JPH04219029A - ダイバーシチ回路およびフレーム位相推定を行うダイバーシチ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ディジタル無線伝送
に用いられるダイバーシチ回路およびフレーム位相推定
を行うダイバーシチ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１０はフェージングのある伝送路をモ
デル化したものである。ここで、受信波は、送信波が直
接受信されたものである先行波と周囲物で反射された後
受信される遅延波とが合成された合成波であるとする。 よって、モデル化された伝送とにおいて、先行波と遅延
波との時間差は遅延回路５１で与えられる。また、合成
波は、先行波係数器５２で所定の係数が掛け合わされた
後の先行波と遅延波係数器５３で所定の係数が掛け合わ
された後の遅延波とが合成回路５４で合成されることに
よって得られる。さらに、合成波は、雑音が加算されて
受信信号となる。

【０００３】図１１は、先行波、遅延波、合成波および
受信信号の波形例を示したものである。このように、受
信信号は、フェージングによって大きく歪むために、符
号間干渉が生ずることになる。また、遅延波の遅延量に
よっては、受信信号が消失してしまうことがある。一般
に、フェージングの影響を防止するために、ダイバーシ
チが採用される。なお、以下の説明において、簡単のた
めに、雑音を無視して合成波を受信信号とみなすことが
ある。

【０００４】図１２は一般的なダイバーシチの概念を説
明するための受信系を示すブロック図である。図におい
て、６１，６２がそれぞれアンテナ、６３，６４はそれ
ぞれアンテナ６１，６２が出力する信号の復調を行う復
調器、６５はアンテナ６１，６２のいずれの出力を選択
するか決めるアンテナ選択回路、６６は復調出力のいず
れか一方を選択するスイッチ、６７は受信信号の信号判
定を行う判定回路、６８は判定出力の出力端子である。

【０００５】次にダイバーシチの概念について説明する
。上述のように、受信信号は、フェージングによりある
確率で消失する。しかし、消失する時刻はアンテナ位置
によって異なっている。よって、複数のアンテナ６１，
６２を用意しておいて、受信信号が失なわれていない方
のアンテナ６１，６２を選択し、選択された方のアンテ
ナ６１，６２が出力する受信信号を取り扱うようにする
アンテナ選択ダイバーシチが採用される。

【０００６】すなわち、各アンテナ６１，６２の出力が
各復調器６３，６４に入力する。そして、各復調器６３
，６４の出力にもとづいていずれの復調出力を受信信号
として選択すべきかを、アンテナ選択回路６５が決定す
る。アンテナ選択回路６５の選択に応じて、スイッチ６
６は、いずれかの復調器６３，６４の出力を選択し、そ
れを判定回路６７に供給する。判定回路（例えば最尤系
列推定回路）６７は、入力された受信信号の信号判定を
行う。なお、以下、アンテナ選択回路６５およびスイッ
チ６６に相当するものをダイバーシチ回路という。

【０００７】次に、判定回路６７の一例となる最尤系列
推定部について説明する。図１３は例えば「マキシマム
　　ライクリフッド　　シーケンス　　エスティメイシ
ョン　　オブディジタル　　シーケンス　　イン　　ザ
　　プレゼンス　　オブ　　インタシンボル　　インタ
フェレンス（Ｍａｘｉｍｕｍ　　ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ
　　ＳｅｑｕｅｎｃｅＥｓｔｉｍａｔｉｏｎ　　ｏｆ　
　Ｄｉｇｉｔａｌ　　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ　　ｉｎｔｈｅ
　　Ｐｒｅｓｅｎｃｅ　　ｏｆ　　Ｉｎｔｅｒｓｙｍｂ
ｏｌ　　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）」，アイイ−イ−
イ−　　トランザクションズ　　オン　　インフォメー
ションセオリ　　（ＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ
ｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ），第ＩＴ−１９巻、１９７２年５
月発行に示された最尤系列推定部を示すブロック図であ
る。

【０００８】この最尤系列推定部において、まず、一般
にオーバサンプリングされた受信信号が、入力端子７５
からＳ／Ｎを最大にするための整合フィルタ７１に入力
する。整合フィルタ７１から出力されたシンボルレート
に応じた整合フィルタ出力は、雑音白色化フィルタ７２
に入力する。すると、雑音白色化フィルタ７２は、整合
フィルタ出力中の雑音成分を白色化（ランダム化）する
ように動作し、シンボルレートに応じた雑音白色化フィ
ルタ出力を出力する。そして、タイミング検出およびタ
ップ係数設定回路７３は、受信信号から受信信号の先頭
位相と整合フィルタ回路７１および雑音白色化フィルタ
７２の係数を推定する。それらの係数は、整合フィルタ
回路７１および雑音白色化フィルタ７２に設定される。

【０００９】最尤系列推定回路７４は、ビタビアルゴリ
ズムを用いて最も確からしい送信された系列を推定する
。すなわち、シンボルレートに応じた各時点において、
現在の入力信号として生起する可能性があるデータの組
合せである各ステートの確かからしさを算出し、さらに
、過去の入力信号系列から算出済の前時点の生き残り系
列と現時点の各ステートの確からしさとから現時点の生
き残り系列を決定する。そして、入力信号系列の全てを
入力した後最終的に残った生き残り系列（最尤系列）を
、実際に送信された信号系列であると決定し、それを出
力端子７６から出力する。

