JPH036640B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は放電灯調光装置に関するものであり、
その目的とするところは低光束調光時にあつても
放電灯の始動を確実に行うことができ、しかも小
型で安価な放電灯調光装置を提供することにあ
る。

従来、この種の放電灯調光装置は第１図に示す
ようになつており、１は交流電源、２は双方向性
３端子サイリスタ３（以下サイリスタ３と称す
る）を用いた位相制御回路、４はダイオードブリ
ツジのような整流回路５および整流回路５出力を
入力とするインバータ回路６よりなる高周波変換
回路、７は放電灯であり、交流電源１を位相制御
回路２を介して高周波変換回路４に入力し、高周
波変換回路４出力にて放電灯７を点灯するように
なつており、位相制御回路２にてサイリスタ３の
点弧位相角を調整することにより、放電灯７を調
光するものである。第２図はインバータ回路６の
具体回路図を示すもので、L₁はチヨークコイル、
Q₁，Q₂はトランジスタ、C₁はコンデンサ、R₁，
R₂は抵抗、OTは発振トランスであり、いわゆる
プツシユプル型インバータ回路を構成している。
なお、このインバータ回路６の動作は衆知である
ので説明は省略する。第８図ａ，ｂは上記従来例
の位相制御時の位相制御回路２の出力電圧V₂お
よび高周波変換回路４の出力電圧V₄を示すもの
で、(イ)は放電灯７がフル点灯する100％調光時、
(ロ)は放電灯７の光束がフル点灯時の50％となる50
％調光時、(ハ)は放電灯７の光束がフル点灯時の20
％となる20％調光時における各電圧波形を示して
いる。図中、破線は交流電源電圧V₁を示すもの
であり、V_fは始動可能電圧である。

ところで、このような従来例において、高周波
変換回路４の出力電圧V₄と放電灯７の始動可能
電圧V_fとの関係が第８図のように設定されてい
ると、放電灯７を100％調光、50％調光する場合
には放電灯７は始動するが、20％調光では始動が
不可能であつた。もちろん高周波変換回路４の出
力電圧V₄を大きくして20％調光時にあつても始
動可能電圧V_fを確保することは可能であるが、
インバータ回路６のトランジスタQ₁，Q₂として
高耐圧のものを用いる必要がある上、発振トラン
スOTが大型化し、コストが高くしかも大型化す
るという問題があつた。また、位相制御回路２に
タイマ機能を持たせ、交流電源１の投入後放電灯
７の始動に必要な一定期間だけ調光レベルに関係
なくサイリスタ３をフル導通させる方法も考えら
れているが、位相制御回路２と高周波変換回路４
との間に放電灯７を点滅する点滅スイツチを挿入
した場合、上記方法はとり得ないという問題があ
つた。本発明は上記の点に鑑みて為されたもので
ある。

以下、実施例について図を用いて説明する。第
４図は本発明一実施例を示すもので、上述の従来
例と同様の放電灯調光装置において、チヨークコ
イルL₂、コンデンサC₂の直列回路よりなるLC昇
圧回路８を設け、整流回路５の出力電圧V₅をLC
共振にて昇圧するようになつている。図中、D₁
はコンデンサC₂の電荷放電用のダイオードであ
る。

第５図ａ〜ｃは20％調光時における位相制御回
路２の出力電圧V₂、高周波変換回路４の出力電
圧V₄、コンデンサC₂の両端電圧V_C2を示すもので
ある。但し、同図ａの破線は交流電源電圧V₁、
同図ｂの破線で示す包絡線は第１図従来例の高周
波変換回路４の出力電圧V₄、同図ｃの破線は整
流回路５の出力電圧V₅である。

