JPH04112670A - 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法Info
- Publication number
- JPH04112670A JPH04112670A JP23207790A JP23207790A JPH04112670A JP H04112670 A JPH04112670 A JP H04112670A JP 23207790 A JP23207790 A JP 23207790A JP 23207790 A JP23207790 A JP 23207790A JP H04112670 A JPH04112670 A JP H04112670A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- operating frequency
- switching element
- load current
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 33
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 16
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009774 resonance method Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
各種計算機８通信、家庭用電気品などのあらゆる分野に
おける電子装置の電源として用いられるスイッチング方
式ＤＯ−ＤＣコンバータのうち、特に共振形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法に関するものである。
おける電子装置の電源として用いられるスイッチング方
式ＤＯ−ＤＣコンバータのうち、特に共振形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法に関するものである。
あらゆる分野における電子装置の電源としてスイッチン
グ方式ＤＣ−ＤＣコンバータが使用されている。
グ方式ＤＣ−ＤＣコンバータが使用されている。
このスイッチング方式ＤＣ−ＤＣコンバータのうち、Ｌ
Ｃ共振回路の共振現象を利用してスイッチング素子の責
務を低減させる、いわゆる共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
が多用されている。
Ｃ共振回路の共振現象を利用してスイッチング素子の責
務を低減させる、いわゆる共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
が多用されている。
第４図は共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの従来の構成例を
示す。また、第５図はこの回路構成の動作波形を示す。
示す。また、第５図はこの回路構成の動作波形を示す。
すなわち、直流電源１よりスイッチング素子２゜ダイオ
ード３を介して、リアクトル４とコンデンサ５の直列共
振回路に電力を供給する。
ード３を介して、リアクトル４とコンデンサ５の直列共
振回路に電力を供給する。
コンデンサ５に蓄えられた電力はダイオード６により整
流され、さらにリアクトル７とコンデンサ８により平滑
化され負荷９に供給される〇さて時刻Ｔｏ以前では前サ
イクルの影響で、ダイオード６−４リアクトル７−コン
デンサ８と負荷９の並列回路−ダイオード６ のループで負荷電流ＩＬが流れているものとする。
流され、さらにリアクトル７とコンデンサ８により平滑
化され負荷９に供給される〇さて時刻Ｔｏ以前では前サ
イクルの影響で、ダイオード６−４リアクトル７−コン
デンサ８と負荷９の並列回路−ダイオード６ のループで負荷電流ＩＬが流れているものとする。
時刻Ｔ、においてスイッチング素子２をオンさせると・
直流電源１−スイッチング素子２−ダイオード３−リア
クトル４−ダイオード６−直流電源１の共振回路が形成
され、正弦波状の共振電流ＩＬＲが流れる。ここで、ダ
イオード６が導通しているゆえ、コンデンサ５の電圧Ｖ
ＣＲは零である。
クトル４−ダイオード６−直流電源１の共振回路が形成
され、正弦波状の共振電流ＩＬＲが流れる。ここで、ダ
イオード６が導通しているゆえ、コンデンサ５の電圧Ｖ
ＣＲは零である。
時刻Ｔ１において共振電源ＩＬＲが負荷電流ＩＬを超え
ると、ダイオード６がオフとなり、共振電流Ｉｔ、Ｒと
負荷電流工りはコンデンサ５を流れるようになり、電圧
ｖｃＲは上昇を始める。
ると、ダイオード６がオフとなり、共振電流Ｉｔ、Ｒと
負荷電流工りはコンデンサ５を流れるようになり、電圧
ｖｃＲは上昇を始める。