【００１０】ここで、整合フィルタ７１および雑音白色
化フィルタ７２には多数の乗算器が必要で、そのために
回路規模が大きくなる。また、タイミング検出およびタ
ップ系数設定回路７３が整合フィルタ７１および雑音白
色化フィルタ７２の係数を定める処理が難しくなる。そ
こで、図１３に示す最適の構成を、やや簡略化した構成
が提示されている。

【００１１】図１４は簡略化した最尤系列推定部を示す
ブロック図である。この最尤系列推定部において、オー
バサンプリングされた受信信号が、シンボルレート受信
信号出力回路７７およびフレーム位相推定回路７８に入
力する。すると、フレーム位相推定回路７８は、先頭位
相（先頭位相については後で詳しく述べる。）の情報を
出力する。シンボルレート受信信号出力回路７７は、先
頭位相の情報を得て、その情報にもとづいて、オーバサ
ンプリングされた受信信号を間引いてシンボルレートに
応じた受信信号を作成し、それを出力する。すなわち、
この場合には、最尤系列推定回路７４は、雑音白色化フ
ィルタ７２の出力ではなくシンボルレート受信信号出力
回路７７の出力にもとづいて信号系列の推定を行う。

【００１２】図１４に示す最尤系列推定部は、整合フィ
ルタ７１および雑音白色化フィルタ７２を必要とせず、
シンボルレート受信信号出力回路７７が単なる間引き操
作を行っている。よって、構成を簡略化したことによる
特性の劣化の程度が小さく、かつ、フレーム位相推定回
路７８の構成が簡単であれば、この最尤系列推定部は十
分実用的である。

【００１３】ここで、最尤系列推定回路７４の特性に触
れておく。最尤系列推定回路７４には、処理できる範囲
というものがあり、その範囲の単位はシンボル数である
。そして、その設定は自由である。ただし、最尤系列推
定回路７４の回路規模は、処理できる範囲の増加に伴っ
て指数関数的に増加するので、一般に、その範囲は数シ
ンボル以下に設定される。ここで、最尤系列推定回路７
４の処理できる範囲と符号間干渉とは以下の関係と有す
ることが望ましい。 （ｉ）　　　　処理できる範囲内の符号間干渉成分が大
きい。 （ｉｉ）　　処理できる範囲外の符号間干渉成分が小さ
い。

【００１４】次に、オーバサンプリングの概念について
説明する。連続時間系の受信信号が（ｒ）ｔで表現され
、ｒ（ｔ）をサンプリング間隔Ｔ／αでオーバサンプリ
ングしたものをｚ（ｍ）で表わす。ここで、Ｔはシンボ
ル周期、α（≧１，通常は自然数）はオーバサンプリン
グの割合である。なお、α＝１の場合がシンボルレート
サンプリングに相当する。ｒ（ｔ）をｚ（ｍ）に変換す
る場合のｍに相当するサンプリング時刻をｔ（ｍ）とす
ると、 ｔ（ｍ）＝ｍ（Ｔ／α）＋ｔ０　 なる関係が成立する。ここで、ｍは整数、ｔ０　はサン
プリングに依存する値である。

【００１５】次にフレーム位相推定の概念について説明
する。オーバサンプリングした受信信号ｚ（ｍ）からシ
ンボルレートに応じた受信信号ｚ〔ｎ〕へ間引く際に、
ｎに相当するサンプリング時刻をｔ〔ｎ〕とすると、ｔ
〔ｎ〕＝ｎＴ＋τ０　 なる関係が成立する。ただし、ｎは０以上の整数、τ０
　は以下の条件を満たす。 τ０　＝ｋ０　Ｔ／α＋ｔ０　 ここで、ｋ０　は整数であり、シンボルレートに応じた
受信信号ｚ〔ｎ〕はｋ０　というパラメータを有するた
め、以後、ｚ〔ｎ；ｋ０〕と表現する。なおτ０　のこ
とを先頭位相とよび、τ０　の推定がフレーム位相推定
となる。 また、フレーム位相推定として、τ０の推定からｋ０　
の推定に置き換えることが可能である。これは、ｔ０　
は受信側では推定できないため、通常受信側ではサンプ
リング誤差とみなして無視するためである。図１５に受
信信号とそれをサンプリングした結果を示す。本例では
α＝４（４倍オーバサンプリング）であるとする。これ
をシンボルレートに応じた受信信号に変換するためには
、４サンプルごとに３サンプルデータの間引きを行う必
要がある。例えば、先頭位相ｋ０　として（１５−３）
を選択した場合、シンボルレートに応じた受信信号系列
は（１５−３），（１５−７），（１５−１１），（１
５−１５），…とサンプルごとの値を採った系列となる
。

【００１６】続いて、フレーム位相推定も含んだアンテ
ナ選択ダイバーシチの概念について説明する。前述のシ
ンボルレートに応じた受信信号ｚ〔ｎ；ｋ０　〕は、先
頭位相ｋ０　というパラメータを含んでいる。ここでは
更に、アンテナの番号を示すｐ０　なるパラメータを導
入して、受信信号をｚ〔ｎ；ｋ０　；ｐ０　〕として表
現する。 図１２に示した例においては、アンテナ１が選択された
場合は受信信号はｚ〔ｎ；ｋ０　，１〕となり、アンテ
ナ２が選択された場合は、受信信号はｚ〔ｎ；ｋ０　，
２〕となる。このｋ０　とｐ０　は同時に推定すること
が可能であるため、ダイバーシチとフレーム位相推定を
同時に取り扱うことが可能となる。すなわち、図１２に
おけるダイバーシチ回路と図１４に示すフレーム位相推
定回路７８およびシンボルレート受信信号出力回路７７
とを合わせたフレーム位相推定を行うダイバーシチ回路
を取り扱うことができる。

