JPS625756A - 送話回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、電話機に使用される送話回路の改良に関する
。

（発明の技術的背景） 従来、この種の回路として例えば次のようなものがある
。第６図はその構成を示すもので、３ａ。

３ｂは回線端子（給電端子）を示している。また、１は
交換機から回線を経て供給される直流電源電圧く電圧値
Ｅｏ）、２は回線の直流等価線路抵抗（抵抗値ＲＬ）で
ある。

上記回線端子３ａ、３ｂには、電話機の送話信号増幅回
路４およびこの送話信号増幅回路４に送話信号を供給す
る送話信号発生回路５が直列に接続されている。送話信
号発生回路５は、マイクロホン５１を有し、このマイク
ロホン５１で入力された送話信号をカップリングコンデ
ンサ５４を介して送話信号増幅回路４へ供給する。尚、
５２゜５５はそれぞれ前記回線端子３ａ、３ｂ間をシャ
ン］・するためのデカップリング抵抗およびデカップリ
ングコンデンサである。また送話信号増幅回路４は、電
圧電流変換回路としての１−ランジスタ４１と、エミッ
タ抵抗４４およびバイアス回路を構成する抵抗４２．４
３とを有し、前記送話信号発生回路５から供給された送
話信号を増幅して回線へ送出する。尚、４５は上記抵抗
４２とともに回線端子３ａ、３ｂ間シャン１〜するため
のデカップリングコンデンサである。

ところで、上記送話信号増幅回路４の直流等価回路は、
第７図に示す如く電圧源（電圧＋１１！ＥＴ）と抵抗く
抵抗ｆａＲ丁）との直列回路で表わされる。

ここで、抵抗４２．４３の抵抗値をそれぞれＲ４２゜Ｒ
４３、トランジスタ４１の電流増幅率をＨＦＥとし、ま
たトランジスタ４１のベース・エミッタ間電圧をＥＢＥ
とすると、上記ＲＴ、ＥＴはそれぞれ ＲＴ　　＝ＲＥ　　＋　　（Ｒ４２＋Ｒ４３）／Ｈｐ　
ＥＥＴ　　＝Ｅｅ　　Ｅ と表わされる。

一方、回線側の直流電源電圧Ｅｏおよび線路抵抗Ｒｔ、
も、第７図のように直列回路で表わされるが、これらの
ＥＯ，ＲＬはそれぞれ回線の状態によッテ例えば４２〜
５３ｖ、５００〜２０００Ωというように大きく変動す
る。この変動はそのまま回線端子３ａ、３ｂ間の電圧Ｅ
Ｌおよび回線電流（給電電流）ＩＬの変化となって現わ
れる。したがって、この種の回路を構成する際には、上
記回線端子３ａ、３ｂ間電圧Ｅｔ、および給電電流ＩＬ
の変化に対応し得る回路を設計する必要があり、そのた
めに従来では回線端子３ａ、３ｂ間電圧ＥＬの最大値お
よび最小値と給電電流ＩＬの最大値および最小値とをそ
れぞれ適宜設定するようにしている。例えば、回線端子
３ａ、３ｂ間電圧ＥＬの最大１１１１アよび最小値は、
それぞれ上記回線端子３ａ、３ｂに接続される図示しな
い受話回路や制御回路で許容される電源電圧の最大値お
よび最小値に基づいて、例えば最大値−９Ｖ、Ｒ小値＝
４Ｖに設定され、また上記給電電流ＩＬの最大値および
最小値は、それぞれ線路抵抗ＲＬや電源電圧Ｅｏの最大
値および最小値と、回線端子３ａ。

３ｂ間電圧ＥＬの最大値（９Ｖ）および最小値（４Ｖ）
とから例えばＩ　Ｌ　ｍａｘ　＝　０．０２Ａ　。

Ｉ　Ｌ　ｗｉｎ　＝０．Ｉ　Ａに設定される。尚、ＲＴ
については電話回線網の基準に基づいて最大値および最
小値が設定される。

〔背景技術の問題点〕

ところが、上記従来の回路において上記条件を満たすべ
く回路定数を設定しようとすると次のような問題を生じ
る。すなわち、先ずｉ　、　＝　０．０２ＡのときにＥ
Ｌ≧４ｖなる条件を満たすためには、ＥＬ−ＥＴ　　＋
ＲＴ　　舎　Ｉ　　Ｌ−〇、６　　＋１７０　−　ＩＬ に設定しなければならず、またＩＬ＝０．ＩＡのときに
ＥＬ≦９Ｖなる条件を満たすには、ＥＬ　＝０．６　＋
８４・ＩＬ と設定しなければならない。これらの特性を図示すると
第８図の１０口のようになる。これらの特性から明らか
なように、従来の回路はＩｔ、ｍ１ｎ＝０．０２Ａ時の
条件を満たそうとすればＩｔ、＝０．ＩＡ時には回線端
子３ａ、３ｂ間電圧ＥＬが１７，６Ｖという非常に大き
な値になり、一方Ｉ　Ｌ　ｍａＸ　＝０．１Ａ時の条件
を満たそうとすれば回線端子３ａ。

