JPH04253194A

JPH04253194A - 可変色放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH04253194A
Application number: JP873391A
Authority: JP
Inventors: Katsunobu Hamamoto; 勝信濱本
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1991-01-28
Filing date: 1991-01-28
Publication date: 1992-09-08

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、発光色の異なる複数の
放電灯の発光色を混色し、調色を行う可変色放電灯点灯
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、調光信号と駆動信号を同期させた
調光装置が提案されている（特開昭６４−４５０９３号
公報参照）。図１４はこの調光装置の基本構成を示す回
路図である。図において、１１はクロック（Ｃｌｏｃｋ
）信号を出力する発振器、１２はそのクロック信号を受
けて一定周期のインバータ発振信号及びその分周信号を
調光基本信号として出力する分周器で、発振器１１と共
にインバータ発振回路１３を構成している。Ｒ１　乃至
Ｒ４　は電源電圧（＋Ｖｄｄ）を分圧するための複数の
抵抗で、抵抗Ｒ２　とＲ３　の接続点及び抵抗Ｒ３　と
Ｒ４　の接続点がそれぞれコンパレータ１４，１５の一
方の入力端子に接続され、各コンパレータ１４，１５に
電源電圧を分圧した基準電圧を入力している。また、抵
抗Ｒ１　とＲ２　の接続点である分圧点には抵抗Ｒ５　
とコンデンサＣ１の直列回路から成る充電回路１６が接
続され、そのコンデンサＣ１　の充放電信号がコンパレ
ータ１４，１５の他方の入力端子に供給されるようにな
っている。なお、上記抵抗Ｒ１　とＲ２　による分圧比
（Ｒ２　／Ｒ１　）は、実験上１／２乃至１／３０程度
が適当である。

【０００３】上記コンパレータ１４，１５の出力側はそ
れぞれＤタイプフリップフロップ１７のリセット（Ｒｅ
ｓｅｔ）端子及びセット（Ｓｅｔ）端子に接続され、こ
のフリップフロップ１７の反転出力と前述した調光基本
信号が共にアンド回路１８に入力される。そして、これ
らのフリップフロップ１７及びアンド回路１８により上
記コンデンサＣ１　の充放電用スイッチング素子である
トランジスタＱ１１を駆動する駆動回路１９が構成され
、アンド回路１８からトランジスタＱ１１のベース電流
が与えられる。

【０００４】また、上述の充放電信号はコンパレータ２
０の反転入力端子に与えられ、コンパレータ２０の非反
転入力端子には調光設定信号が与えられる。この調光設
定信号は、抵抗Ｒ６　，Ｒ７　，Ｒ８　及びトランジス
タＱ１２，Ｑ１３から成るミラー回路によって定電流源
を構成し、その電圧を可変抵抗ＶＲ１　によって可変し
た信号であり、可変抵抗ＶＲ１　と並列にコンデンサＣ
２　が接続されている。そして、コンパレータ２０の出
力は調光信号として同調回路２１を構成する２つのアン
ド回路２２，２３に入力され、このアンド回路２２，２
３により前述のインバータ発振信号と同期が取られ、イ
ンバータ回路２４に入力される。このインバータ回路２
４には図外の電源回路から直流電源Ｖｃｃが供給されて
おり、その発振出力によってＣＦＬ２５が点灯されるよ
うになっている。

【０００５】次に、図１５のタイムチャートを参照しな
がら動作について説明する。この図１５には、図１４の
各点Ａ乃至Ｉの信号波形、フリップフロップ１７のリセ
ット信号及びセット信号の信号波形、コンパレータ２０
の出力波形等が示されている。図１４のコンパレータ１
４は、仕様上基準電圧として入力される基準電圧Ｖｒｅ
ｆが０ボルト乃至（Ｖｄｄ−１．５）ボルトの範囲に無
ければ動作しないので、抵抗Ｒ１　，Ｒ２　にかかる電
圧Ｖ１２はＶ１２＞１．５ボルトと設定してある。また
、抵抗Ｒ１　とＲ２　にかかる電圧をそれぞれＶｒ１　
，Ｖｒ２　とすると、Ｖｒ１　＞＞Ｖｒ２　となるよう
にしてある。これは、電圧Ｖｒ２　が０ボルトであると
、Ｐ１　点とＰ２　点の電位が同じになり、コンパレー
タ１４が作動せず、Ｐ１　点の電位が電源電圧Ｖｄｄに
近くなればなるほど抵抗Ｒ５　及びコンデンサＣ１　に
よる適当な充電カーブが得られないためである。