【００１７】さらに、伝送路特性の推定についても触れ
ておく。既知系列（トレーニング系列）をｘ（ｎ）（ｎ
＝０，１，…，Ｎ−１）で表現するときに、既知系列と
先頭位相がｋ０　でアンテナがｐ０　のシンボルレート
に応じた受信信号ｚ〔ｎ；ｋ０　，ｐ０　〕との相互相
関をＰ〔ｋ０　，ｐ０　〕とすると、相互関数は数１で
表わされる。

【００１８】

【数１】

【００１９】このＰ〔ｋ０　，ｐ０　〕は、ｘ（ｎ）の
自己相関がインパルスに近ければ、近似的に伝送路特性
（伝送路インパルス応答；ＣＩＲ）に一致する。なお、
ｘ（ｎ）の自己相関がインパルスでない場合、ウィーナ
ーホッフの方程式を解くか、その近似解を求めるアルゴ
リズム（ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム等）
により求めることが可能である。

【００２０】次に、ダイバーシチ回路の動作を具体的な
回路例について説明する。図１６は例えば「ＭＬＳＥに
適した新検波後選択ダイバーシティ」１９８９年電子情
報通信学会秋季全国大会、Ｂ−５０２，Ｐ．２−１７２
）に示された従来のダイバーシチ回路を示すブロック図
である。図において、１０は電力比を比較する比較回路
、１１は最適の受信信号および伝送路特性推定値（以下
、ＣＩＲ推定値という。）を選択受信信号の出力端子１
５および選択ＣＩＲ推定値の出力端子１６する選択回路
、８１，８２は入力端子１２，１３に入力した受信信号
と既知である送信パターン（既知系列）からＣＩＲを推
定する第１のＣＩＲ推定回路、第２のＣＩＲ推定回路、
８３，８４は推定したＣＩＲの電力比を求める第１の電
力比計算回路、第２の電力比計算回路である。

【００２１】次に動作について図１７のフローチャート
を参照して説明する。互いに離れた地点に設置されたア
ンテナ（図示せず）で受信された信号は、それぞれ検波
回路（図示せず）で検波された後、受信信号として入力
端子１２，１３に入力する。第１のＣＩＲ推定回路８１
および第２のＣＩＲ推定回路８２は、それぞれ受信信号
を入力して、入力系列に対するＣＩＲ推定値を算出し、
これを出力する（ステップＳＴ５１，ＳＴ５２）そして
、第１の電力比計算回路８３および第２の電力比計算回
路８４は、それぞれＣＩＲ推定値を入力して、後段の最
尤系列推定回路（ＭＬＳＥ、図示せず）で用いられる成
分の電力（処理範囲内の電力）の、ＭＬＳＥ等化の範囲
外の電力（処理範囲外の電力）に対する電力比を算出す
る（ステップＳＴ５３、ＳＴ５４）。比較回路１０は各
電力比を入力して、最も大きい電力比に対応した受信信
号、つまり、最も等価Ｓ／Ｎが大きいと思われる受信信
号を指定する選択信号を出力する（ステップＳＴ５５）
。そして、選択回路１１はこの選択信号に対応した受信
信号およびＣＩＲ推定値を出力する（ステップＳＴ５６
）。

【００２２】図１８は、推定ＣＩＲと実際のＣＩＲとの
関係の一例を示した説明図である。図において、実線は
推定ＣＩＲ、破線は実際のＣＩＲを示している。図１８
（Ａ）　　において、処理範囲内におけるＣＩＲ電力の
処理範囲外におけるＣＩＲ電力に対する電力比を算出し
て、処理範囲内に最も電力が集中したものが選択される
ことになる。ここで、２つの入力端子１２，１３から入
力してくる受信信号に対するＣＩＲ推定値が全く等しい
が、雑音電力が異なる場合を考える。この場合には、雑
音電力が小さい方に対応した受信信号を選択すべきであ
るが、上述したダイバーシチ回路における電力比の比較
方法によれば、これが選択される確率は０．５である。 また、ＣＩＲ推定値が全く等しいが、実際のＣＩＲとの
関係が図１（Ａ）と図１８（Ｂ）に示すようになってい
る場合を考える。この場合には、図１８（Ａ）に示すＣ
ＩＲ推定誤差が小さい方に対応した受信信号を選択すべ
きであるが、これが選択される確率は０．５である。

