JPH0414904B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は高出力インピーダンスを有するマイク
ロホン前置増幅器と、フイードバツク演算増幅器
により構成される入力段を有すると共に出力トラ
ンジスタおよび関連のエミツタ抵抗により形成さ
れ加入者線路に並列に配設された出力段を有する
線路電圧安定器の形態の送信増幅器とを具え、前
記演算増幅器の信号入力側を前記マイクロホン前
置増幅器の出力側に接続し、さらに前記送信増幅
器に線路電圧安定化用基準電圧を発生する基準電
圧源を設けるようにした加入者線路を経て線路直
流電圧を供給する電話機用音声伝送回路に関する
ものである。

斯る音声伝送回路は、「IEEE Journal of
Solid−State Circuits」の1982年12月号、第Sc
−17巻、第６号、第1149頁〜第1157頁に掲載され
た論文「Ａ Programmable Speech Circuit
Suitable for Telephone Transducers」に開示
されている。

公衆電話回線の加入者線路に接続された電話機
は、電話交換機からこの加入者線路を経て直流電
圧成分即ち線路直流電圧および交流電圧成分即ち
受信信号により形成される線路電圧を受信する。
さらに、電話機により伝送すべき信号即ち伝送信
号により線路直流電圧を変調する。

また、管理上線路電流に依存し電話機に印加す
る最大線路直流電圧は規定されている。最大線路
直流電圧の典型的な値は、例えば10ｍＡの線路電
流で5.7Vである。電話機においては、、送信増幅
器の一部分を形成する電圧安定器によつて、線路
直流電圧を設定する。

前記論文に記載された音声伝送回路は、線路直
流電圧を安定化すると共に側音防止効果を生ずる
ホイートストンブリツジに内蔵されている送信増
幅器を具えており、これにより所望の線路成端イ
ンピーダンスを有効に形成し得るようにする。上
述の機能と関連して、送信増幅器の利得をも定め
る受動成分によつて音声伝送回路の特性を決め
る。従つて、音声伝送回路の他の特性に悪影響を
与えることなく簡単な方法でこの利得を増加させ
ることは困難である。

本発明の目的は、音声伝送回路の他の特性に何
等悪影響を与えることのない構成部品によつて送
信増幅器の利得を定めるようにした新規な音声伝
送回路を提供せんとするにある。

本発明は各々が加入者線路の導体を接続する第
１及び第２端子と、高出力インピーダンスを有す
るマイクロホン前置増幅器と、フイードバツク演
算増幅器により構成される入力段を有すると共に
この入力段の出力側に結合された入力部を有し、
出力トランジスタ及びこのトランジスタの主電流
通路に直列に配列された関連のエミツタ抵抗によ
り形成され前記第１及び第２端子間に配設された
出力段を有する線路電圧安定器の形態の送信増幅
器とを具え、前記演算増幅器の信号入力側を前記
マイクロホン前置増幅器の出力側に接続し、さら
に前記送信増幅器に線路電圧安定化用基準電圧を
発生する基準電圧源を設けるようにした加入者線
路を経て線路直流電圧を供給する電話機用音声伝
送回路において、 第１抵抗と、第２抵抗およびコンデンサの並列
接続配置との直列接続配置により形成され第２抵
抗の一部分がエミツタ抵抗を構成する分圧器を前
記第１及び第２端子間に配置し、 演算増幅器の一方の信号入力端子を、前記基準
電圧源およびフイードバツク抵抗を具えるフイー
ドバツク回路を経て出力トランジスタのエミツタ
に接続し、 演算増幅器の他方の信号入力端子を第１抵抗お
よび第２抵抗の接続点に接続する ようにしたことを特徴とする。