時刻Ｔ２において共振電流ＩＬＲが零になると、スイッ
チング素子２は自然消弧して負荷電流工りのみが流れる
。
チング素子２は自然消弧して負荷電流工りのみが流れる
。
時刻Ｔ３において電圧ＶＣＲが零となると、コンデンサ
５に流れていた負荷電流ＩＬは以後ダイオード６を流れ
るようになり、電圧ＶＣＲは零ヲ保つ。
５に流れていた負荷電流ＩＬは以後ダイオード６を流れ
るようになり、電圧ＶＣＲは零ヲ保つ。
時刻Ｔ４においてスイッチング素子２をオンさせると、
時刻Ｔ、と同様の状態となり、以下同様の動作を繰り返
えす。
時刻Ｔ、と同様の状態となり、以下同様の動作を繰り返
えす。
このようｔこ一定の時間間隔（Ｔ４ＴＯ）で、すなわち
一定の動作周波数ＦＳでスイッチング素子２をオンする
ことにより、直流電源Ｉの電力は負荷電流工りとなって
負荷９に供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータを形成する。
一定の動作周波数ＦＳでスイッチング素子２をオンする
ことにより、直流電源Ｉの電力は負荷電流工りとなって
負荷９に供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータを形成する。
そして、時刻Ｔ２においてスイッチング素子２は電流零
となって自然消弧するため、オフ時のスイッチング損失
は発生せず、これが共振形コンバータの特長である。
となって自然消弧するため、オフ時のスイッチング損失
は発生せず、これが共振形コンバータの特長である。
なお、回路定数や動作周波数によっては、（ＴＯＴＩ）
の期間が存在しない場合や時刻Ｔ４以前にダイオード６
がオフ状態となる場合があり、ＶＣＲ、ＩＬの波形が図
示のものと異なったものとなることがあるが、ここでは
本質的なものでないため説明を省略する。
の期間が存在しない場合や時刻Ｔ４以前にダイオード６
がオフ状態となる場合があり、ＶＣＲ、ＩＬの波形が図
示のものと異なったものとなることがあるが、ここでは
本質的なものでないため説明を省略する。
つぎに、第６図は動作周波数をパラメータとして負荷電
流と負荷電圧の関係を示している。
流と負荷電圧の関係を示している。
すなわち、第４図装置の負荷電流ＩＬの平均値の負荷電
流工。とコンデンサ８電圧の平均値の負荷電圧Ｅ。を示
し、（イ）はコンデンサ５の容量が０．０１（μＦ）の
場合、（吻はコンデンサ５の容量が０．０２ （μＦ）
の場合のそれぞれＦＳＩ ＝ １００ （Ｋ）（ｚ）
、Ｆｓｚ ＝ ５００（ＫＨｚ ） 、 Ｆｓｓ ＝
９００ （ＫＨｚ ）を示す。
流工。とコンデンサ８電圧の平均値の負荷電圧Ｅ。を示
し、（イ）はコンデンサ５の容量が０．０１（μＦ）の
場合、（吻はコンデンサ５の容量が０．０２ （μＦ）
の場合のそれぞれＦＳＩ ＝ １００ （Ｋ）（ｚ）
、Ｆｓｚ ＝ ５００（ＫＨｚ ） 、 Ｆｓｓ ＝
９００ （ＫＨｚ ）を示す。
他の定数はつぎの通りである。
直流電源１ を圧ＥＩ ＝２０（Ｖ）
リアクトル４のインダクタンス ＬＲ＝０．９（μＦ
）リアクトル７のインダクタンス Ｌ ＝４５ （
μＦ）コンデンサ８の容量 ０ ＝５０
（μＦ）ここで、負荷電圧Ｅ。を−例として（ＩＯＶ
）一定に保つ場合を考えると、第６図（イ）で負荷電流
Ｉ。を（０，４Ａ）まで低下させるには動作周波数Ｆ、
をＦｓｚの如くすればよいが、Ｆｓｓまで上昇させても
負荷電流Ｉ。は１．３ （Ａ）程度までしかとることが
できない。一方、第６図（Ｄ）にて動作周波数ＦｓをＦ
５３とすると負荷電流Ｉ。は２．３（Ａ）までとること
ができるが、この負荷電流工。を０．４ （Ａ）以下に
絞る場合には動作周波数Ｆｓを５００（Ｋ±）よりも大
巾に低下させなければならない。
）リアクトル７のインダクタンス Ｌ ＝４５ （
μＦ）コンデンサ８の容量 ０ ＝５０
（μＦ）ここで、負荷電圧Ｅ。を−例として（ＩＯＶ
）一定に保つ場合を考えると、第６図（イ）で負荷電流
Ｉ。を（０，４Ａ）まで低下させるには動作周波数Ｆ、
をＦｓｚの如くすればよいが、Ｆｓｓまで上昇させても
負荷電流Ｉ。は１．３ （Ａ）程度までしかとることが
できない。一方、第６図（Ｄ）にて動作周波数ＦｓをＦ
５３とすると負荷電流Ｉ。は２．３（Ａ）までとること
ができるが、この負荷電流工。を０．４ （Ａ）以下に
絞る場合には動作周波数Ｆｓを５００（Ｋ±）よりも大
巾に低下させなければならない。
そして、動作周波数Ｆ５を上昇させるとスイッチング素
子の損失が大きくなって効率低下をもたらし、動作周波
数Ｆｓを下降させるとりアクドル４．７やコンデンサ８
などが大型のものとなって装置の小型化が図れない。こ
のため、動作周波数Ｆｓをなるべく狭い範囲内に納める
ことが装置設計上有利であるが、前述した如く広範囲の
負荷電流に対応することができなかった。すなわち、負
荷電流ムを下げるｌこは動作周波数Ｆｓを下げ、負荷電