【００２３】続いて、フレーム位相推定を行うダイバー
シチ回路の動作を具体的な回路例について説明する。図
１９は例えば「デザイン　　アンド　　パーフォーマン
ス　　オブシンクロナイゼイション　　テクニック　　
アンド　　ビタビ　　アダプティブ　　イコライザ　　
フォー　　ナローバンド　　ティ−ディ−エムエイ　　
モバイル　　レイディオ（Ｄｅｓｉｇｎ　　ａｎｄ　　
Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　　ｏｆ　　Ｓｙｎｃｈｏｒｏ
ｎｉｚａｔｉｏｎ　　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　　ａｎｄ　
　Ｖｉｔｅｒｂｉ　　Ａｄａｐｔｉｖｅ　　Ｅｑｕａｌ
ｉｚｅｒ　　ｆｏｒ　　Ｎａｒｒｏｗｂａｎｄ　　ＴＤ
ＭＡＭｏｂｉｌｅ　　Ｒａｄｉｏ）」、エヌエス　　オ
ン　　ディーエルエムアールシー　　会報３（Ｐｒｏｃ
．３　　ＮＳ　　ｏｎ　　ＤＬＭＲＣ）、１９８８年９
月発行）、ｐ．２７９〜ｐ．２８６に示された従来のフ
レーム位相推定を行うダイバーシチ回路を示すブロック
図である。

【００２４】図において、９１は既知系列が入力される
既知系列入力端子、９２は入力された既知系列と受信信
号との相互相関を算出し、その大きさを出力する相互相
関値作成回路、９３は最大の相互相関値を検出した時点
で先頭位相を出力する最大相互相関値検出回路、９４は
最大相互相関検出回路９３が出力するタイミングに従っ
て受信信号を出力する受信信号出力回路である。

【００２５】次に動作について説明する。相互相関値作
成回路９２は、常時受信信号と既知系列との相互相関の
大きさを作成し、これを常時出力する。最大相互相関値
検出回路９３は、相互相関の大きさを常時監視し、最大
（ピーク）とみなした時刻に先頭位相タイミングを出力
する。受信信号出力回路３１は、その先頭位相タイミン
グに従って受信信号を出力する。

【００２６】図２０〜図２３はフレーム位相推定の処理
結果を説明するための説明図であり、先行波、遅延波お
よび合成波を遅延量および振幅を変化させて示したもの
である。なお、ここでは、α＝２（２倍オーバサンプリ
ング）としている。図２０において、最尤系列推定回路
の処理できる範囲（先頭位相から先の数シンボル分）に
かかわらず、時点（２０−４）が先頭位相として選択さ
れる。しかし、時点（２０−２）の符号間干渉は処理で
きる範囲外にあることになり特性に悪影響を与える。

【００２７】また、図２１において、先頭位相として時
点（２１−４）が選択されるが、やはり時点（２１−２
）の符号間干渉は処理できる範囲外にあることになる。 図２２においては、先頭位相として時点（２２−５）が
選択されるが、時点（２２−１）および（２２−３）の
符号間干渉は処理できる範囲外にあることになる。そし
て、図２３においては、処理できる範囲にかかわらず先
頭位相として時点（２３−５）が選択されるが、処理で
きる範囲が２シンボルならば、先頭位相は（２３−４）
とする方が望ましい。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】従来のダイバーシチ回
路は以上のように構成されているので、受信信号を選択
する際に雑音電力やＣＩＲ推定誤差が考慮されていない
ため、雑音電力やＣＩＲ推定誤差が大きい場合には適切
な選択が行われない可能性があるという課題があった。 また、従来のフレーム位相推定を行うダイバーシチ回路
は以上のように構成されているので、オーバサンプリン
グされた受信信号を整合フィルタや雑音白色化フィルタ
で処理する場合には回路規模が増大し、また、最尤系列
推定回路の処理できる範囲、雑音および伝送路特性推定
誤差などが選択基準（フレーム先頭位相の決定基準、ア
ンテナ選択基準）に十分に反映されず、その結果、特性
が劣化するなどの課題があった。

【００２９】この発明は上記のような課題を解消するた
めになされたもので、雑音電力やＣＩＲ推定誤差が大き
い場合であっても適切な受信信号を選択しうるダイバー
シチ回路およびこの回路を用いたフレーム位相推定回路
を得ることを目的とする。また、最尤系列推定回路の処
理できる範囲や伝送特性推定誤差等が選択基準に十分に
反映され、小回路規模で実現しうるフレーム位相推定回
路を得ることを目的とする。

【００３０】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のダイバー
シチ回路は、互いに異なる信号経路を伝搬してきた複数
の受信信号を各入力端子から入力して、それぞれ、各受
信信号にもとづいてＣＩＲを推定し、ＣＩＲ推定値を出
力するＣＩＲ推定回路と、これらＣＩＲ推定回路が出力
したＣＩＲ推定値から推定ＣＩＲ電力を算出するととも
に、ＣＩＲ推定値と既知系列とから受信信号を再生し、
再生された受信信号と実際に受信した受信信号との誤差
電力に対する推定ＣＩＲ電力の電力比を算出する誤差計
算回路と、これら電力比を入力し、各電力比を比較して
適切な信号経路を推定する選択信号を出力する比較回路
と、選択信号で指定された信号経路に対応した受信信号
およびＣＩＲ推定値を出力する選択回路とを備えたもの
である。

【００３１】また、請求項２記載のフレーム位相推定を
行うダイバーシチ回路は、請求項１記載のダイバーシチ
回路と同一の回路の前段に、受信信号に対してそれぞれ
異なる複数の遅延量の遅延を与える遅延回路を設け、こ
の遅延回路から出力された各遅延受信信号をダイバーシ
チ回路と同一の回路の各入力端子に導入し、各遅延受信
信号をダイバーシチ回路における各受信信号として扱う
ようにしたものである。