送信増幅器の諸特性および線路電圧安定器の特
性を決める構成部品を上述したように配置するこ
とによつて、送信増幅器の利得はフイードバツク
抵抗の値のみに依存するようになる。音声伝送回
路を集積化の形態で実現する場合には、可変利得
を得るために唯１個の抵抗即ちフイードバツク抵
抗を集積回路の外側に外部構成部品として設ける
だけでよい。本発明の伝送回路において、送信増
幅器を用いて線路成端インピーダンスを実際に得
るものでないため、音声伝送回路の他の全ての回
路に電力を供給し得る給電点を得ることは追加の
利点である。即ち、直流電流を阻止するための給
電コンデンサおよび線路成端抵抗を直列に配置し
て個別に線路成端インピーダンスを形成すること
ができる利点がある。また、交流電圧は終電コン
デンサの両端にほとんどないため、線路成端抵抗
および給電コンデンサの間の接続部を直流電流供
給点として使用することができる。

音声伝送回路のマイクロホン前置増幅器は入力
信号が存在しなくともしばしば出力直流電流を生
じ、一般にこれはオフセツト電流と称される。斯
るオフセツト電流が生じる原因は回路を形成する
部品の特性の広がりまたは温度変動にある。注意
深く構成された差動入力段を有する集積化形態の
マイクロホン前置増幅器でも1μA程度のオフセツ
ト電流を発生することがある。

マイクロホン前置増幅器を送信増幅器の高抵抗
入力側に接続した本発明の音声伝送回路において
は、かかるオフセツト電流によりフイードバツク
抵抗の両端に直流電圧（即ちオフセツト電圧）を
発生する。このフイードバツク回路のオフセツト
電圧により線路電圧安定器は基準電圧から偏移
し、従つて線路直流電圧の偏移が生じる。

順方向バイアスされたダイオードを基準電圧回
路として用いる場合に、基準電圧を例えば0.6V
とする。フイードバツク抵抗の抵抗値を180KΩ
とすると、1μAのオフセツト電流に対し0.18Vの
オフセツト電圧が生じる。従つて上記数値例にお
いて、線路直流電圧より生じた約30％の広がりに
より、さらに少量の線路直流電流を生じる。

管理上線路直流電圧は所定値、例えば5.7Vを
超えないように規定されている。1.5Vの電圧が
印加される従来のダイオードブリツジを使用する
場合には、音声伝送回路両端の電圧は4.2Vを超
えないようにする必要がある。回路設計に際し、
音声伝送回路の数個の部品に最大線路直流電圧が
要求されるため、線路直流電圧の広がりをできる
だけ小さくすることが重要である。

線路直流電圧の広がりを減少した本発明の音声
伝送回路の実施例は、前記基準電圧源を、同一導
通方向に直列配置され且つ順方向にバイアスされ
た少なくとも２個のダイオードにより形成するよ
うにしたことを特徴とする。

かかる手段より、マイクロホン増幅器のオフセ
ツト電流のために生じたフイードバツク回路の直
流電圧の相対変動をフイードバツク回路のダイオ
ードの数に等しい数値分の１に減少することがで
きる。

基準電圧源の温度変動を簡単な方法で補償し得
る利点を有する本発明の音声伝送回路の実施例に
おいて、前記送信増幅器は、負荷に無関係な電流
を生じ基準電圧源の温度係数の符号とは反対符号
の温度係数を有する電流源を具え、該電流源を前
記分圧器のコンデンサと並列に配置するようにし
たことを特徴とする。

分圧器の抵抗の値を適宜定めて、電流源の電流
の増加に応じ第１抵抗での電圧降下を増加させて
基準電圧の増加分を補償する。

図面につき本発明の実施例を詳細に説明する。
ただし、図の対応する構成部分には同一の記号を
付して示す。

第１図に示す音声伝送回路を、線路電圧安定器
としても作用する送信増幅器１と、例えば600Ω
の抵抗値を有する線路成端抵抗２と、例えば
10μFのキヤパシタンスを有する給電コンデンサ
３と、送信増幅器の信号入力端子に接続されたマ
イクロホン前置増幅器４とにより形成する。マイ
クロホン前置増幅器は入力インピーダンスが高
く、このため負荷に無関係な電流を発生する電流
源を有する増幅器として図示する。線路成端抵抗
２を給電コンデンサ３と直列に配置し、この直列
配置を従来のダイオードブリツジ（図示せず）を
経て加入者線路端子５−１および５−２に接続す
る。線路成端抵抗および給電コンデンサ３の接続
点１９は直流電圧供給点を形成し、この供給点で
は交流電圧成分は著しく減衰されている。