いま、第５図ａで示すような位相制御回路２の
出力電圧V₂が高周波変換回路４に入力されると、
交流電源電圧V₁の各半サイクルのt₀時点からイン
バータ回路６が動作開始し、先ずインバータ回路
６は従来例と同様に動作する。したがつて、放電
灯７には同図ｂに示すように短時間従来例と同様
の高周波電圧が印加される。一方、同時にLC昇
圧回路８のコンデンサC₂はチヨークコイルL₂を
介して振動的に充電されはじめ、コンデンサC₂
の両端電圧V_C2が整流回路５の出力電圧V₅を超え
たt₁時点からダイオードD₁を介して放電経路が形
成され、コンデンサC₂の両端電圧V_C2が上昇し、
同図ｃに示すような電圧波形となる。したがつ
て、インバータ回路６には整流回路５の出力電圧
V₅とコンデンサC₂の両端電圧V_C2の電圧の高い方
が印加されることになる。この場合、コンデンサ
C₂はチヨークコイルL₂を介して充電されるため
コンデンサC₂の両端電圧V_C2は振動電圧となつて
おり、整流回路５の出力電圧V₅のピーク値より
も充分高くすることが可能であり、インバータ回
路６の出力電圧すなわち高周波変換回路４の出力
電圧V₄はインバータ回路６への入力電圧に比例
するので、同図ｂに実線で示す包絡線の如く、高
周波変換回路４の出力電圧V₄のピーク値を放電
灯７の始動可能電圧V_fよりも高くすることがで
き、20％調光時にあつても確実に放電灯７を始動
することができることになる。したがつて、実施
例にあつてはチヨークコイルL₂、コンデンサC₂
およびダイオードD₁よりなる簡単な回路構成の
LC昇圧回路８を付加するだけで低光束調光時の
始動性能が改善でき、発振トランスOTの大型
化、およびトランジスタQ₁，Q₂の高耐圧化を回
避することができ、小型で安価な放電灯調光装置
を提供できることになる。

第６図は他の実施例を示すもので、位相制御回
路２のサイリスタ３の点弧位相角θ₀が予め設定さ
れた値以上のときすなわち低光束調光時にLC昇
圧回路８を作動せしめる昇圧制御回路９を設けた
ものであり、コンデンサC₂に直列接続された接
点S₁はサイリスタ３の点弧位相角θ₀が設定値以下
のときオフし、設定値以上のときオンするように
なつている。すなわち、高光束調光時（例えば50
％調光前後の調光状態）にあつては従来例と同様
の動作を行ない、低光束調光時（例えば25％調光
程度以下の調光状態）のみLC昇圧回路８が動作
して高周波変換回路４の出力電圧V₄を大きくす
るようになつており、低光束調光時の始動を確実
にするとともに、高光束調光時においてコンデン
サC₂の両端電圧V_C2が高くなり過ぎるために、イ
ンバータ回路６のトランジスタQ₁，Q₂として高
耐圧のものが必要となることがなく、インバータ
回路６を安価に形成できるものである。

第７図および第８図はさらに他の実施例を示す
もので、第７図は位相制御回路２と整流回路５と
の間に直列に挿入された雑音防止用あるいは突入
電流防止用のチヨークコイルL′₂にてLC昇圧回路
８のチヨークコイルL₂を兼用したものであり、
回路構成を簡略化したものである。

また、第８図は位相制御回路２と整流回路５と
の間に直列に挿入されたチヨークコイルL′₂と整
流回路５入力に並列接続されたコンデンサC₂と
で整流回路５の前段にLC昇圧回路８を設けたも
のであり、位相制御回路２の出力電圧V₂を昇圧
して高周波変換回路４に入力するようになつてい
る。

第９図乃至第１１図はさらに他の実施例を示す
もので、インバータ回路６′として第１０図のよ
うに予熱巻線付発振トランスOT′による予熱回路
を有するものを用いた場合において、交流電源１
の投入後徐々にLC昇圧回路８を動作させるソフ
トスタート回路よりなる昇圧制御回路９′を設け
たものであり、ダイオードD₂が並列接続された
逆阻止型３端子サイリスタQ₃（以下サイリスタQ₃
と称する）の点弧位相角θは電源投入後、時間と
ともに小さくなるようになつている。すなわち、
サイリスタQ₃を点弧するトリガ回路TRは第１１
図に示すように双方向性スイツチ素子SBS、ダイ
オードD₃，D₄、コンデンサC₃，C₄、抵抗R₃〜R₇
にて形成されており、サイリスタQ₃の点弧位相
角θは第１２図に示すように電源投入時点（t₀時
点）でθ₂、t₁時点でθ₁、t₂時点でθ₀となつている。
但し、θ₂＞θ₁＞θ₀である。