【００３２】そして、請求項３記載のフレーム位相推定
を行うダイバーシチ回路は、互いに異なる信号経路を伝
搬してそれぞれの入力端子から入力した各受信信号から
入力端子の数以上の系統の受信信号を作成する受信信号
保持出力回路と、この受信信号保持出力回路に対して、
各系統の受信信号を作成する際の基準となる先頭位相情
報および入力端子選択情報すなわちアンテナ選択情報を
含む設定値を出力する設定値設定回路と、それぞれの系
統の受信信号について、伝送路特性を推定し、推定され
た伝送路特性、雑音および後段の最尤系列推定回路が処
理しうる範囲を加味した値であってＳ／Ｎに相当する評
価関数値を算出し、これらの評価関数値のうち最大のも
のに対応した系統の受信信号および伝送路特性を出力す
る総合演算回路とを備えたものである。

【００３３】

【作用】請求項１および請求項２記載の発明に係る誤差
計算回路は、ＣＩＲ推定値から、例えばＣＩＲ推定値の
自乗値を求めることにより推定ＣＩＲ電力を算出し、一
方、ＣＩＲ推定値と既知系列とから受信信号を再生する
とともに、実際の受信信号と再生された受信信号との誤
差電力を算出し、この誤差電力に対する推定ＣＩＲ電力
の電力比を算出することによって、雑音電力およびＣＩ
Ｒ推定誤差を考慮した電力比を出力する。

【００３４】また、請求項３記載の発明に係る総合演算
回路は、設定値設定回路が出力した複数の設定値（アン
テナ選択情報および先頭位相情報）のそれぞれに従って
出力された受信信号について、伝送路特性の推定値、既
知系列およびその受信信号等から評価関数値を作成し、
それらの評価関数値にもとづいて最適の設定値を選択し
、その設定値に対応した受信信号を後段に出力する。

【００３５】

【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１において、７，８，９はＣＩＲ推定値および
誤差電力に対する推定ＣＩＲ電力の電力比を出力する第
１の演算回路、第２の演算回路、第３の演算回路、１４
は受信信号の入力端子、９１は既知系列入力端子であり
、その他のものは同一符号を付して図１６に示したもの
と同一のものである。

【００３６】また、図２は第１の演算回路７の構成を示
すブロック図であり、図において、１はＣＩＲ推定値を
出力端子５および誤差計算回路２に出力するＣＩＲ推定
回路、２は電力比を出力端子４に出力する誤差計算回路
である。なお、第２の演算回路８および第３の演算回路
９も図２に示したものと同一の構成である。また、図３
は各演算回路７，８，９の動作を示すフローチャートで
ある。

【００３７】次に動作について図３のフローチャートを
参照して説明する。まず、第１の演算回路７のＣＩＲ推
定回路１は、入力端子１２に入力した受信信号から、従
来の場合と同様にＣＩＲを推定し、ＣＩＲ推定値を出力
する（ステップＳＴ１１）。次に、誤差計算回路２は、
ＣＩＲ推定値を自乗した値を推定ＣＩＲ電力として算出
する（ステップＳＴ１２）。また、受信信号と既知系列
、例えばトレーニング系列とから受信信号を再生する（
ステップＳＴ１３）。そして、実際の受信信号と再生さ
れた受信信号との差の自乗値を誤差電力として算出する
（ステップＳＴ１４）。さらに、推定ＣＩＲ電力の誤差
電力に対する電力比を算出し（ステップＳＴ１５）、こ
の電力比を出力端子４を介して比較回路１０に出力する
。第２の演算回路８および第３の演算回路９も、各入力
端子１３、１４から受信信号を入力して、第１の演算回
路７と同様に動作し、それぞれ電力比とＣＩＲ推定値と
を出力する。

【００３８】そして、比較回路１０は、各電力比を比較
して、最も大きいものに対応した受信信号を指定する選
択信号を、選択回路１１に出力する。すると、選択回路
１１は、この選択信号が示す受信信号とこの受信信号か
ら得られたＣＩＲ推定値とを選択して出力端子１５、１
６に出力する。図４は、推定ＣＩＲと実際のＣＩＲとの
関係の一例を示した説明図である。図４（Ａ）において
、上記ダイバーシチ回路の動作によれば、処理範囲内の
ＣＩＲのみが推定ＣＩＲとなり、処理範囲外のＣＩＲは
誤差電力に寄与する。ここで、例えば２つの入力端子１
２、１３から入力してくる受信信号に対するＣＩＲ推定
値が全く等しいが、雑音電力が異なる場合を考える。 この場合には、誤差電力が小さくなる受信信号が選択さ
れるので、雑音電力が小さい受信信号が選択されること
になる。また、ＣＩＲ推定値が全く等しいが、実際のＣ
ＩＲとの関係が図４（Ａ）と図４（Ｂ）とに示すように
なっている場合を考える。この場合にも、図４（Ａ）に
示すように、誤差電力が小さくなる方に対応した、ＣＩ
Ｒ推定誤差が小さい受信信号が選択されることになる。

【００３９】図５はこの発明の一実施例によるフレーム
位相推定を行うダイバーシチ回路を示すブロック図であ
る。図において、２０は受信信号の入力端子、２１は受
信信号に順次遅延を与える、シフトレジスタのような遅
延回路であり、その他のものは図１に示したものと同一
のものである。この場合には、入力端子１２、１３、１
４には、遅延回路２１の各タップから出力される遅延受
信信号が入力される。