送信増幅器１を、演算増幅器６と、２個の出力
端子を有する出力段７と、分圧器８と、フイード
バツク回路９とにより形成する。出力段７を加入
者線路端子５−１および５−２に接続する。

演算増幅器６の反転入力側をマイクロホン前置
増幅器４に接続する。演算増幅器６の出力側を出
力トランジスタのベースに接続し、この出力トラ
ンジスタのエミツタを例えば20Ωの値のエミツタ
抵抗１１に接続する。出力トランジスタ１０およ
びエミツタ抵抗１１によつて出力段７を形成す
る。

例えば2μFのコンデンサ並びに例えば110KΩ
の抵抗１３および20KΩの抵抗１２および抵抗１
３によつて分圧器８を形成し、コンデンサ１４を
上述の抵抗１２，１３と並列に配置する。直列配
置の抵抗１１，１２および１３を加入者線端子５
−１および５−２に接続する。演算増幅器６の非
反転入力端子を抵抗１２および１３の接続点に接
続する。

例えば180KΩのフイードバツク抵抗１５と、
陽極が抵抗１５に接続されたダイオード１６と、
一方の端子をフイードバツク抵抗１５およびダイ
オード１６の間の接続点に接続し且つダイオード
１６を順方向にバイアスする定電流源１７とによ
りフイードバツク回路９を形成する。また定電流
源１７の他方の端子を直流電圧供給点１９に接続
する。

マイクロホン前置増幅器４により送信増幅器１
の入力側に供給された入力信号電流は出力トラン
ジスタ１０を経て出力信号電流となる。このとき
演算増幅器６の入力インピーダンスが高いため入
力信号電流のほぼ全部がフイードバツク抵抗１５
を流れる。従つて出力信号電流のほぼ全部がエミ
ツタ抵抗１１を流れる。その理由は、エミツタ抵
抗１１のインピーダンスがこのエミツタ抵抗と並
列に配置された直列接続の抵抗１２およびコンデ
ンサ１４のインピーダンスより小さいためであ
る。送信機段１の電流利得とは信号出力電流対信
号入力電流の比を意味するものとする。

コンデンサ１４は、信号電流に対し殆んどイン
ピーダンスを呈さないため、信号インピーダンス
は演算増幅器６の非反転入力側には現われず、従
つて高利得のため、反転入力側も信号インピーダ
ンスは現われない。これがため、フイードバツク
抵抗１５およびエミツタ抵抗１１に印加される信
号電圧は等しくなり、電流比すなわち送信機段１
の電流利得は抵抗１５および１１の比に等しくな
る。したがつて前記数値例に対し電流利得は9000
（79dB）となる。

電圧安定器として作動する送信増幅器によつて
設定された線路直流電圧は以下のような種々の構
成部分の値に依存する。コンデンサ１４両端の電
圧並びに演算増幅器６の非反転入力側での電圧お
よび反転入力側での電圧は相互に等しい。入力直
流電圧が０である場合にフイードバツク抵抗１５
に直流電流が流れないため、トランジスタ１０の
エミツタ電圧は前述の電圧より低いダイオードの
順方向電圧Vdとなる。したがつて、抵抗値をR₁₂
で表す抵抗１２の両端間の電圧はダイオード電圧
Vbと等しく、抵抗値をR₁₃で表す抵抗１３の両端
間の電圧はR₁₃／R₁₂倍となる。

