the oscillation frequency, the larger the amount of feedback. Specifically, FM band 76.0-90.0M in Japan
Hz, and the local oscillation frequency varies in the range of 65.3 to 79.3 MHz. When the feedback amount of the demodulated output is set to 6 dB (reception frequency 83 MHz), as shown in Figure 7, within the FM band. The amount of feedback changes in the range of approximately 4.5 dB (minimum receiving frequency 76 MHz) to 7.5 dB (maximum receiving frequency 90 MHz), and there is a difference of approximately 3 dB between the minimum receiving frequency min and the maximum receiving frequency max. In FIG. 7, the one-dot chain line indicates the phase correction circuit 16.
This is the characteristic after phase correction by . In the above configuration, the amount of feedback changes within a range of about 3 dB depending on the receiving frequency (local oscillation frequency), so the separation characteristic changes depending on the receiving frequency as shown in Figure 8. Further, various characteristics such as distortion also change depending on the receiving frequency. The present invention aims to improve these problems to be solved. <Means for solving the problem> The present invention provides programmable frequency division of a high frequency amplifier, a mixer, an intermediate frequency amplifier, a demodulator, a local oscillator, and a signal obtained by dividing the local oscillation output signal of the local oscillator and a reference signal. Divide by frequency (dividing ratio N)
A phase lock loop is provided in which the phase of the selected signal is compared by a phase comparator, and the phase comparison output is input to the local oscillator via a low-pass filter. The receiving frequency is determined by presetting the station code in the programmable frequency divider, and an FM negative feedback loop is provided in which the demodulated output of the demodulator is fed back to the local oscillator to apply frequency modulation. In the synthesizer receiver thus formed, the gain of the FM negative feedback loop is changed according to the reception frequency or reception frequency band based on the detection output of the reception frequency or reception frequency band. As a specific means of the present invention, the tuning code is converted into a decimal digital signal by a code conversion circuit, the reception frequency is detected from this digital signal, and the detection output is used to connect the FM negative feedback loop or the FM negative feedback loop. means for varying the gain of the amplifier in the FM negative feedback loop in multiple stages according to the receiving frequency;
The reception frequency band (the entire reception frequency band is divided into multiple bands) is detected from the above digital signal, and the detection output is used to connect the FM negative feedback loop or this
means for changing the gain of an amplifier in the FM negative feedback loop in multiple stages according to the receiving frequency band; the amplifier is of a continuously variable gain type; There is a means for converting the signal into an analog signal corresponding to the signal and continuously changing the gain of the amplifier according to the reception frequency using this analog signal. <Operation> According to the present invention, the FM negative feedback loop or this FM
The gain of the amplifier in the negative feedback loop can be changed continuously or stepwise, and the amount of feedback in the FM negative feedback loop can be changed continuously or stepwise depending on the reception frequency or reception frequency band. . <Embodiment> Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, parts equivalent to those of the conventional example in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and the explanation thereof will be omitted. <Embodiment 1> In FIG. 1, 17 is an amplifier, the non-inverting input 19a of the operational amplifier 18 is used as the input terminal for the demodulation output, and the inverting input 19b is connected to the output of the operational amplifier 18 via the first resistor R1. and a second and third resistor connected in series with the inverting input 19b.
It has a configuration that is grounded via R 2 and R 3 , and this second
By grounding the connection point P of the third resistors R 2 and R 3 via the switching circuit 20, the amplifier 17
is configured such that the gain of That is, the gain A of the amplifier 17 is given by A=1+R 1 /R 2 +R 3 , so the gain A' when the connection point P is grounded is A'=1+R 1 /R 2 (>A). . The switching circuit 20 is composed of a known circuit, for example, a first PNP transistor 2 whose emitter and collector are biased at a predetermined voltage.
The base terminal of the first field-effect transistor 22 is used as an input terminal for a detection signal, and the collector output is connected to the gate terminal of a second field-effect transistor 22 connected between the connection point P and ground. Reference numeral 23 denotes a receiving frequency band detector which is supplied with the tuning code output from the tuning code generation circuit 11 and detects the receiving frequency band from this tuning code, and its detection output is sent to the first transistor of the switching circuit 20. It is input to the base terminal of 21. The reception frequency band detector 23 detects two reception frequency bands (76.0MHz to 90.0MHz) in Japan's FM band 76.0 to 90.0MHz.