【０００６】図１６はＰ１　点の電位Ｖｐ１　とＰ２　
点の電位Ｖｐ２　の差による充電カーブ（Ｆ点の波形）
を示したものであり、図１６は電位差が小さい場合、図
１７は電位差が大きい場合をそれぞれ示している。すな
わち、電位差が小さいということは、抵抗Ｒ５　とコン
デンサＣ１　により充電カーブが飽和する付近でＰ２　
点の電位Ｖｐ２　を設定してあることになり、充電カー
ブの十分に利用できるところ（飽和するあたり）で用い
ていることになる。一方、電位差が大きい場合には、充
電カーブが十分に飽和し切れないところで、Ｐ２　点の
電位Ｖｐ２　を設定することになり、ほぼリニアな特性
となって適当な充電カーブを得にくい。この図１７に示
す例では、充電カーブはｆ−ｇ−ｈ−ｊと描いていくが
、コンパレータ１４に入力されるＰ２　点の基準電位Ｖ
ｐ２　によってＦ点の充放電信号はｆ−ｇ−ｉとなり、
充電カーブの特性を生かし切れない。しかし、図１６の
例では、ａ−ｂ−ｃ−ｅと描く充電カーブに対し、Ｆ点
の信号はＰ２　点の電位Ｖｐ２　によってａ−ｂ−ｄと
なり、充電カーブの特徴を生かすことができる。その際
、抵抗Ｒ５　とコンデンサＣ１　の値によって充電カー
ブの時定数が決定されるが、抵抗Ｒ２　の値を小さくす
ることにより大きな時定数ｔｂを得ることができ、反対
に抵抗Ｒ２　の値を大きくすれば小さな時定数ｔａを得
ることも可能である。そして、このようにして得られた
Ｆ点の充放電信号は各コンパレータ１４，１５の他方の
入力端子に与えられる。

【０００７】電源投入後、コンパレータ１４の出力は、
Ｐ２　点の電位がＦ点の電位に比べて高いためＬｏｗレ
ベルとなり、その後、コンデンサＣ１　に電荷が充電さ
れてＦ点の電位がＰ２　点の電位よりも高くなったとき
にＨｉｇｈレベルとなる。また、コンパレータ１５の出
力は、Ｐ３点の電位がＦ点の電位よりも高いため、Ｈｉ
ｇｈレベルとなり、コンデンサＣ１　の充電に伴ってＦ
点の電位がＰ３　点の電位よりも高くなったときにＬｏ
ｗレベルとなる。そして、コンパレータ１４の出力はフ
リップフロップ１７のリセット端子に入力され、コンパ
レータ１５の出力はセット端子に入力されるので、フリ
ップフロップ１７の出力（Ｄ点の信号）は、リセット信
号がＬｏｗレベルでセット信号がＬｏｗレベルのときは
Ｌｏｗレベルとなり、リセット信号がＨｉｇｈレベルで
セット信号がＬｏｗレベルのときはＨｉｇｈレベルとな
り、また、リセット信号がＬｏｗレベルでセット信号が
ＨｉｇｈレベルのときはＬｏｗレベルとなる。

【０００８】上記フリップフロップ１７の出力電位、つ
まりＤ点の電位がＨｉｇｈレベルとなり且つＣ点の電位
がＨｉｇｈレベルとなると、アンド回路１８の出力はＨ
ｉｇｈレベルとなり、トランジスタＱ１１がＯＮとなる
。これにより、コンデンサＣ１　の電荷が放電し、これを
１周期として上述の動作を繰り返すことにより発振する
ことになる。ここで、上記Ｃ点の信号は前述のように発
振器１１の出力信号の分周信号であり、この調光基本信
号の周期で調光信号の周波数が決定される。そして、Ｃ
点の信号とＤ点の信号は、アンド回路１８に入力するこ
とで同期のとれたＥ点の信号となり、このＥ点の信号で
トランジスタＱ１１をスイッチングすることにより、上
述したＦ点の充放電信号が形成される。