第１３図ａ〜ｅは動作を示す電圧波形図で、同
図ａは位相制御回路２の出力電圧V₂、同図ｂはt₀
時点の高周波変換回路４の出力電圧V₄、同図ｃ
は同時点のインバータ回路６の入力電圧V_i、同図
ｄはt₁時点の高周波変換回路４の出力電圧V₄、同
図ｅは同時点のインバータ回路６の入力電圧V_iで
ある。いま、交流電源１の投入後サイリスタQ₃
の点弧位相角θは徐々に小さくなるが、交流電源
１の投入直後にあつては点弧位相角θはθ₂となつ
ており、LC共振による昇圧動作の開始位相が位
相制御回路２の出力電圧V₂の立上り位相から大
巾に遅れている。したがつて、高周波変換回路４
の出力電圧V₄は同図ｂに示すように始動可能電
圧V_fよりも小さく、放電灯７は始動せず、高周
波変換回路４の出力により放電灯７のフイラメン
ト予熱のみが行なわれる。次に、点弧位相角θが
θ₁まで変化した時（t₁時点）、高周波変換回路４
の出力電圧V₄は始動可能電圧V_fよりも高くなり、
放電灯７が始動過程に入り、さらに点弧位相角θ
がθ₀まで変化するので、高周波変換回路４の出力
電圧V₄がより高くなつて放電灯７は確実に始動
する。この場合、先行予熱（t₀→t₁時点）が行な
われた後放電灯７が始動されるので、放電灯７の
始動電圧を低くすることができ、高電圧始動によ
る短寿命化が防止できるとともに、インバータ６
のトランジスタQ₁，Q₂として低耐圧のものを用
いることができ、コストが安くなる。なお、上述
の先行予熱時間（点弧位相角θがθ₂からθ₁になる
までの時間）を１〜２秒に設定することにより、
良好な放電灯７の点滅寿命が得られる。

第１４図はさらに他の実施例を示すもので、イ
ンバータ回路６′の入力に抵抗Ｒを直列に挿入す
るとともに抵抗Ｒと並列にタイマ回路１０の出力
接点S₂を接続し、第１５図に示すようにタイマ接
点を交流電源１が投入されてから一定期間（Ｔ＝
１〜２秒）後にオンさせるようにしたものであ
る。この場合、出力接点S₂がオフしている間イン
バータ回路６′の入力回路に抵抗Ｒが直列に挿入
されているため、コンデンサC₂の両端電圧V_C2が
抵抗Ｒを介して入力されることになり、インバー
タ回路６′の入力電圧V_iが抑圧され、高周波変換
回路４の出力電圧V₄は交流電源１投入後一定期
間Ｔだけ放電灯７の始動可能電圧V_fよりも低く
なる。したがつて、放電灯７は交流電源１の投入
直後には始動せず、先行予熱のみが行なわれる。
次に、一定期間Ｔ後に出力接点S₂がオンすると、
インバータ回路６′にコンデンサC₂の両端電圧
V_C2が直接入力され、高周波変換回路４の出力電
圧V₄が始動可能電圧V_fよりも高くなつて放電灯
７の始動が行なわれる。

第１６図はさらに他の実施例を示すもので、第
１４図実施例における出力接点S₂に代えて第１０
図のトリガ回路TRにて制御されるサイリスタQ₄
を抵抗Ｒに並列接続したもので、サイリスタQ₄
の点弧位相角を徐々に変化させ、高周波変換回路
４の出力電圧V₄を徐々に高くし、高周波変換回
路４の出力電圧V₄が一定期間Ｔ後に始動可能電
圧V_fよりも高くなるようにして先行予熱を行な
うようになつている。このとき、一定期間Ｔ後に
おけるサイリスタQ₄の点弧位相角（第１１図参
照）は位相制御回路２のサイリスタ３の点弧位相
角θ₀と略等しくしてある。すなわち、サイリスタ
Q₄は位相制御回路２から電力が供給されている
全時間領域において導通する。

第１７図はさらに他の実施例を示すもので、第
１４図実施例におけるコンデンサC₂を２個のコ
ンデンサCa，Cbにて形成し、接点S₃をオンする
ことにより倍電圧整流動作を行なわせるようにし
たものであり、接点S₃は低光束調光時における交
流電源１投入後の一定期間Ｔだけオンするように
なつており、倍電圧整流によつて整流回路５の出
力電圧V₅を高めることにより、低光束調光時に
における先行予熱が充分行なわれるようにしてい
る。

第１８図ａ，ｂは低光束調光時における接点
S₂，S₃の動作を示すものであり、交流電源１の投
入時点（T₀時点）からT₁時点まで接点S₃がオン
して出力接点S₂がオフするので、倍電圧整流され
た電圧が抵抗Ｒと介してインバータ回路６′に入
力され、高周波変換回路４からフイラメントを充
分先行予熱できる出力が得られる。一方、T₁時
点以後は接点S₃がオフし、出力接点S₂がオンする
ので、チヨークコイルL₂、コンデンサCa，Cdよ
りなるLC昇圧回路８にて昇圧された電圧がイン
バータ回路６′に入力され、放電灯７が円滑に始
動される。