79.9MHz, 80.0 to 90.0MHz), the reception frequency band is detected by the following detection method. The reception frequency is 76.0~ as the tuning code is as follows
If each digit of 90.0MHz is given as a BCD code expressed as a binary number, then [10MHz digit] 2 [MHz digit] 2 [0.1MHz digit] 2 (The subscript represents the binary number) The receiving frequency is 76.0 ~79.9MHz, the 10MHz digit code of the tuning code is [0111] 2
If the receiving frequency is in the range of 80.0 to 90 MHz, the code for the 10 MHz digit of the channel selection code is [1000] 2 or [1001] 2 . Therefore, the 4th digit of the 10MHz digit code of the tuning code

〔０〕，〔１〕を検出することにより受
信周波数帯が検出でき、By detecting [0] and [1], the receiving frequency band can be detected.

〔０〕の場合は76.0〜
79.9MHz帯、〔１〕の場合は80.0〜90.0MHz帯であ
る。 そして、受信周波数帯とその検出出力との関係
は、受信周波数帯が 76.0〜79.9MHzの場合、ローレベル〔Ｌ〕 80.0〜90.0MHzの場合、ハイレベル〔Ｈ〕 となるように選定される。 以上の構成において、以下その動作を説明す
る。 まず、受信周波数帯が76.0〜79.9MHzの場合、
受信周波数帯検出器２３の検出出力はローレベル
〔Ｌ〕となるため、第１、第２のトランジスタ２
１，２２はともに導通して、接続点Ｐが接地され
るから、増幅器１７の利得A′は A′＝１＋R1／R2 となる。つぎに、受信周波数帯が80.0〜90.0MHz
の場合、上記と逆の動作をして第１、第２のトラ
ンジスタ２１，２２は遮断状態を保持し、増幅器
１７の利得Ａは、 Ａ＝１＋R1／R2＋R3（＜A′） となり、FM負帰還ループの帰還量は、76.0〜
89.9MHzの受信周波数帯では大きく、逆に、80.0
〜90.0MHzの受信周波数帯では小さくなり、この
ような帰還量の変化は局部発振器５が本来的にも
つている、すなわち発振周波数に応じた帰還量の
変化を補い、キヤンセルするものである。 したがつて、FM負帰還ループの総合的な帰還
量は、76.0〜79.9MHz、80.0〜90.0MHzの両帯域
でほぼ同一になるので、セパレーシヨン特性は第
４図に示すようになり、受信周波数に対するセパ
レーシヨンの変化率は従来例に比較して著しく改
善される。 また、本実施例では、演算増幅器１８によつて
構成される増幅回路の利得を一定とし、その出力
を抵抗の直列回路からなる分割回路によつて分割
することによつて、FM負帰還ループの利得を数
段階に変化させることができる。 第９図において説明する。 ３１は、演算増幅器１８によつて構成され、一
定の利得を有する周知の増幅回路２９と、抵抗の
直列回路からなる複数個の分割回路とこの分割回
路を選択的に切り換える電子スイツチとから構成
される利得調節回路３０とからなる利得可変型増
幅器で、〈実施例１〉の増幅器１７に対応する。 利得調節回路３０は、第４の抵抗R4、第５の
抵抗R5と第１の電子スイツチ２６の直列回路、
第６の抵抗R6と第２の電子スイツチ２７の直列
回路および第７の抵抗R7と第３の電子スイツチ
２８の直列回路を並列に接続し、共通に接続した
各抵抗R4，R5，R6，R7の一端を第８の抵抗R8を
介して接地し、この第８の抵抗R8と各抵抗R4，
R5，R6，R7の接続点を局部発振器に接続する。
また、第４の抵抗R4、第１の電子スイツチ２６、
第２の電子スイツチ２７および第３の電子スイツ
チ２８の他端を上記増幅回路２９に接続した構成
を有し、この利得調節回路３０には増幅回路２９
によつて増幅された復調出力が入力される。 一方、受信周波数帯検出器２３からは３分割し
た受信周波数帯に対応した検出出力が出力され、
この検出出力は公知のスイツチング回路２０を介
して上記第１、第２、第３の電子スイツチ２６，
２７，２８にそれぞれ入力され、検出された受信
周波数帯に対応して上記第１、第２、第３の電子