【０００９】また、Ｆ点の充放電信号は前述の可変抵抗
ＶＲ１　によって設定された調光設定信号と共にコンパ
レータ２０に入力され、このコンパレータ２０から調光
信号が出力される。このとき、例えば、調光設定信号の
レベル、つまりＧ点の電位がある電位Ｖｇになるとコン
パレータ２０の出力であるＨ点の調光信号はＯＮ：ＯＦ
Ｆ＝１：１のデューティ比となり、調光率が５０％とな
る。また、Ｇ点の電位が上記電位Ｖｇよりも低い場合に
は調光率は高くなる（ただし、インバータ回路２４がＨ
ｉｇｈレベルの調光信号でＯＮ、Ｌｏｗレベルの調光信
号でＯＦＦとなる場合）。ここで、調光設定信号を得る
のにミラー回路を用いているのは、可変抵抗ＶＲ１　が
２端子タイプのものであるので、定電流源によりリニア
に電圧を変化させることを必要としたためであり、中間
端子を持った３端子タイプのものを使用すれば、ミラー
回路は不要である。

【００１０】そして、このようにして得られた調光信号
と前述したインバータ発振信号はそれぞれアンド回路２
２，２３を通してインバータ回路２４へ入力され、この
インバータ回路２４の出力によりＣＦＬ２５が点灯され
る。その際、インバータ回路２４へ入力されるインバー
タ発振信号と調光信号はアンド回路２２，２３で完全に
同期が取られているので、高調光時においてもちらつき
が無く、安定した点灯が得られる。また、調光信号を得
るのに充電回路１６による充放電信号を用いているので
、可変抵抗ＶＲ１　で調光する際に人間の視感度に合わ
せた調光を行うことができる。すなわち、調光率が高く
なればなるほどＧ点のレベル変化に対して調光率の変化
が小さくなり、リニアに変化しない。このため、可変抵
抗ＶＲ１　のつまみを回す角度に対して調光率の変化は
非線形となり、調光率が低いときはＣＦＬ２５の輝度の
変化量が多く、高いときは少なくなる。したがって、視
感度に応じた調光方式が選択される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の構成に
おいては、調光信号は、Ｆ点の充放電カーブとＧ点の設
定電圧の比較によって出力されており、Ｈ点の調光信号
の立ち下がりとＩ点のインバータ発振信号の立ち下がり
は同期が取れているが、調光信号の立ち上がりは、調光
レベルの変化した場合、インバータ発振信号の１周期内
のどのタイミングで立ち上がるか決まってない。一方、
上記の構成ではＨ点の調光信号がＬｏｗレベルの場合、
インバータの駆動は停止しており、再点弧時の波形が不
安定になるという問題点がある。

【００１２】また、複数の放電灯を時分割点灯すると、
点灯回路への出力電圧は、時分割周期内のほぼ全域にわ
たって、放電灯点灯時の電圧となり、点灯の切り換え時
に安定な再点弧電圧が必要であるが、時分割信号に上記
構成の同期方式を用いた場合には再点弧電圧波形に不安
定部分が生じ、調光信号を絞ったときにちらつきが発生
する。

【００１３】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、簡単な回路構成
で放電灯の再点弧動作を安定させ、ちらつきの少ない可
変色放電灯点灯装置を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の可変色放電灯点
灯装置においては、上記の課題を解決するために、発光
色の異なる複数の放電灯と、各放電灯にそれぞれ直列に
接続された複数のスイッチング素子とで構成された点灯
回路と、前記点灯回路に放電灯点灯用の電圧を与えるイ
ンバータ回路と、前記スイッチング素子に周期的に順次
導通信号ａ，ｂ，ｃを与える時分割信号制御回路を具備
した可変色放電灯点灯装置において、導通信号ａ，ｂ，
ｃの周期Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃはインバータ回路の駆動周波
数ｆに対して１／ｆの整数倍とし、導通信号ａ，ｂ，ｃ
の立ち上がりと立ち下がりのタイミングをインバータ駆
動信号ｓと同期させるように制御するものである。

【００１５】

【作用】本発明にあっては、発光色の異なる複数の放電
灯を時分割的に駆動する可変色放電灯点灯装置において
、図１に示すように、各放電灯のスイッチング素子に与
える導通信号ａ，ｂ，ｃの周期をインバータ回路の駆動
周波数ｆに対して１／ｆの整数倍とし、且つ導通信号ａ
，ｂ，ｃの立ち上がりと立ち下がりのタイミングをイン
バータ駆動信号ｓと同期させるように制御しているので
、放電灯の再点弧時の波形を安定化させることができ、
調光時の放電灯のちらつきを無くすことができるもので
ある。