【００４０】ここで、入力端子１４に入力される遅延受
信信号に比べて、入力端子１３に入力される遅延受信信
号はΔＴ遅延し、入力端子１２に入力される遅延受信信
号は２ΔＴ遅延している。遅延量ΔＴとしては、例えば
、伝送される信号のシンボルレートの逆数が設定される
。そして、各遅延受信信号を入力した各演算回路７、８
、９、比較回路１０および選択回路１１は、図１に示し
た場合と同様に動作して、最適な遅延受信信号とＣＩＲ
推定値とを出力端子１５、１６に出力する。そして、後
段の回路（図示せず）では、選択された遅延受信信号を
復調すれば、フレークの先頭から受信できることになる
。

【００４１】なお、上記各実施例では入力端子１２、１
３、１４を３つとした場合について説明したが、この数
を増やしてもよく、その場合には、ダイバーシチの効果
をより向上させ、また、フレーム先頭位相の推定範囲を
より拡大させることができる。

【００４２】図６はこの発明の他の実施例によるフレー
ム位相推定を行うダイバーシチ回路を示すブロック図で
ある。図において、３１は第１のアンテナ（図示せず）
からの受信信号に対し位相回転を与える第１の位相回転
回路、３２は第２のアンテナからの受信信号に対し位相
回転を与える第２の位相回転回路、３３は第Ｋのアンテ
ナからの受信信号に対し位相回転を与える第Ｋの位相回
転回路、３４は受信信号を一旦保持する受信信号保持出
力回路、３５は演算処理を行う総合演算回路、３６は先
頭位相情報とアンテナ情報の設定値を出力する設定値設
定回路である。

【００４３】また、図７は総合演算回路３５の構成例を
示すもので、図において、３７は受信信号と既知系列と
を入力し演算処理を行う第１の演算回路、３８は第１の
演算回路３７と同様の機能を有する第２の演算回路、３
９は第１の演算回路３７と同様の機能を有する第Ｋの演
算回路、４５は評価関数の値を入力し選択すべき受信信
号に関する情報を出力する評価関数値比較回路、４６は
受信信号およびＣＩＲを選択して出力する選択回路、４
２〜４３はそれぞれ受信信号保持出力回路３４からの入
力端子である。そして、図８は第１の演算回路３７の構
成例を示すもので、図において、４７は受信信号と既知
系列からＣＩＲを推定するＣＩＲ推定回路、４８はＣＩ
Ｒ、受信信号および既知系列から評価関数の値を作成す
る評価関数値算出回路、４９は評価関数値出力端子、５
０はＣＩＲ出力端子である。なお、第２の演算回路３８
から第Ｍの演算回路３９も同一構成である。

【００４４】次に動作について図９のフローチャートを
参照して説明する。第１の位相回転回路３１は、入力端
子１２から入力される受信信号に対して位相回転を施し
て出力する。第２の位相回転回路３２および第Ｋの位相
回転回路３３も同様の操作を行う（ステップＳＴ２１〜
ＳＴ２３）。受信信号保持出力回路３４は、Ｋ系統の位
相回転を受けた受信信号をすべて入力してこれらを一旦
保持する（ステップＳＴ２４）。ここで、受信信号保持
出力回路３４はＲＡＭやシフトレジスタ等をはじめとす
る記憶素子も含んだものとする。設定値設定回路３６は
、Ｍ個のアンテナ選択情報および先頭位相の設定値を出
力する（ステップＳＴ２５〜ＳＴ２７）。

【００４５】受信信号保持出力回路３４は、Ｋ系統の位
相回転を受けた受信信号からＭ系統（Ｍ≧Ｋ）の受信信
号を作成する。つまり、ここで、設定値設定回路３６か
ら出力された各設定値は、Ｋ系統の受信信号からＭ系統
の受信信号を作成するための情報であり、例えば、Ｋ系
統中の第１系統（第１の位相回転回路３１の出力）の受
信信号から、先頭位相のタイミングを所定シンボル数だ
け離した２つの受信信号を作成し、それらをＭ系統中の
第１系統および第２系統の受信信号とすべきことを示し
ている。

【００４６】総合演算回路３５は、Ｍ系統の受信信号を
それらに対応した設定値とともに入力する。そして、総
合演算回路３５中の各演算回路３７〜３９は、Ｍ系統の
受信信号についてＣＩＲと評価関数値とを算出する（ス
テップＳＴ２８〜ＳＴ３０）。すなわち、各演算回路３
７〜３９において、ＣＩＲ推定回路１は、従来の場合と
同様にＣＩＲを推定する。また、誤差関数値算出回路４
８は、数２の演算により評価関数値を算出する。

【００４７】

【数２】

【００４８】数２において、Ｓ〔ｋ０　，ｐ０　〕およ
びＥ〔ｋ０　，ｐ０　〕は以上のように表わされる。

【００４９】

【数３】

【数４】

【数５】

【数６】

【００５０】なお、Ｓ〔ｋ０　，ｐ０　〕は一種の信号
電力に相当し、Ｅ〔ｋ０　，ｐ０　〕は一種の雑音電力
相当するので、Ｑ〔ｋ０　，ｐ０　〕は一種のＳ／Ｎに
相当する。また、Ｌは、一般に最尤系列推定回路が処理
できる範囲に相当するシンボル数−１であり、ｆｉ　〔
ｋ０　，ｐ０　〕は推定されたＣＩＲである。βｉ　は
任意の実数である。