３ｂ間電圧ＥＬは２，２８Ｖというように４Ｖ以下の小
さな値となってしまう。すなわち、前記従来の回路では
、回路定数を如何に選択しても前記条件を全て満足させ
ることはできない。このため前記従来の回路にあっては
、上記高電圧および低電圧であっても動作可能なように
特殊な回路素子を用意したり、また別途高電圧対策や発
熱対策を講じ１５ければならず、これにより回路が複雑
かつ大形化し−Ｃ高価になる欠点があった。

一方、一般にこの種の回路は、回線との信号授受のイン
ピーダンスの不整合から生じる損失を小さく押えて良好
な通信を行なわしめるために、回線端子３ａ、３ｂ間の
交流インピーダンスを回線インピーダンスと整合させる
必要がある。そこで従来では、例えば第６図に示す如く
送話信号発生回路５および送話信号増幅回路４にそれぞ
れデカップリングコンデンサ５５．４５を設け、これら
のコンデンサ５５．４５により回線端子３ａ。

３ｂ間を抵抗５２．４２でシャントすることにより回線
端子３ａ、３ｂ間インビーダンのバラツキや変動による
影響を低減するようにしている。ところが、一般にこの
種の回路は、トランジスタ４１の電流増幅率ＨＦＨのバ
ラツキによる電話機の等面直流抵抗ＲＴの変動を吸収す
るために、バイアス回路の抵抗４２を可変抵抗器で構成
するようにしている。このため、この抵抗４２の値によ
って回線端子３ａ、３ｂ間の交流インピーダンスにバラ
ツキが発生し、このバラツキにより不整合損失が増大し
て通話品質の低下を招く欠点があつた。

〔発明の目的〕

本発明は、回線側から供給される直流電流が変化しても
回線端電圧の変化を回路素子が十分に動作し得る範囲内
に抑制し、かつ回線端の交流インピーダンスを常に十分
大きな値に保持できるようにし、これにより回路構成が
簡単かつ安価でしかも不整合損失を生じずに高品質の通
信を行ない得る送話回路を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、上記目的を達成するために、送話信号を増幅
する電圧電流変換回路のバイアス回路にバイアス電圧付
加用の定電圧回路を設けてこの回路により回線電流の小
さい領域で回線端電圧の低下を抑制するようにし、かつ
上記バイアス回路に前記電圧電流変換回路の出力信号を
正帰還する帰還回路を設けて、これにより端子間の交流
インピーダンスを高く保持するようにしたものである。

〔発明の実施例〕

第１図は、本発明の一実施例における送話回路の構成を
示すものである。尚、同図において前記第６図と同一部
分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。

送話信号増幅回路４０のバイアス回路には、抵抗４２に
対し直列に定電圧回路としての定電圧ダイオード４６が
接続されている。この定電圧ダイオード４６は、抵抗４
２．４３により設定されるバイアス電圧に所定の定電圧
を付加してトランジスタ４１に供給するバイアス電圧値
を高めるものである。またバイアス回路の各抵抗４２．
４３の接続点はデカップリングコンデンサ４７を介して
トランジスタ４１のエミッタに接続されている。

この回路は、トランジスタ４１の出力信号の一部を正帰
還する帰還回路を構成している。

このような構成であるから、送話信号発生回路５から送
話信号増幅回路４０に送話信号電圧（電圧値ｅｒ）が供
給されると、この信号電圧によりトランジスタ４１のコ
レクタには近似的に１ｃ＝ｅ　Ｔ　／　ＲＥなる電流が
流れる。この信号電流ｉｃは線路インピーダンスＺＬと
交流終端抵抗（抵抗値Ｒ６００にほとんど等分に流れる
。したがって回線端３ａ、３ｂ間には、 ｅＬ”　Ｒ６００Ｘ　ＺＬ　／　（Ｒ６００＋　ＺＬ　
）拳ｅ　Ｔ　／　ＲＥ なる電圧が発生される。ここで、上記線路インピーダン
スＺＬは交流終端抵抗Ｒ６００と略等しいので、上記回
線端子３ａ、３ｂ間の信号ｅＬはｅＬ＝ＺＬ　／２　φ
ｅｒ　／ＲＥ となる。すなわち、送話信号はトランジスタ４１で電圧
利得 Ａｖ−ｅＬ／ｅｒ＝ＺＬ／２ＲＥ で増幅されて回線へ送出されることになる。