スイツチ２６，２７，２８のうちいずれか１の電
子スイツチを導通状態にする。 〈実施例 ２〉 本実施例は、周波数表示器１３のセグメント群
１４ａ，１４ｂ……を駆動する周波数表示用駆動
信号（セグメント信号）を利用して受信周波数帯
を検出するようにしたものであり、実施例１にお
ける受信周波数帯検出器２３が不要である。 第２図において説明する。 選局コード発生器１１からの選局コードはコー
ド変換／駆動回路１２によつて10進数の周波数示
用セグメント信号Sa，Sb，Sc……Sgに変換され
た後、受信周波数の10MHzの桁を表わすセグメン
ト群１４ａの各セグメントａ，ｂ，ｃ……ｇにそ
れぞれ供給される。 ここで、上記セグメント群１４ａに着目する
と、それらのうちセグメントｇは76.0〜79.9MHz
の受信周波数帯では点灯表示されず、80.0〜
90.0MHzの受信周波数帯では点灯表示されている
ことがわかる。 すなわち、上記セグメントｇを駆動するセグメ
ント信号Sgを検出することにより受信周波数帯
が検出でき、このセグメント信号Sgは、受信周
波数帯が 76.0〜79.9MHzのとき、ローレベル〔Ｌ〕 80.0〜90.0MHzのとき、ハイレベル〔Ｈ〕 となる。 そして、このセグメント信号Sgを実施例１と
同様にスイツチング回路２０に入力する。 〈実施例 ３〉 本実施例は受信周波数に応じてFM負帰還ルー
プの帰還量を連続的に変化させるようにしたもの
である。 第３図において、２５は電圧カーブ補正回路、
１７は制御電圧によつて利得が連続的に変化する
利得連続可変型増幅器で、制御電圧として選局コ
ード発生回路１１からの選局コードをＤ／Ａ変換
器２４によつてアナログ信号に変換した、受信周
波数に応じてレベルが連続的に変化する信号が供
給される。 〈発明の効果〉 本発明は以上のような構成を有するので、次の
ような効果がある。 (1) 受信周波数または受信周波数帯によつてFM
負帰還ループの帰還量が変化し、かつ、この帰
還量の変化は局部発振器５が本来的にもつてい
る、すなわち発振周波数に応じた帰還量の変化
を補い、キヤンセルするものであるから、FM
負帰還ループの総合的な帰還量は受信周波数帯
に対してほぼ同一になる。 (2) したがつて、受信周波数に対するセパレーシ
ヨンの変化率が従来例に比較して著しく小さく
なり、セパレーシヨン特性が改善される。 等の優れた利用を有する。If [0], 76.0~
79.9MHz band, [1] is 80.0~90.0MHz band. The relationship between the receiving frequency band and its detection output is selected such that when the receiving frequency band is 76.0 to 79.9 MHz, it is a low level [L], and when it is 80.0 to 90.0 MHz, it is a high level [H]. The operation of the above configuration will be explained below. First, if the receiving frequency band is 76.0~79.9MHz,
Since the detection output of the reception frequency band detector 23 becomes low level [L], the first and second transistors 2
1 and 22 are both conductive and the connection point P is grounded, so the gain A' of the amplifier 17 is A'=1+R 1 /R 2 . Next, the reception frequency band is 80.0~90.0MHz
In this case, the first and second transistors 21 and 22 operate in the opposite manner to the above, and the gain A of the amplifier 17 becomes A=1+R 1 /R 2 +R 3 (<A'). , the feedback amount of the FM negative feedback loop is 76.0 ~
It is large in the reception frequency band of 89.9MHz, and conversely, it is large in the reception frequency band of 80.0MHz.