第１９図はさらに他の実施例を示すもので、整
流回路５とインバータ回路６′との間にコンデン
サC₅〜C₇およびダイオードＤよりなる部分平滑
回路１１を設けて高力率な高周波変換回路４を形
成したものである。ここに、部分平滑回路１１は
整流回路５の全波整流電圧よりなる出力電圧V₅
の谷部を第２０図ｂに示すように部分的に平滑し
て高周波変換回路４の出力電圧V₄を第２０図ａ
に示すように連続的にし、放電灯７のランプ電流
を連続化することにより、発光効率の向上を図り
つつ、安定器要素であるところの高周波変換回路
４の高力率化を図るものである。

第２１図はさらに他の実施例を示すもので、第
１９図実施例において、LC昇圧回路８および部
分平滑回路１１の動作を制御する接点S₁，S₄を設
けたものであり、放電灯７の始動時において接点
S₁をオンするとともに接点S₄をオフして、部分平
滑回路１１を切り離すようになつている。すなわ
ち、第１９図実施例にあつては、部分平滑回路１
１のコンデンサC₅〜C₇の影響によつてLC昇圧回
路８が正常に動作せず、低光束調光時（例えば20
％調光時）において、始動が確実にできない場合
があつたが、第２１図実施例では放電灯７の始動
時に部分平滑回路１１を切り離すようにしている
ので、LC昇圧回路８の動作が部分平滑回路１１
のコンデンサC₅〜C₇の影響を受けることなく、
低光束調光時の始動がスムーズに行なわれること
になる。なお、コンデンサC₅〜C₇は蛍光放電灯
110W2灯用の場合各々100μF、コンデンサC₂は約
5μF（このときチヨークコイルL₂は約12mH）で
あり、その合成容量はコンデンサC₅〜C₇により
大きな影響を受ける。

第２２図ａ，ｂは接点S₁〜S₄の動作を示すもの
で、第２８図ａは高周波変換回路４の出力電圧
V₄、同図ｂはインバータ回路６′の入力電圧V_iを
示すものである。また、第２４図ａ，ｂおよび第
２５図ａ，ｂはコンデンサC₂の容量による昇圧
効果の差異を示すもので、第２４図ａ，ｂはコン
デンサC₂を10μF、第２５図ａ，ｂはコンデンサ
C₂を5μFとしたときの波形を示すもので、コンデ
ンサC₂を5μFとした場合の方が明らかに昇圧効果
が優れている。但し、図示波形は位相制御回路２
のサイリスタ３の点弧位相角θ₀が115゜、チヨーク
コイルL₂が12mH、負荷として110W蛍光灯を２
個接続した場合の実験結果を示すものである。以
上のことから、サイリスタ３の点弧時点（t₃時
点）において、コンデンサC₂の両端電圧V_C2が略
Ｏ（Ｖ）となるようにコンデンサC₂の容量値を設
定する方が大きな昇圧効果が得られることがわか
る。

第２６図は第２１図実施例の接点S₂，S₄を1T
接点（トランスフア接点）S₅を有するタイマ回路
の出力にて実現するものであり、1T接点S₅は通
常ａ側に切換えられており、交流電源１が投入さ
れてから一定期間Ｔだけｂ側に切換えられる。

第２７図はコンデンサC₂とコンデンサC₅〜C₇
の容量値が大巾に異なる（C₂（5μF）＜＜C₅，C₆，
C₇（100μF））ことを利用して１個の接点S₆でLC
昇圧回路８および部分平滑回路１１の動作を制御
するもので、交流電源１の投入後一定期間Ｔだけ
接点S₆をオフにすることにより、コンデンサC₅
〜C₇およびコンデンサC₂の直列回路の等価容量
がコンデンサC₂の容量値にほぼ等しくしてLC共
振による昇圧動作を行なわせ、一定期間Ｔ後すな
わち始動後接点S₆をオンさせることによつてコン
デンサC₂を短絡し、部分平滑動作を行なわせる
ようにしたものである。

第２８図は第２１図実施例における接点S₁を省
略したもので、コンデンサC₂は常時接続されて
いるが、このコンデンサC₂は比較的小容量であ
るため、部分平滑回路１１の動作に殆んど影響を
与えない。