【００１６】

【実施例】図２は本発明の第１の実施例の主回路を示す
。図２において、１は直列インバータを用いたインバー
タ回路であり、２は例えば３原色（赤色Ｒ、緑色Ｇ、青
色Ｂ）の各発光色を有する放電灯Ｌ１　，Ｌ２　，Ｌ３
　の点灯回路で、各放電灯にはそれぞれ直列にスイッチ
ング素子Ｑ１　，Ｑ２　，Ｑ３　が挿入されている。各
放電灯はスイッチング素子Ｑ１　乃至Ｑ３　がそれぞれ
一定の周期で予め設定された期間だけ順次時系列的にＯ
Ｎとなることでパルス点灯されており、スイッチング素
子Ｑ１　乃至Ｑ３　のオン時間を任意に設定することで
混光色を変化する。

【００１７】まず、インバータ回路１の構成について説
明する。インバータ回路１の入力側には、スイッチング
素子Ｑ４　，Ｑ５　の直列回路が接続されている。スイ
ッチング素子Ｑ５　の両端には、直流成分カット用のカ
ップリングコンデンサＣ５　を介して、チョークコイル
ＣＨとコンデンサＣ６　よりなるＬＣ直列共振回路が接
続されている。インバータ回路１の出力側には、点灯回
路２が接続されている。インバータ回路１の入力側には
、コンデンサＣ３　，Ｃ４　の直列回路が接続されてい
る。コンデンサＣ３　はダイオードＤ１　を介して商用
交流電源ＡＣの正の半サイクルで充電され、コンデンサ
Ｃ４　はダイオードＤ２　を介して商用交流電源ＡＣの
負の半サイクルで充電される。これにより、インバータ
回路１の入力側には、商用交流電源ＡＣの交流電圧を倍
電圧整流した直流電圧が印加される。

【００１８】次に、点灯回路２の構成について説明する
。点灯回路２の入力側には、インバータ回路１の高周波
交流電圧が印加されており、この交流電圧はダイオード
ブリッジＤＢの交流入力端子に印加されている。ダイオ
ードブリッジＤＢの直流出力端子には、放電灯Ｌ１　，
Ｌ２　，Ｌ３　とスイッチング素子Ｑ１　，Ｑ２　，Ｑ
３　の各直列回路がそれぞれ並列的に接続されている。いずれかのスイッチング素子が導通すると、対応する放
電灯には直流電圧が印加される。

【００１９】図３乃至図５は本実施例に用いるインバー
タ駆動制御回路と時分割信号制御回路を示している。各
図は端子Ｊ，Ｋ，Ｍ，Ｑ，Ｐで接続されている。また、
端子ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇは図２の主回路の同じ
符号の端子と接続されている。まず、インバータ駆動制
御回路について説明する。インバータ駆動制御回路は主
にスイッチングレギュレータ用の汎用ＩＣ（μＰＣ４９
４）よりなる制御回路ＩＣ１　で構成されており、プッ
シュプル発振動作を行っている。発振信号の周波数は、
５番端子と６番端子にそれぞれ外付けされているコンデ
ンサＣ１１、抵抗Ｒ１６の値によって決定されており、
デューティ比は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，ＶＲ１１の値によ
って決定されている。制御回路ＩＣ１　の発振出力は８
番と１１番端子から出力されており、それぞれインバー
タゲートＩ１１，Ｉ１２で反転された後、抵抗Ｒ１７，
Ｒ１８、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ１３，
Ｔｒ１４で構成されるドライブ回路、そしてコンデンサ
Ｃ１２，Ｃ１３、パルストランスＴ１１，Ｔ１２を介し
て図２のスイッチング素子Ｑ４　，Ｑ５　を駆動する。

【００２０】次に、時分割信号制御回路について図６の
タイムチャートを用いて説明する。時分割信号の周期は
、カウンタ回路ＩＣ２　で決定されており、そのクロッ
ク信号はインバータ駆動信号となっている。また、カウ
ンタ回路ＩＣ２　のリセット端子ＲはＨｉｇｈレベルで
リセットとなるので、接地している。なお、このカウン
タ回路ＩＣ２　はクロック信号の立ち下がりで動作する
。今、インバータの駆動周波数が４４ＫＨｚとすると、カ
ウンタ回路ＩＣ２　の出力には（２のｎ乗）÷（４４×
１０３　）の周期の信号が得られるが、説明のため、こ
こではＱ７　の出力端子を使用する。このとき、出力端
子Ｑ７　の信号周期は２．９ｍｓｅｃとなる。また、時
分割信号のパルス幅は汎用のタイマーＩＣ（μＰＣ１５
５５）よりなるタイマー回路ＩＣ３　，ＩＣ４　，ＩＣ
５　とその外付け抵抗ＶＲ２１，ＶＲ２２，ＶＲ２３及
びコンデンサＣ３３，Ｃ４３，Ｃ５３で決定されている
。