流ＩＯを上げるには動作周波数Ｆｓを上げなければなら
ないため、負荷電流工。の大小により動作周波数Ｆｓを
大巾に変化させなければならない。
子の損失が大きくなって効率低下をもたらし、動作周波
数Ｆｓを下降させるとりアクドル４．７やコンデンサ８
などが大型のものとなって装置の小型化が図れない。こ
のため、動作周波数Ｆｓをなるべく狭い範囲内に納める
ことが装置設計上有利であるが、前述した如く広範囲の
負荷電流に対応することができなかった。すなわち、負
荷電流ムを下げるｌこは動作周波数Ｆｓを下げ、負荷電
流ＩＯを上げるには動作周波数Ｆｓを上げなければなら
ないため、負荷電流工。の大小により動作周波数Ｆｓを
大巾に変化させなければならない。
〔課題を解決するための手段および作用〕本発明は上述
したような点に鑑みなされたものであり、特に狭い範囲
の動作周波数にて広、範囲の負荷電流に対応可能な共振
形ＤＣ−ＤＣコンバータを実現し得る格別な方法を提供
するものである。
したような点に鑑みなされたものであり、特に狭い範囲
の動作周波数にて広、範囲の負荷電流に対応可能な共振
形ＤＣ−ＤＣコンバータを実現し得る格別な方法を提供
するものである。
その主旨とするところは、負荷電流の小さな領域におい
ては共振用コンデンサの容量を小さく選定して動作周波
数の低下を抑え、負荷電流の大きな領域にては共振用コ
ンデンサの容量を大きくして動作周波数の上昇を抑えん
とすることにある。
ては共振用コンデンサの容量を小さく選定して動作周波
数の低下を抑え、負荷電流の大きな領域にては共振用コ
ンデンサの容量を大きくして動作周波数の上昇を抑えん
とすることにある。
以下、本発明を実施例図面を参照してさらに詳細説明す
る。
る。
第１図は本発明が適用された一実施例の回路構成を示す
ものであり、１０は共振用として付設されたコンデンサ
、１１は正負両方向に電流を通すことができる双方向性
スイッチング素子である。図中、第４図と同符号のもの
は同じ機能を有する部分を示すＯ すなわち、負荷電流Ｉ。が小さいときには双方向性スイ
ッチング素子１１をオフさせておき、第４図装置と同一
に動作させる。このときのコンデンサ５の容量は比較的
小さな値に、第２図説明の例で言えば０．０１（μＦ）
に選定しておく。
ものであり、１０は共振用として付設されたコンデンサ
、１１は正負両方向に電流を通すことができる双方向性
スイッチング素子である。図中、第４図と同符号のもの
は同じ機能を有する部分を示すＯ すなわち、負荷電流Ｉ。が小さいときには双方向性スイ
ッチング素子１１をオフさせておき、第４図装置と同一
に動作させる。このときのコンデンサ５の容量は比較的
小さな値に、第２図説明の例で言えば０．０１（μＦ）
に選定しておく。
さらに、負荷電流ＩＯが増加して動作周波数Ｆｓも上昇
した場合には双方向性スイッチング素子１１をオンサセ
、コンデンサ１０をコンデンサ５と並列に接続させるこ
とにより、合成容量を増加させる０例えば、コンデンサ
１０の容量もコンデンサ５と同じＱ、０１（μＦ）とし
て合成容量を０．０２（μＦ）とさせ・動作周波数Ｆｓ
の上昇を防止する。この場合、スイ、チング素子２は動
作周波数Ｆｓに開閉動作を行うが、双方向性スイッチン
グ素子１１はオン状態を保ったままでよいためにスイッ
チング損失は発生せず、電流容量も共振電流のうちコン
デンサ１０が負担する分のみでよいため比較的小容量で
よいことは明らかである。
した場合には双方向性スイッチング素子１１をオンサセ
、コンデンサ１０をコンデンサ５と並列に接続させるこ
とにより、合成容量を増加させる０例えば、コンデンサ
１０の容量もコンデンサ５と同じＱ、０１（μＦ）とし
て合成容量を０．０２（μＦ）とさせ・動作周波数Ｆｓ
の上昇を防止する。この場合、スイ、チング素子２は動
作周波数Ｆｓに開閉動作を行うが、双方向性スイッチン
グ素子１１はオン状態を保ったままでよいためにスイッ
チング損失は発生せず、電流容量も共振電流のうちコン
デンサ１０が負担する分のみでよいため比較的小容量で
よいことは明らかである。
負荷電流Ｉ。が再び減少した場合には双方向性スイ、チ
ング素子１１をオフさせ、このように負荷電施工。の大
小に応じてコンデンサ容量の切換を行うが、例えば第５
図の（Ｔｏ−Ｔり区間あるいは（Ｔ３ Ｔ４）区間にて
双方向性スイッチング素子１１のオンオフを行えば、（
ｖａｎ＝０）すなわちコンデンサ電流も零の状態でのス
イッチングとなり、その開閉責務は些少となる。
ング素子１１をオフさせ、このように負荷電施工。の大
小に応じてコンデンサ容量の切換を行うが、例えば第５
図の（Ｔｏ−Ｔり区間あるいは（Ｔ３ Ｔ４）区間にて
双方向性スイッチング素子１１のオンオフを行えば、（
ｖａｎ＝０）すなわちコンデンサ電流も零の状態でのス
イッチングとなり、その開閉責務は些少となる。