さて、上記第１図の回線側および送話信号増幅回路の直
流等価回路は、第２図に示す如くそれぞれＥＬ＝ＥＴ　
＋ＲＴ　０１Ｌ　、ＥＬ　＝Ｅｏ　＋ＲＬ　′ＩＬで表
わされる。ここで上記ＥＴ、ＲＴは、１−ランジスタ４
１のベース・エミッタ間電圧をＥＢＥ、定電圧ダイオー
ド４６の定電圧値をＶ４６とすると、 ＥＴ−ＥＢＥ＋Ｖ４６ ＲＴ−ＲＥ　＋　　（Ｒ４２＋Ｒ４３）／Ｈｐ　Ｅで表
わされる。そしてこれらの式に基づいて回線端子３ａ、
３ｂ＆ｌ電圧ＥＬを求めると、このＥＬは Ｅｔ、　＝　（Ｅｓ　Ｅ　＋Ｖ４６）　＋ＲＴ−ＩＬ−
（０，６＋２．１５）　　＋６２．５ｘ　　ｒ　Ｌと求
まる。この式を図示すると第３図のハに示すようになる
。この特性から明らかなように、トランジスタ４１の自
己バイアス回路の抵抗４２に対し直列に定電圧ダイオー
ド４６を接続したことによって、回線電流ＩＬが小さい
領域で回線端子３ａ、３ｂｌ！Ｉ電圧ＥＬの低下を抑！
１１することができ、これにより回線電流ＩＬｔｆｉ最
大（０，１Ａ＞のとき（７）ＥＬ　を９Ｖ以下にＬ、か
っＩＬが最小（０，０２Ａ　）のときのＥＬを４Ｖ以上
にするといった条件を満足することができる。したがっ
て、回路素子として電圧幅の狭い汎用のものを使用する
ことが可能となり、また従来のような高電圧が印加され
なくなるので回路の耐圧を高くする等の高電圧対策や放
熱フィンを設けるといった発熱対策を設ける必要がなく
なり、これにより回路構成の簡単化および小形化を図っ
て安価な回路を提供することができる。

一方、デカップリングコンデンサ４７で帰還回路を構成
したことにより、トランジスタ４１の入力側に正帰還が
掛かつて抵抗４３の交流電位は略零となる。このため、
抵抗４３端間のインピーダンスは極めて大きくなって抵
抗４２の抵抗４３との接続端側は交流的に等価解放状態
となる。このため、バイアス回路による交流インピーダ
ンスの低下はほとんど無視できる値となり、この結果た
とえ抵抗４２の値Ｒ４２を変化させたとしても、それに
影響されることなく回線端子３ａ、３ｂ間の交流インピ
ーダンスを常に大きな値に保持することができる。した
がって回線に対するインピーダンスの不整合による信号
損失を低減することができ、これにより通信品質を高く
保持することができる。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではない。例
えば、第４図に示す如く送話信号増幅回路４０ａのバイ
アス回路に設ける定電圧回路をトランジスタ４８および
抵抗４９を使用した回路により構成し、かつ送話信号発
生回路５０におけるシャント回路を抵抗５６およびツェ
ナダイオード５７により構成してもよい、また第５図に
示す如く送話信号発生回路５０ａのシャント回路に直列
にトランジスタ６０および抵抗６１からなる定電圧回路
を接続し、さらにマイクロホン５１の出力信号を増幅器
５８で増幅して送話信号増幅回路に供給するようにして
もよい。また帰還回路としては、コンデンサを使用する
以外にトランジスタ等の能動素子を使用したいわゆるカ
スコードブーストラップ回路を用いてもよい。その他、
定電圧回路および帰還回路の構成等についても、本発明
の要冒を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

〔発明の効果〕

以上詳述したように本発明によれば、回線側から供給さ
れる直流電流が変化しても回線端電圧の変化を回路素子
が十分に動作し得る範囲内に抑制することができ、かつ
回線端の交流インピーダンスを常に十分大きな値に保持
し得て、これにより回路構成が簡単かつ安価でしかも不
整合損失を生じずに高品質の通信を行ない得る送話回路
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における送話回路の回路構成
図、第２図は同回路の回線端における直流等価回路図、
第３図は第１図の回路の回線電流Ｉ　ｒ−と回線端子３
ａ、３ｂ間電圧ＥＬとの関係を示す図、第４図および第
５図はそれぞれ本発明の他の異なる実施例における送話
回路の回路構成図、第６図は従来の送話回路の回路構成
図、第７図は同回路の回線端における直流等価回路図、
第８図は第６図の回路の回線電流ＩＬと回線端子３ａ。 ３ｂ間電圧ＥＬとの関係を示す図である。 １・・・交換機から回線を経て供給される直流電源、２
・・・回線の線路抵抗、３ａ、３ｂ・・・回線端子、４
゜４０．４０ａ・・・送話信号増幅回路、５．５０゜５
０ａ・・・送話信号発生回路、４１・・・電圧電流変換
回路としてのトランジスタ、４２．４３・・・バイアス
回路を構成する抵抗、４６・・・定電圧ダイオード、４
７・・・帰還回路を構成するデカップリングコンデンサ
、５１・・・マイクロホン、ＥＬ・・・回線端間電圧、
ＩＬ・・・回線電流。 出願人代理人　　弁理士　鈴江武彦 、＋ｂ 第１図 第２図 Ｄ 第４図 第５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 送話信号を増幅する電圧電流変換回路のバイアス回路に
   バイアス電圧付加用の定電圧回路を設け、かつ前記バイ
   アス回路に前記電圧電流変換回路の出力信号を正帰還す
   る帰還回路とを設けたことを特徴とする送話回路。