【００２１】まず、インバータ駆動信号（ア）はカウン
タ回路ＩＣ２　のクロック信号となり、クロック端子Ｃ
ＬＫに入力される。カウンタ回路ＩＣ２　の出力端子Ｑ
７　からは（イ）の信号が出力される。この出力信号（
イ）は抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４，Ｒ３５と
、コンデンサＣ３１、ダイオードＤ３１、トランジスタ
Ｔｒ３１，Ｔｒ３２から構成される回路により、トラン
ジスタＴｒ３２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの波
形は、信号（イ）の立ち上がりに同期し、そして、周期
がインバータ駆動周期の整数倍となっている、トリガー
信号（ウ）となり、タイマー回路ＩＣ３　の２番（トリ
ガー）端子に入力される。タイマー回路ＩＣ３　の出力信号のパルス幅は、６番，
７番端子に接続される抵抗ＶＲ２１、コンデンサＣ３３
の値で決定され、その３番端子からパルス幅ｔの信号（
エ）が出力される。信号（エ）はＤフリップフロップＩ
Ｃ６　のデータ入力端子Ｄに入力される。一方、Ｄフリ
ップフロップＩＣ６　のクロック端子ＣＬＫには、カウ
ンタ回路ＩＣ２　のクロック信号（ア）をインバータゲ
ートＩ１３により反転し、（ア）の反転信号がＤフリッ
プフロップＩＣ６　のクロック信号として入力される。ＤフリップフロップＩＣ６　のデータ入力端子Ｄに入力
されたデータは、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりによ
ってＱ端子に出力される。ＤフリップフロップＩＣ６の
出力信号（オ）は、パルス幅ｔ’の信号であり、インバ
ータ駆動信号（ア）の周期（１／４４×１０３　）ｓｅ
ｃの整数倍のパルス幅となる。

【００２２】ＤフリップフロップＩＣ６　の出力信号（
オ）はインバータゲートＩ３１，Ｉ３２，Ｉ３３と抵抗
Ｒ３６、コンデンサＣ３４から成る遅延回路に入力され
る。インバータゲートＩ３３の出力信号は、信号（オ）の遅
延反転出力となり、ｔｄの遅れを持つ。インバータゲー
トＩ３３の出力信号は、ＤフリップフロップＩＣ７　の
データ端子Ｄに入力され、ＤフリップフロップＩＣ７　
のクロック信号は、ＤフリップフロップＩＣ６　と同様
にカウンタ回路ＩＣ２　のクロック信号の反転信号（イ
ンバータゲートＩ１３の出力）とし、Ｄフリップフロッ
プＩＣ７　の出力信号（カ）がｔｄ’の遅延時間を以て
出力される。ここで、遅延時間ｔｄ’も１／（４４×１
０３　）の整数倍となる。ＤフリップフロップＩＣ７　
の出力信号は抵抗Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４，Ｒ
４５、コンデンサＣ４１、トランジスタＴｒ４１，Ｔｒ
４２、ダイオードＤ４１で構成される回路に入力され、
トランジスタＴｒ４２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃ
ｅの波形は（キ）となり、この信号（キ）はタイマー回
路ＩＣ４　のトリガー信号となる。タイマー回路ＩＣ４
　の出力信号もタイマー回路ＩＣ３と同様、抵抗ＶＲ２
２、コンデンサＣ４３の値によってパルス幅が決定され
る。

【００２３】一方、ＤフリップフロップＩＣ７　の出力
信号（カ）は、インバータゲートＩ３４によって反転さ
れ、信号（オ）の遅延信号となり、ノアゲートＮＯＲ３
１の一方の入力となる。また、信号（オ）はノアゲート
ＮＯＲ３１の他方の入力となり、ノアゲートＮＯＲ３１
の出力信号（ク）は、タイマー回路ＩＣ４　のリセット
信号（４番端子）になる。タイマー回路ＩＣ４　の出力
信号（ケ）は、同様にＤフリップフロップＩＣ８　のデ
ータ入力端子Ｄに入力され、クロック端子ＣＬＫもイン
バータゲートＩ１３の出力端子と接続されており、出力
信号（コ）のパルス幅ｔｂ’も１／（４４×１０３　）
の整数倍となる。タイマー回路ＩＣ５　の出力信号も、
同様な過程を経てＤフリップフロップＩＣ１０のデータ
入力端子Ｄに入力される。ＤフリップフロップＩＣ１０の出力信号（サ）のパルス
幅ｔｃ’も１／（４４×１０３）の整数倍となる。