線路直流電圧は抵抗１３および１２の両端間の
電圧と値がR_Eで表されるエミツタ抵抗１１の両
端間の電圧との和に等しくなる。線路直流電流が
ごく僅かに抵抗２を流れるのみであるため、抵抗
１１の両端間の直流電圧は抵抗１１の抵抗値およ
び線路直流電流I₁の積にほぼ等しい。ゆえに、線
路直流電圧V₁は V₁＝I₁R_E＋（１＋R₁₃／R₁₂）V_d (1) に保たれ、上述の数値例を代入すれば、線路直流
電流15ｍＡおよびダイオード電圧0.6Vに対して
線路直流電圧4.2Vを得る。

電圧安定器として作動する送信増幅器１の出力
段７は、音声周波数範囲内の交流電圧信号に対し
インピーダンスを可なり大きくして、他の影響か
ら線路成端インピーダンスをできるだけ保護する
必要がある。

端子５−１および５−２で見るとコンデンサ１
４並びに抵抗１１および１３が演算増幅器６と相
俟つてインダクタとして動作するため、この必要
な高インピーダンスを得る。このインダクタンス
値は、抵抗１１の抵抗値、抵抗１３の抵抗値およ
びコンデンサ１４のキヤパシタンスの積に等し
い。前記数値例によればこのインダクタンスは約
4.4ヘンリー(H)となる。

フイードバツク抵抗１５の値を相当高く設定す
ることにより送信機段１の79dBもの高電流利得
を得ることもできる。この場合、マイクロホン前
置増幅器４で例えば1μAのオフセツト電流がフイ
ードバツク抵抗１５に流れるので、例えば0.18V
のオフセツト電圧をフイードバツク抵抗１５の両
端に生じ、このオフセツト電圧は或る状態下にお
いては不所望である。

電圧安定器によつて設定される線路直流電圧の
オフセツト電圧によつて生じた広がりにより設計
者は、直流電圧を低公称値に設定して管理上課さ
れる線路直流電圧の必要最大値を常に満足するよ
うにするか、或いは送信機段１の利得をより低い
ものとするかの選択をする必要がある。しかし、
利得を少くすることは音声伝送回路の適用範囲を
大幅に制限するため不所望である。また、線路直
流電圧に対し公称値を低く選定する場合には、逆
に線路直流電圧の値は設計者が選択した値より低
い広がりに等しい値となる。前記数値例では、最
大線路直流電圧4.2Vで公称線路直流電圧を3.0V
として設計する必要があることを確かめ、これは
不所望なオフセツト電流の値および方向の場合に
線路直流電流電圧が1.8Vになると推定すること
ができる。

第２図には、広がりに関する上記問題を解決
し、且つまた温度変動が基準電圧ダイオード１６
の電圧に与える影響を減少した本発明の音声伝送
回路の例を示す。

この第２図に示す音声伝送回路では第１図のダ
イオード１６に代えて２個のダイオードを直列配
置したダイオード１６−１および１６−２とし、
さらに負荷に無関係の電流源１８をコンデンサ１
４に並列に追加する。この変更のため送信増幅器
１の寸法を変更する必要がある。いま抵抗１３の
抵抗値を例えば16KΩとし、一方抵抗１２の抵抗
値を例えば21.5kΩとする。

ダイオード１６−１および１６−２を定電流源
１７により順方向にバイアスする。電流源１８
は、ダイオード電圧および線路直流電圧の温度係
数の影響を補償するような温度係数を有する。電
流源１８の線路直流電圧に与える影響は、抵抗１
３の抵抗値R₁₃と電流源１８を流れる電流I₀との
積に等しい項を(1)式に加えて表わすことができ
る。

従つて線路直流電圧V₁は、 V₁＝I₁R_E＋２（１＋R₁₃／R₁₂）Vd＋I₀R₁₃(2) と表わすことができる。この(2)式において、前記
変更した抵抗値R₁₂およびR₁₃を満足する必要が
ある。従つて上述の式において基準電圧2Vdの係
数は約1.75の値をとる。