さらに、第２図は双方向性スイッチング素子の開閉信号
を作成するためのブロック図であり、ｉｔｔはカウンタ
、１１２ 、１１２’は比較回路、１１３はフリップフ
ロップ、１１４はドライブ回路である。
を作成するためのブロック図であり、ｉｔｔはカウンタ
、１１２ 、１１２’は比較回路、１１３はフリップフ
ロップ、１１４はドライブ回路である。
すなわち、図示していない制御回路により定電圧特性や
定電流特性とするための動作周波数Ｆｓなるスイッチン
グ素子２の開閉信号が作成され、この動作周波数Ｆｓが
カウンタ１１１により計数され、Ｎ。
定電流特性とするための動作周波数Ｆｓなるスイッチン
グ素子２の開閉信号が作成され、この動作周波数Ｆｓが
カウンタ１１１により計数され、Ｎ。
なるディジタルの数値に変換される。
この数値Ｎ、は比較回路１１２ 、１１２’にて予め定
めておいた切換上限値ＮＨ６切換下限値ＮＬと比較され
、各比較回路出力はフリ、プフロ、プ１１３の状態を反
転させ、このフリップフロ、プ１１３出カバドライブ回
路１１４を介して双方向性スイッチング素子１１の開閉
信号ＳＷとなり、オンオフ動作の指令となる。
めておいた切換上限値ＮＨ６切換下限値ＮＬと比較され
、各比較回路出力はフリ、プフロ、プ１１３の状態を反
転させ、このフリップフロ、プ１１３出カバドライブ回
路１１４を介して双方向性スイッチング素子１１の開閉
信号ＳＷとなり、オンオフ動作の指令となる。
いま、動作周波数Ｆｓが上昇して数値Ｎｓが切替上限値
Ｎ■を超えると、比較回路１１２の出力がフリップフロ
、プ１１３に加えられ、開閉信号ＳＷを出力させて双方
向性スイッチング素子１１をオン状態とする。動作周波
数Ｆｓが下降して切替下限値ＮＬ以下となると、比較回
路１１２′の出力がフリップフロップ１１３に加えられ
、開閉信号ＳＷ比出力停止させて双方向性スイッチング
素子１１をオフ状態とする。
Ｎ■を超えると、比較回路１１２の出力がフリップフロ
、プ１１３に加えられ、開閉信号ＳＷを出力させて双方
向性スイッチング素子１１をオン状態とする。動作周波
数Ｆｓが下降して切替下限値ＮＬ以下となると、比較回
路１１２′の出力がフリップフロップ１１３に加えられ
、開閉信号ＳＷ比出力停止させて双方向性スイッチング
素子１１をオフ状態とする。
第３図は第２図装置を用いて第１図の回路構成を動作さ
せた場合の負荷電流と動作周波数の関係を示す。ここに
、直流電源電圧（Ｂｒ＝２０ｖ）、負荷電圧（ｇｏ＝ｔ
ｏｖ）一定の場合であり、また（Ｎ■二８５０ＫＨｚ
） 、 （ＮＬ ＝ ５００に市）の相当値にセットさ
れているものとする。
せた場合の負荷電流と動作周波数の関係を示す。ここに
、直流電源電圧（Ｂｒ＝２０ｖ）、負荷電圧（ｇｏ＝ｔ
ｏｖ）一定の場合であり、また（Ｎ■二８５０ＫＨｚ
） 、 （ＮＬ ＝ ５００に市）の相当値にセットさ
れているものとする。
ここで、負荷電流Ｉｏが上昇して１．１（Ａ）を超える
と動作周波数Ｆｓが８５０ （ＫＨｚ ）に達し、第２
図説明の如く双方向性スイッチング素子１１がオンされ
、共振用コンデンサ容量は０．０１（μＦ）から０．０
２（μＦ）に増加し、同じ負荷電流Ｉ。に対して動作周
波数Ｆｓは５５０（ＫＨｚ）に低下する。そして、負荷
電施工０が増加しても動作周波数Ｆｓは約７００ （Ｋ
Ｈｚ ）に抑えられる。
と動作周波数Ｆｓが８５０ （ＫＨｚ ）に達し、第２
図説明の如く双方向性スイッチング素子１１がオンされ
、共振用コンデンサ容量は０．０１（μＦ）から０．０
２（μＦ）に増加し、同じ負荷電流Ｉ。に対して動作周
波数Ｆｓは５５０（ＫＨｚ）に低下する。そして、負荷
電施工０が増加しても動作周波数Ｆｓは約７００ （Ｋ
Ｈｚ ）に抑えられる。
この状態から負荷電施工。が低下して０．９ （Ａ）以
下になると動作周波数Ｆ８は５００（ＫＨｚ）以下とな
り、双方向性スイッチング素子１１はオフされて共振用
コンデンサ容量は０．０２（μＦ）から０．０１（μＦ
）に切り換り、動作周波数Ｆｓは７５０ （ＫＨｚ ）
に上昇し、負荷電流Ｉ。が０．４ （Ａ）に低下しても
動作周波数は５００（Ｋ±）を保つ。
下になると動作周波数Ｆ８は５００（ＫＨｚ）以下とな
り、双方向性スイッチング素子１１はオフされて共振用
コンデンサ容量は０．０２（μＦ）から０．０１（μＦ
）に切り換り、動作周波数Ｆｓは７５０ （ＫＨｚ ）
に上昇し、負荷電流Ｉ。が０．４ （Ａ）に低下しても
動作周波数は５００（Ｋ±）を保つ。
以上説明したように本発明によれば、実施例による数値
例によっても、負荷電流が（０４〜２．５Ａ）の広い範
囲で変化しても動作周波数は（５００〜８５０ＫＨｚ→
の狭い範囲の抑えることができる如く、この種の電源装
置の設計が非常に有利となり、小型かつ高効率の簡便な
装置を実現可能な方法を提供できる。
例によっても、負荷電流が（０４〜２．５Ａ）の広い範