【００２４】ＤフリップフロップＩＣ６　の出力信号（
オ）と、インバータゲートＩ３４の出力信号（信号（オ
）の遅延時間ｔｄ’の出力）はアンドゲートＡＮＤ３１
に入力され、信号（シ）が出力される。信号（シ）、（
コ）、（サ）はそれぞれｔａ’，ｔｂ’，ｔｃ’のパル
ス幅を持ち、各信号間には全ての信号がＬｏｗレベルと
なるｔｄ’の休止区間が設定されている。ｔａ’，ｔｂ
’，ｔｃ’，ｔｄ’はそれぞれインバータ駆動信号周期
の整数倍の値となっている。そして、信号（コ）、（サ
）、（シ）の立ち上がり、立ち下がり動作は、インバー
タゲートＩ１２から出力されるインバータ駆動信号（ア
）の立ち下がりで動作を行うため、時分割信号の周期、
そして、時分割信号はインバータ駆動の周波数に同期し
ている。

【００２５】ここで、時分割信号の休止区間ｔｄ’につ
いて説明する。各放電灯Ｌ１　乃至Ｌ３　の点灯回路は
共通であり、時分割によって点灯制御を行っているが、
この場合、図２の主回路のダイオードブリッジＤＢの出
力端電圧は、放電灯点灯時の電圧となってしまい、放電
灯の切り換え時に十分な再点弧電圧が印加できない。図
８に点灯時と無負荷時の共振カーブを示すが、今、イン
バータが周波数ｆ１　で駆動していると、放電灯のいず
れかが点灯中の場合のダイオードブリッジＤＢの出力電
圧はＶ１　となる。ここで、時分割信号休止区間ｔｄ’
においては、全てのランプが放電を停止しているため、
ダイオードブリッジＤＢの出力電圧は無負荷時の電圧Ｖ
２　に上昇する。この無負荷時電圧Ｖ２　によって各放
電灯の再点弧電圧を確保している。

【００２６】以上のように、本実施例では、放電灯Ｌ１
　乃至Ｌ３にそれぞれ直列に接続したスイッチング素子
Ｑ１　乃至Ｑ３　をＯＮ／ＯＦＦする時分割信号の周期
と信号幅をインバータ駆動信号に対して同期を取り、イ
ンバータ駆動周波数ｆに対して（１／ｆ）の整数倍とす
ることで、時分割信号を安定化し、なお且つ、高周波電
圧波形に対して時分割信号の立ち上がりと立ち下がりの
タイミングを常に一定として休止区間ｔｄ’の再点弧電
圧を安定化し、また、高周波に対して同期が取れている
ので、非常に安定したランプ電流波形となる。このこと
によって時分割信号の少なくとも１つの信号幅を絞った
場合、つまり、少なくとも１つのランプの調光を行う場
合も、波形が安定しているため、再点弧時の不安定さが
無く、ちらつきの少ない安定した混色光が得られる。

【００２７】図９は本発明の第２の実施例の主回路の回
路図である。図９において、構成はほぼ図１と同じであ
るが、第１の実施例では、ランプを直流点灯しているの
に対し、本実施例では高周波交流で点灯している。各放
電灯Ｌ１　乃至Ｌ３　にはダイオードブリッジＤＢ１　
乃至ＤＢ３を介してスイッチング素子Ｑ１　乃至Ｑ３　
を接続している。図１０と図４及び図５にインバータ駆
動制御回路と時分割信号制御回路を示している。図１０
に含まれるインバータ駆動制御回路は第１の実施例と同
じ回路であり、また、図４と図５は第１の実施例と同じ
回路である。