It becomes small in the reception frequency band of ~90.0 MHz, and such a change in the amount of feedback is something that the local oscillator 5 inherently has, that is, it compensates for and cancels the change in the amount of feedback depending on the oscillation frequency. Therefore, the total feedback amount of the FM negative feedback loop is almost the same in both bands of 76.0~79.9MHz and 80.0~90.0MHz, so the separation characteristic becomes as shown in Figure 4, and the receiving frequency The rate of change in separation is significantly improved compared to the conventional example. In addition, in this embodiment, the gain of the amplifier circuit constituted by the operational amplifier 18 is kept constant, and the output thereof is divided by a dividing circuit consisting of a series circuit of resistors, so that the FM negative feedback loop is The gain can be changed in several steps. This will be explained in FIG. 31 is composed of an operational amplifier 18, a well-known amplification circuit 29 having a constant gain, a plurality of dividing circuits each consisting of a series circuit of resistors, and an electronic switch for selectively switching the dividing circuits. This is a variable gain amplifier consisting of a gain adjustment circuit 30, which corresponds to the amplifier 17 of <Embodiment 1>. The gain adjustment circuit 30 includes a series circuit of a fourth resistor R 4 , a fifth resistor R 5 and a first electronic switch 26 ,
A series circuit of the sixth resistor R 6 and the second electronic switch 27 and a series circuit of the seventh resistor R 7 and the third electronic switch 28 are connected in parallel, and the commonly connected resistors R 4 and R 5 are connected in parallel. , R 6 , R 7 are grounded via an eighth resistor R 8 , and this eighth resistor R 8 and each resistor R 4 ,
Connect the connection point of R 5 , R 6 , and R 7 to the local oscillator.
Further, a fourth resistor R 4 , a first electronic switch 26,
The other ends of the second electronic switch 27 and the third electronic switch 28 are connected to the amplifier circuit 29, and the gain adjustment circuit 30 includes the amplifier circuit 29.
The demodulated output amplified by is input. On the other hand, the reception frequency band detector 23 outputs a detection output corresponding to the reception frequency band divided into three,
This detection output is sent via a known switching circuit 20 to the first, second, and third electronic switches 26,
27 and 28, respectively, and one of the first, second, and third electronic switches 26, 27, and 28 is brought into conduction in accordance with the detected reception frequency band. <Embodiment 2> In this embodiment, the reception frequency band is detected using a frequency display drive signal (segment signal) that drives the segment groups 14a, 14b, . . . of the frequency display 13. , the receiving frequency band detector 23 in the first embodiment is unnecessary. This will be explained in FIG. The channel selection code from the channel selection code generator 11 is converted into decimal frequency indicating segment signals Sa, Sb, Sc...Sg by the code conversion/drive circuit 12, and then the 10MHz digit of the received frequency is converted into decimal frequency indicating segment signals Sa, Sb, Sc...Sg. It is supplied to each segment a, b, c...g of the segment group 14a represented. Here, focusing on the segment group 14a, segment g is 76.0 to 79.9MHz.
It does not light up in the reception frequency band of 80.0~
It can be seen that the light is displayed in the 90.0MHz reception frequency band. That is, the receiving frequency band can be detected by detecting the segment signal Sg that drives the segment g, and this segment signal Sg has a low level [L] of 80.0 to 90.0 MHz when the receiving frequency band is 76.0 to 79.9 MHz. At this time, it becomes high level [H]. This segment signal Sg is then input to the switching circuit 20 as in the first embodiment. <Embodiment 3> In this embodiment, the feedback amount of the FM negative feedback loop is continuously changed according to the receiving frequency. In FIG. 3, 25 is a voltage curve correction circuit;
Reference numeral 17 denotes a continuously variable gain amplifier whose gain changes continuously depending on the control voltage, and the channel selection code from the channel selection code generation circuit 11 is converted into an analog signal by the D/A converter 24 as the control voltage. , a signal whose level changes continuously according to the receiving frequency is supplied. <Effects of the Invention> Since the present invention has the above configuration, it has the following effects. (1) FM depending on receiving frequency or receiving frequency band
The amount of feedback in the negative feedback loop changes, and this change in the amount of feedback is something that the local oscillator 5 inherently has, that is, it compensates for and cancels the change in the amount of feedback depending on the oscillation frequency.