抵抗１５に印加されるオフセツト電圧が変化し
ない場合には、このオフセツト電圧の線路直流電
圧に与える影響は約3.7分の１に減少する。その
理由は(1)式におけるダイオード電圧Vdの係数が
同じ割合で減少するためである。従つて、線路直
流電圧の広がりは受容し得る値をとる。

電流源の負荷に依存しない電流が電流源１８を
流れる。この電流は温度に比例し正の温度係数を
有する。この種の負荷に無関係な電流源は、例え
ば「フイリツプス・テクニカル・レビユー」の
1971年第32巻第１号に掲載された論文「インテグ
レーテツド・リニア・ベーシツク・サーキツト」
から既知である。抵抗１２および１３の抵抗値を
適宜選択することによつて、電流源１８の正の温
度係数の線路直流電圧への影響とダイオード１６
−１および１６−２の負の温度係数からの影響と
がちようど相殺し合つて温度補償される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の送信増幅器を具える音声伝
送回路のブロツク回路図、第２図は、本発明の送
信増幅器を具え、特に線路電圧値の広がりを減少
するに適した構体を有する音声伝送回路のブロツ
ク回路図である。 １……送信増幅器、２……線路成端抵抗、３…
…給電コンデンサ、４……マイクロホン前置増幅
器、５−１，５−２……加入者線路端子、６……
演算増幅器、７……出力段、８……分圧器、９…
…フイードバツク回路、１０……出力トランジス
タ、１１……エミツタ抵抗、１２，１３……抵
抗、１４……コンデンサ、１５……フイードバツ
ク抵抗、１６……ダイオード、１７……定電流
源、１８……負荷に無関係な電流源、１９……給
電点。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 各々が加入者線路の導体を接続する第１及び
   第２端子５−１，５−２と、高出力インピーダン
   スを有するマイクロホン前置増幅器４と、フイー
   ドバツク演算増幅器により構成される入力段を有
   すると共にこの入力段の出力側に結合された入力
   部を有し、出力トランジスタ１０及びこのトラン
   ジスタの主電流通路に直列に配列された関連のエ
   ミツタ抵抗１１により形成され前記第１及び第２
   端子５−１，５−２間に配設された出力段７を有
   する線路電圧安定器の形態の送信増幅器１とを具
   え、前記演算増幅器６の信号入力側を前記マイク
   ロホン前置増幅器４の出力側に接続し、さらに前
   記送信増幅器１に線路電圧安定化用基準電圧を発
   生する基準電圧源１６，１７を設けるようにした
   加入者線路を経て線路直流電圧を供給する電話機
   用音声伝送回路において、 第１抵抗１３と、第２抵抗１１，１２およびコ
   ンデンサ１４の並列接続配置との直列接続配置に
   より形成され第２抵抗１１，１２の一部分がエミ
   ツタ抵抗１１を構成する分圧器を前記第１及び第
   ２端子５−１，５−２間に配置し、 演算増幅器６の一方の信号入力端子を、前記基
   準電圧源１６，１７およびフイードバツク抵抗１
   ５を具えるフイードバツク回路９を経て出力トラ
   ンジスタ１０のエミツタに接続し、 演算増幅器６の他方の信号入力端子を第１抵抗
   １３および第２抵抗１１，１２の接続点に接続す
   る ようにしたことを特徴とする電話機用音声伝送回
   路。 ２ 前記基準電圧源１６，１７は、同一導通方向
   に直列配置され且つ順方向にバイアスされた少な
   くとも２個のダイオード１６−１，１６−２によ
   り形成するようにしたことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の電話機用音声伝送回路。 ３ 前記送信増幅器１は、負荷に無関係な電流を
   生じ且つ基準電圧源１６，１７の温度係数の符合
   とは反対符合の温度係数を有する電流源１８を具
   え、該電流源を前記分圧器８のコンデンサ１４と
   並列に配置するようにしたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項または第２項記載の音声伝送回
   路。