【００２８】図１０に示される時分割信号制御回路につ
いて、図１１のタイムチャートを用いて説明する。第１
の実施例において、時分割信号の周期は、駆動周波数ｆ
に対し、カウンタ回路ＩＣ２　の出力端子の（１／ｆ）
×（２のｎ乗）の周期を持つ信号から決定していたが、
本実施例では任意の周期を決定できる。時分割信号の周
期は、第１の実施例と同様にカウンタ回路ＩＣ２　で設
定しており、クロック信号は、ここでは、スイッチング
レギュレータ用制御回路ＩＣ１　の８番端子（＝出力端
子）の信号（タ）としている。今、インバータ回路１は
４４ＫＨｚで動作しているものとする。周期を８ｍｓｅ
ｃに設定したい場合、インバータの駆動周期１／（４４
×１０３　）の３５２倍が８ｍｓｅｃとなり、１０進数
の３５２を２進数で表すと、１０１１０００００となる
ため、カウンタ回路ＩＣ２　の出力Ｑ９　，Ｑ７　，Ｑ
６　が全てＨｉｇｈレベルになったとき、リセットをか
ければ良い。このために、カウンタ回路ＩＣ２　のＱ６
出力（チ）、Ｑ７　出力（ツ）、Ｑ９　出力（テ）は３
入力アンドゲートＡＮＤ２１の入力信号となる。アンド
ゲートＡＮＤ２１の出力はカウンタ回路ＩＣ２　のリセ
ット端子Ｒに接続されており、カウンタ回路ＩＣ２　の
リセット信号（ト）となる。また、信号（ト）はインバ
ータゲートＩ２１によって反転し、タイマー回路ＩＣ３
　のトリガー信号（ナ）となる。以上の動作を図１１に示す。

【００２９】なお、時分割信号は第１の実施例と同様に
、単安定の発振回路構成とされたタイマー回路ＩＣ３　
によって決定され、カウンタ回路ＩＣ２　のクロック信
号の反転信号をＤフリップフロップＩＣ６　のクロック
信号とし、インバータ駆動信号の立ち上がりに、時分割
信号とその周期を決定する信号が同期して動作する。時
分割信号の設定に関しては、第１の実施例と回路構成が
同じであり、時分割信号の周期と信号幅も、第１の実施
例と同様、駆動周波数ｆに対して１／ｆの整数倍となる
。

【００３０】図１２は本発明の第３実施例の要部回路図
である。本実施例も、第１の実施例や第２の実施例と同
様、カウンタ回路ＩＣ２　で時分割の周期を決定してい
る。図１３のタイミングチャートで本実施例の動作を説
明する。第１の実施例と同様にカウンタ回路ＩＣ２　の
クロック信号はインバータ駆動回路より駆動信号（ハ）
がクロック端子に入力される。予め設定された周期によ
りインバータゲートＩ２１から信号（フ）が出力され、
タイマー回路ＩＣ３　のトリガー信号となる。タイマー
回路ＩＣ３　の出力は、抵抗ＶＲ１１、コンデンサＣ３
３によってパルス幅ｔの信号（ヘ）が出力される。信号
（ヘ）はＤフリップフロップＩＣ６　のデータ端子に入
力し、また、ＤフリップフロップＩＣ６　のクロック信
号は、カウンタ回路ＩＣ２　のクロック信号（ハ）がイ
ンバータゲートＩ２２に入力し、その出力信号（ヒ）が
ＤフリップフロップＩＣ６　のクロック信号となる。Ｄ
フリップフロップＩＣ６　の出力信号は（ホ）となり、
この信号（ホ）はＤフリップフロップＩＣ１１のデータ
端子Ｄに入力する。ＤフリップフロップＩＣ１１のクロ
ック信号は、カウンタ回路ＩＣ２　のクロック信号と同
一で、ＤフリップフロップＩＣ１１の出力信号は（マ）
となる。信号（ホ）と（マ）は、ノアゲートＮＯＲ３１
の入力となり、信号（ミ）が出力される。この実施例は
１灯分の信号回路であるが、ノアゲートＮＯＲ３１の出
力信号からトリガー信号を得れば、第１の実施例や第２
の実施例と同様に複数灯の時分割制御が行える。

【００３１】本実施例は、第１の実施例や第２の実施例
と同様、時分割周期は駆動信号に同期し、そして、駆動
周波数ｆに対して１／ｆの整数倍となる。異なる点は、
時分割信号（ミ）の立ち上がりはカウンタ回路ＩＣ２　
のクロック信号（ハ）の立ち上がりで動作し、時分割信
号の立ち下がりは、クロック信号（ハ）の立ち下がりで
動作する点である。