【００５１】そして、評価関数値比較回路４５は、各演
算回路３７〜３９が算出した評価関数値を比較し、最大
のものを選定する。すなわち、この最大のものを出力し
た演算回路に入力した系列に対応した設定値（アンテナ
選択情報、先頭位相情報）を最適の情報とする（ステッ
プＳＴ３１）。評価関数値比較回路４５は、その最大の
ものを出力した演算回路が出力が出力した受信信号およ
びＣＩＲを選択するように、選択回路４６に指示を与え
る。選択回路４６は、その指示に応じて、その演算回路
が出力した受信信号およびＣＩＲを出力端子１５、１６
に出力する（ステップＳＴ３２）。出力端子１５、１６
に出力されたものは最適の設定値に対応したものである
から、それらは、最適の先頭位相をもった最適の受信信
号となっている。

【００５２】ここで、図２０〜図２３について、評価関
数値比較回路４５で選定される先頭位相情報の説明を行
う。Ｑ〔ｋ０　，ｐ０　〕は、Ｌ＋１時点のＣＩＲ自乗
値（｜ｆｉ　〔ｋ０　，ｐ０　〕｜２　）の和の項を含
み、ＣＩＲは各図における矢印の長さ（値）に対応して
いるので、図２０については、処理できる範囲が２シン
ボル（Ｌ＝１）であれば、先頭位相として時点（２０−
３）が選定され（（２０−３）における値と（２０−５
）における値との和が最大となるから）、処理できる範
囲が３シンボル（Ｌ＝２）であれば、先頭位相として時
点（２０−２）が選定される（（２０−２）、（２０−
４）、（２０−６）における各値の和が最大となるから
）。

【００５３】同様に、図２１については、処理できる範
囲が２シンボルであれば先頭位相が時点（２１−３）と
して選ばれ、３シンボルであれば先頭位相が時点（２１
−１）もしくは時点（２１−３）として選ばれる。この
先頭位相が時点（２１−１）もしくは時点（２１−３）
が選択されるという曖昧さはβｉ　に異なった重みを与
えることにより解消できる。図２２については、処理で
きる範囲が２シンボルであれば先頭位相が時点（２２−
４）として選ばれる。ただし、βｉ　に異なった重みを
与えることにより、先頭位相時点（２２−５）として選
ばれる場合もある。図２３については、処理できる範囲
が２シンボルであれば先頭位相時点（２３−４）として
選ばれ、３シンボルであれば先頭位相が時点（２３−２
）として選ばれる。βｉ　に異なった重みを与えること
によりその選択はかなりの自由度を持つ。つまり、パラ
メータβｉ　を調整することにより最尤系列推定装置の
特性にあった先頭位相の選択が可能となる。

【００５４】次に、ＣＩＲ推定誤差について図１８を参
照して説明する。図１８に示した例では、ＣＩＲ推定誤
差が小さい方がに対応した受信信号（図１８（Ａ）に示
した信号）が選択されるべきであるが、従来の場合には
、いずれが選択されるかは不定であった。しかし、本実
施例によれば、各演算回路３７〜３９の評価関数値の演
算において、Ｑ〔ｋ０　，ｐ０　〕は分母にＥ〔ｋ０　
，ｐ０　〕（すなわち、ｅ〔ｎ；ｋ０　，ｐ０　〕）を
含み、かつ、雑音およびＣＩＲ推定誤差はｅ〔ｎ；ｋ０
，ｐ０　〕に反映されているので、雑音およびＣＩＲ推
定誤差の増加により評価関数値は小さくなり、その評価
関数値に対応した演算回路は、評価関数値比較回路４５
で選定されなくなる。すなわち、雑音およびＣＩＲ推定
誤差が大きい受信信号は選択されなくなり、より適切な
受信信号が選択されることになる。

【００５５】

【発明の効果】以上のように、請求項１および請求項２
記載の発明によれば、ダイバーシチ回路およびフレーム
位相推定を行うダイバーシチ回路を、ＣＩＲ推定値から
入力信号を再生し、再生された入力信号と実際の入力信
号との誤差電力に対する推定ＣＩＲ電力の電力比を用い
て最適の入力信号を選択するように構成したので、雑音
電力やＣＩＲ推定誤差が大きい場合であっても、適切な
入力信号を選択しうるものが得られる効果がある。

【００５６】また、請求項３記載の発明によれば、フレ
ーム位相推定を行うダイバーシチ回路を、複数の入力受
信信号に対して、あらかじめ設定された範囲を先頭位相
と仮定した複数の受信信号を作成し、それぞれについて
伝送路特性を推定し、その伝送路特性、既知系列および
その受信信号等から最適のアンテナ選択情報および先頭
位相を決定し、それらに対応した受信信号を出力するよ
うに構成したので、小回路規模で、最尤系列推定回路に
おける符号系列の打切りや雑音および伝送路特性推定誤
差による特性劣化を押さえるものが得られる効果がある
。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例によるダイバーシチ回路を
示すブロック図である。