囲で変化しても動作周波数は（５００〜８５０ＫＨｚ→
の狭い範囲の抑えることができる如く、この種の電源装
置の設計が非常に有利となり、小型かつ高効率の簡便な
装置を実現可能な方法を提供できる。
なお、ここでは共振形ＤＣ−ＤＣ！コンバータノ例とし
て半波形電流共振方式のものを挙げたが、他方式の全波
形、電圧共振方式などにも同様に適用可能なことは勿論
である。
て半波形電流共振方式のものを挙げたが、他方式の全波
形、電圧共振方式などにも同様に適用可能なことは勿論
である。
第１図は本発明が適用された一実施例の回路構成を示す
図、第２図は双方向性スイッチング素子の開閉信号を作
成するためのプロ、り図、第３図は第１図および第２図
の説明のため示した波形である。また第４図および第５
図は従来例の回路構成およびその動作波形を示す図、第
６図は第４図装置の負荷電流と負荷電圧の関係を示す図
である。 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・スイッチング
素子、４．７・・・・・・リアクトル、５．８．１０・
・団・コンデンサ、１１・・・・・・双方向性スイッチ
ング素子、Ｆｓ・・・・・・動作周波数、工。・・・・
・・負荷電流。
図、第２図は双方向性スイッチング素子の開閉信号を作
成するためのプロ、り図、第３図は第１図および第２図
の説明のため示した波形である。また第４図および第５
図は従来例の回路構成およびその動作波形を示す図、第
６図は第４図装置の負荷電流と負荷電圧の関係を示す図
である。 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・スイッチング
素子、４．７・・・・・・リアクトル、５．８．１０・
・団・コンデンサ、１１・・・・・・双方向性スイッチ
ング素子、Ｆｓ・・・・・・動作周波数、工。・・・・
・・負荷電流。
Claims (1)
- １ 直流電源よりスイッチング素子を介してインダクタ
ンスとコンデンサより構成される共振回路に電力を供給
し、該共振回路の電力を整流して負荷に供給するととも
に、前記コンデンサを複数個に分割し、かつ該コンデン
サの少なくとも１個のコンデンサと直列に双方向性スイ
ッチング素子を接続し、該双方向性スイッチング素子を
動作周波数の高低に応じて選択開閉させるようにしたこ
とを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23207790A JPH04112670A (ja) | 1990-08-31 | 1990-08-31 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23207790A JPH04112670A (ja) | 1990-08-31 | 1990-08-31 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04112670A true JPH04112670A (ja) | 1992-04-14 |
Family
ID=16933636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23207790A Pending JPH04112670A (ja) | 1990-08-31 | 1990-08-31 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04112670A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007082377A (ja) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Toyota Motor Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01248957A (ja) * | 1988-03-28 | 1989-10-04 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 共振型電力変換器 |
-
1990
- 1990-08-31 JP JP23207790A patent/JPH04112670A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01248957A (ja) * | 1988-03-28 | 1989-10-04 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 共振型電力変換器 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007082377A (ja) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Toyota Motor Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10361633B2 (en) | Control method and device for switching power supplies having more than one control mode | |