【００３２】第１乃至第３の実施例は、インバータ駆動
周波数ｆに対し、時分割信号の周期が１／ｆの整数倍と
なるように、カウンタ回路ＩＣ２　を用いて設定し、時
分割信号は、カウンタ回路ＩＣ２　のクロック信号の立
ち上がりと立ち上がり、立ち下がりと立ち下がり、又は
立ち上がりと立ち下がりで動作してＨｉｇｈ、Ｌｏｗレ
ベルとなり、クロック信号としたインバータ駆動信号に
同期したものであるが、インバータ動作周波数に同期で
きるものであるなら、どのような回路構成でも良い。ま
た、インバータ回路も直列インバータに限らず、プッシ
ュプルインバータや１石インバータ等、任意の回路構成
を用いて構わない。

【００３３】なお、放電灯は可変色を達成するものであ
れば何でも良く、白色ランプにカラーフィルターを装着
したもの、又は昼白色ランプ、電球色ランプ等を使用し
ても良い。さらに、ランプ負荷電力の異なるものを組み
合わせても良く、放電灯の数は限定しない。また、放電
灯再点弧電圧も、回路の共振系を利用するものに限らず
、パルス回路を付加し、駆動信号に同期したパルスを印
加しても良い。

【００３４】

【発明の効果】本発明は上述のように、発光色の異なる
複数の放電灯と、各放電灯にそれぞれ直列に接続された
複数のスイッチング素子とで構成された点灯回路と、前
記放電灯に電圧を印加するインバータ回路と、前記スイ
ッチング素子に周期的に順次導通信号を与える時分割信
号制御回路を具備した可変色放電灯点灯装置において、
導通信号の周期はインバータ回路の駆動周波数ｆに対し
て１／ｆの整数倍とし、導通信号の立ち上がりと立ち下
がりのタイミングをインバータ駆動信号と同期させるよ
うに制御しているので、無負荷時の再点弧電圧波形を安
定化し、また、時分割信号幅に関係なく、同信号の立ち
上がりと立ち下がりのタイミングは高周波波形に対し、
常に一定となるため、時分割信号幅がどのように変化し
ても放電灯の再点弧電圧波形が安定しており、よって各
放電灯のランプ電流波形が安定するため、ちらつきが少
ないという効果があり、また、インバータ回路のスイッ
チング素子のストレス低減という効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本的な動作を示す動作波形図である
。

【図２】本発明の第１の実施例に用いる主回路の構成を
示す回路図である。

【図３】本発明の第１の実施例に用いる第１の制御回路
の構成を示す回路図である。

【図４】本発明の第１の実施例に用いる第２の制御回路
の構成を示す回路図である。

【図５】本発明の第１の実施例に用いる第３の制御回路
の構成を示す回路図である。

【図６】本発明の第１の実施例の全体の動作を示す動作
波形図である。

【図７】本発明の第１の実施例の動作波形を拡大して示
した動作波形図である。

【図８】本発明の第１の実施例に用いる共振系の動作を
示す動作説明図である。

【図９】本発明の第２の実施例に用いる主回路の構成を
示す回路図である。

【図１０】本発明の第２の実施例に用いる第１の制御回
路の構成を示す回路図である。

【図１１】本発明の第２の実施例の動作波形図である。

【図１２】本発明の第３の実施例の要部回路図である。

【図１３】本発明の第３の実施例の動作波形図である。

【図１４】従来例の回路図である。

【図１５】従来例の動作波形図である。

【図１６】従来例の第１の動作を示す動作説明図である
。

【図１７】従来例の第２の動作を示す動作説明図である
。

【符号の説明】

１　　　　インバータ回路２　　　　点灯回路Ｌ１　　　第１の放電灯Ｌ２　　　第２の放電灯Ｌ３　　　第３の放電灯Ｑ１　　　第１のスイッチング素子Ｑ２　　　第２のスイッチング素子Ｑ３　　　第３のスイッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】　　発光色の異なる複数の放電灯と、各放
電灯にそれぞれ直列に接続された複数のスイッチング素
子とで構成された点灯回路と、前記点灯回路に放電灯点
灯用の電圧を与えるインバータ回路と、前記スイッチン
グ素子に周期的に順次導通信号を与える時分割信号制御
回路を具備した可変色放電灯点灯装置において、導通信
号の周期はインバータ回路の駆動周波数ｆに対して１／
ｆの整数倍とし、導通信号の立ち上がりと立ち下がりの
タイミングをインバータ駆動信号と同期させるように制
御することを特徴とする可変色放電灯点灯装置。