【図２】図１に示す演算回路の構成を示すブロック図で
ある。

【図３】演算回路の動作を示すフローチャートである。

【図４】推定ＣＩＲと実際のＣＩＲとの関係を示す説明
図である。

【図５】この発明の一実施例によるフレーム位相推定を
行うダイバーシチ回路を示すブロック図である。

【図６】この発明の他の実施例によるフレーム位相推定
を行うダイバーシチ回路を示すブロック図である。

【図７】総合演算回路の構成を示すブロック図である。

【図８】演算回路の構成を示すブロック図である。

【図９】図６に示すダイバーシチ回路の動作を示すフロ
ーチャートである。

【図１０】伝送路モデルの一例を示す説明図である。

【図１１】フェージングを受けた受信信号の波形例を示
す説明図である。

【図１２】従来の受信系を示すブロック図である。

【図１３】最適構成の最尤系列推定部を示すブロック図
である。

【図１４】簡略化された最尤系列推定部を示すブロック
図である。

【図１５】受信信号のサンプリングの様子を説明するた
めの説明図である。

【図１６】従来のダイバーシチ回路を示すブロック図で
ある。

【図１７】図１６に示すダイバーシチ回路の動作を示す
フローチャートである。

【図１８】推定ＣＩＲと実際のＣＩＲとの関係を示す説
明図である。

【図１９】従来のフレーム位相推定回路を示すブロック
図である。

【図２０】フレーム位相推定の様子を説明するための説
明図である。

【図２１】フレーム位相推定の様子を説明するための説
明図である。

【図２２】フレーム位相推定の様子を説明するための説
明図である。

【図２３】フレーム位相推定の様子を説明するための説
明図である。

【符号の説明】

１　　　　伝送路特性推定回路（ＣＩＲ推定回路）２　
　　　誤差計算回路 ７　　　　第１の演算回路 ８　　　　第２の演算回路 ９　　　　第３の演算回路 １０　　比較回路 １１　　選択回路 ２１　　遅延回路 ３１　　第１の位相回転回路 ３２　　第２の位相回転回路 ３３　　第Ｋの位相回転回路 ３４　　受信信号保持出力回路 ３５　　総合演算回路 ３６　　設定値設定回路 ３７　　第１の演算回路 ３８　　第２の演算回路 ３９　　第Ｍの演算回路 ４５　　評価関数値比較回路 ４６　　選択回路 ４８　　評価関数値算出回路 ７１　　整合フィルタ ７２　　雑音白色化フィルタ ７３　　タイミング検出およびタップ係数設定回路７４
　　最尤系列推定回路 ７７　　シンボルレート受信信号出力回路７８　　フレ
ーム位相推定回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　複数の入力端子に対応して設けられ、
   互いに異なる信号経路を伝搬してそれぞれの入力端子か
   ら入力した受信信号にもとづいて前記各信号経路の伝送
   路特性を推定し、伝送路特性推定値を出力する伝送路特
   性推定回路と、これら伝送路特性推定回路のそれぞれに
   対応して設けられ、対応した前記伝送路特性推定回路が
   出力した前記伝送路特性推定値から推定伝送路特性電力
   を算出するとともに、前記伝送路特性推定値およびあら
   かじめ知らされている既知系列から受信信号を再生し、
   再生された受信信号と前記受信信号との誤差電力に対す
   る前記推定伝送路特性電力の電力比を算出する誤差計算
   回路と、これら誤差計算回路が出力した電力比を比較し
   て、最大の電力比に対応した前記信号経路を指定する選
   択信号を出力する比較回路と、前記各受信信号および前
   記各伝送路特性推定値のうち、前記選択信号で指定され
   た前記信号経路に対応した受信信号および伝送路特性推
   定値を出力する選択回路とを備えたダイバーシチ回路。
2. 【請求項２】　　受信信号に対して複数の異なる遅延量
   を与える遅延回路と、この遅延回路から出力された複数
   の遅延受信信号を入力して、これら遅延受信信号から伝
   送路特性を推定し伝送路特性推定値を出力する伝送路特
   性推定回路と、これら伝送路特性推定回路のそれぞれに
   対応して設けられ、対応した前記伝送路特性推定回路が
   出力した前記伝送路特性推定値から推定伝送路特性電力
   を算出するとともに、対応した前記遅延受信信号および
   あらかじめ知らされている既知系列から受信信号を更生
   し、再生された受信信号と前記遅延受信信号との誤差電
   力に対する前記推定伝送路特性電力の電力比を算出する
   誤差計算回路と、これら誤差計算回路が出力した電力比
   を比較して、最大の電力比に対応した前記遅延量を指定
   する選択信号を出力する比較回路と、前記各遅延受信信
   号および前記各伝送路特性推定値のうち、前記選択信号
   で指定された前記遅延量に対応した遅延受信信号および
   伝送路特性推定値を出力する選択回路とを備えたフレー
   ム位相推定を行うダイバーシチ回路。
3. 【請求項３】　　互いに異なる信号経路を伝搬してそれ
   ぞれの入力端子から入力した各受信信号にもとづいて前
   記入力端子の数以上の系統の受信信号を作成する受信信
   号保持出力回路と、この受信信号保持出力回路に対して
   、前記各系統の受信信号を作成する際の基準となる先頭
   位相情報および入力端子選択情報を含む設定値を出力す
   る設定値設定回路と、前記各系統の受信信号について、
   伝送路特性を推定し、推定された伝送路特性、雑音およ
   び後段の最尤系列推定回路が処理しうる範囲を加味した
   値であってＳ／Ｎに相当する評価関数値を算出し、これ
   らの評価関数値のうち最大のものに対応した系統の受信
   信号および前記伝送路特性を出力する総合演算回路とを
   備えたフレーム位相推定を行うダイバーシチ回路。