The total feedback amount of the negative feedback loop is approximately the same for the receiving frequency band. (2) Therefore, the rate of change in separation with respect to the receiving frequency is significantly smaller than in the conventional example, and the separation characteristics are improved. It has excellent uses such as

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明のシンセサイザー受信機の構成
を示す図、第２図および第３図は同、他の実施例
の構成を示す図、第４図は同、セパレーシヨン特
性を示す図、第５図は局部発振器をモデル化した
図、第６図は従来のシンセサイザー受信機の構成
を示す図、第７図および第８図は同、特性図、第
９図は、本発明のシンセサイザー受信機の他の実
施例の構成を示す図である。 １は高周波増幅器、２は混合器、３は中間周波
増幅器、４は復調器、５は局部発振器、６は分周
器、７は基準信号発振器、８はプログラマブル分
周器、９は位相比較器、１０はローパスフイル
タ、１１は選局コード発生器、１２はコード変
換／駆動回路、１３は周波数表示器、１７は増幅
器、２０はスイツチング回路、２３は受信周波数
帯検出器、２４はＤ／Ａ変換器である。 FIG. 1 is a diagram showing the configuration of the synthesizer receiver of the present invention, FIGS. 2 and 3 are diagrams showing the configuration of another embodiment of the same, and FIG. 4 is a diagram showing the separation characteristics. Figure 5 is a diagram modeling a local oscillator, Figure 6 is a diagram showing the configuration of a conventional synthesizer receiver, Figures 7 and 8 are characteristic diagrams, and Figure 9 is a diagram of the synthesizer receiver of the present invention. It is a figure which shows the structure of another Example. 1 is a high frequency amplifier, 2 is a mixer, 3 is an intermediate frequency amplifier, 4 is a demodulator, 5 is a local oscillator, 6 is a frequency divider, 7 is a reference signal oscillator, 8 is a programmable frequency divider, 9 is a phase comparator , 10 is a low-pass filter, 11 is a channel selection code generator, 12 is a code conversion/drive circuit, 13 is a frequency display, 17 is an amplifier, 20 is a switching circuit, 23 is a receiving frequency band detector, 24 is a D/A It is a converter.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 高周波増幅器１、混合器２、中間周波増幅器
３、復調器４、局部発振器５、および、当該局部
発振器５の局部発振出力信号を分周した信号と基
準信号をプログラマブル分周器８によつて分周し
た信号とを位相比較器９によつて位相比較し、当
該位相比較出力をローパスフイルタ１０を介して
上記局部発振器５に入力するようにしたフエー
ズ・ロツク・ループを具備し、選局コード発生器
１１から出力される選局コードを上記プログラマ
ブル分周器８にプリセツトして受信周波数を定め
るようにした構成であつて、上記復調器４の復調
出力を上記局部発振器５にフイードバツクして周
波数変調をかけるようにしたFM負帰還ループを
形成したシンセサイザー受信機において、受信周
波数または受信周波数帯の検出出力により上記
FM負帰還ループの利得を受信周波数または受信
周波数帯に応じて変化させるようにしたことを特
徴とするシンセサイザー受信機。1 A high frequency amplifier 1, a mixer 2, an intermediate frequency amplifier 3, a demodulator 4, a local oscillator 5, and a signal obtained by frequency-dividing the local oscillation output signal of the local oscillator 5 and a reference signal by a programmable frequency divider 8. A phase lock loop is provided in which the phase of the frequency-divided signal is compared by a phase comparator 9, and the phase comparison output is inputted to the local oscillator 5 via a low-pass filter 10. The receiving frequency is determined by presetting the channel selection code output from the generator 11 in the programmable frequency divider 8, and the demodulated output of the demodulator 4 is fed back to the local oscillator 5 to determine the frequency. In a synthesizer receiver that forms an FM negative feedback loop that applies modulation, the above is detected by the detection output of the reception frequency or reception frequency band.
A synthesizer receiver characterized in that the gain of an FM negative feedback loop is changed according to the receiving frequency or receiving frequency band.
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