| US5510974A (en) | High frequency push-pull converter with input power factor correction | |
| US5642267A (en) | Single-stage, unity power factor switching converter with voltage bidirectional switch and fast output regulation | |
| EP1118149B1 (en) | A dc/dc buck-boost converter | |
| US5859771A (en) | Half/full bridge converter | |
| EP0993105A1 (en) | Control of power transfer in a flyback converter by modulating the off-phase in function of the load | |
| US11942867B2 (en) | Apparatus and method of controlling a multi-phase power converter, having a plurality of power stage circuits coupled in parallel | |
| US20050194945A1 (en) | Method for Pulse Modulation Control of Switching Regulators | |
| JPH07177731A (ja) | 不連続モードで動作するｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH04372572A (ja) | スイッチング回路及びそれを用いた変換装置、力率改善電源装置 | |
| US7138790B2 (en) | Control device for controlling a charging switch in a switching regulator and method for controlling a charging switch | |
| US5583422A (en) | Switch controller system | |
| KR930000966B1 (ko) | 비선형 공진스위치 및 콘버터 | |
| dos Reis Barbosa et al. | A buck quadratic PWM soft-switching converter using a single active switch | |
| JPH04112670A (ja) | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 | |
| JPH05207740A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 | |
| JP4573681B2 (ja) | スイッチングレギュレータを用いる半導体装置およびスイッチングレギュレータの制御方法 | |
| JP2011067025A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| CN100492842C (zh) | 具有提高效率的转换器电路 | |
| JPH0365054A (ja) | Ｄｃ―ｄｃコンバータ | |
| ZHANG et al. | Fixed-frequency modulator for PFC with power semiconductor filter to mitigate oscillation in the input current | |
| JPH05211766A (ja) | 高デューティサイクル電流制御型ｐｗｍレギュレータの安定性を改善する回路 | |
| JPS5886868A (ja) | 非絶縁形ｌｃ共振コンバ−タ | |
| JPH0759148B2 (ja) | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 | |
| JP2002247854A (ja) | 直流−直流変換装置 |