第２９図はさらに他の実施例を示すもので、第
２６図実施例において発生するところの、放電灯
７の始動不良を改善するものであり、放電灯７の
不点灯を検出する不点灯検出回路１２を設け、不
点灯検出回路１２の出力にて再トリガ回路１３を
制御してタイマ回路１４を再トリガするようにな
つている。図中１５は位相制御回路２のサイリス
タ３の点弧位相角θ₀が予め設定された値以上のと
きタイマ回路１４を作動させるタイマ制御回路で
あり、前述の昇圧制御回路９と同一機能を有する
ものである。

以下、具体的構成および動作について説明す
る。タイマ制御回路１５は位相制御回路２の出力
電圧V₂を整流平滑する整流平滑部RE₁とツエナ
ダイオードZD₁、コンパレータCP₁およびインバ
ータI₁にて形成されており、ツエナダイオード
ZD₁にて設定される基準電圧よりも整流平滑部
RE₁出力の分圧電圧が低いとき制御出力O₁がＨレ
ベルとなる。すなわち、整流平滑部RE₁出力は位
相制御回路２の出力電圧V₂の実効値に比例する
ので、位相制御回路２のサイリスタ３が予め設定
された点弧位相角以上で点弧されたとき制御出力
O₁がＨレベルとなる。実施例では50％以下の調
光時に制御出力O₁がＨレベルとなり、タイマ回
路１４のリセツト端子RSTがＨレベルになつて
タイマ回路１４は動作する。

このタイマ回路１４はリセツト端子RSTがＨ
レベルのとき、トリガ端子TRIにパルスが入力さ
れると、抵抗R₁₀およびコンデンサC₁₀にて設定さ
れる一定期間Ｔだけ出力端子OUTにＨレベルが
出力されるものであり、出力端子OUTがＨレベ
ルになると、リレードライブ用のトランジスタ
Q₅がオンして出力リレーRYが作動し、リレー接
点（1T接点）S₅が反転する（ｂ側に切換えられ
る）ようになつている。一方、不点灯検出回路１
２はインバータ回路６″の発振トランスOTに密
に結合された検出巻線N_Dの誘起電圧を整流平滑
する整流平滑回路RE₂と、基準電圧を設定するツ
エナダイオードZD₂と、整流平滑部RE₂出力が基
準電圧以上のときＨレベルを出力するコンパレー
タCP₂と、ホトカプラPCとで構成され、放電灯
７が点灯すると検出巻線N_Dの誘起電圧が点灯前
の1/2〜1/8に低下することを利用し、不点灯時に
トランジスタQ₆をオンしてホトカプラPCを介し
て不点灯信号V_Nを出力するようになつている。

再トリガ回路１３はトランジスタQ₆にて形成
されるパルス発生回路PGとナンド回路NANDと
で構成され、第３０図ａ〜ｃに示すように不点灯
信号V_NがＨレベルのとき、パルス発生回路PGか
ら出力されるところのタイマ回路１４の出力V_T
の立下りに同期したパルスP₁の反転パルスP₂を
タイマ回路１４のトリガ端子TRIに印加するよう
になつている。

したがつて、放電灯７が不点灯の間、タイマ回
路１４は再トリガされ続け、LC昇圧回路８が反
復動作（略連続動作）することになり、周囲温
度、交流電源電圧V₁の低下時における始動不良
を解消することができる。

本発明は上述のように交流電源を位相制御回路
を介して整流回路および整流回路出力を入力とす
るインバータ回路よりなる高周波変換回路に入力
し、高周波変換回路出力にて放電灯を点灯するよ
うにした放電灯調光装置において、位相制御回路
出力あるいは整流回路出力をLC共振にて昇圧す
るLC昇圧回路を設けたものであり、低光束調光
時にあつても放電灯の始動を確実に行なうことが
でき、また、従来例のようにインバータ回路を変
更（発振トランス、トランジスタの耐圧など）す
ることなくLC共振回路よりなるLC昇圧回路を付
加するだけであるので、小型でかつ安価になると
いう利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例のブロツク回路図、第２図は同
上の要部回路図、第３図ａ，ｂは同上の動作説明
図、第４図は本発明一実施例のブロツク回路図、
第５図ａ〜ｃは同上の動作説明図、第６図乃至第
８図はそれぞれ他の実施例のブロツク回路図、第
９図はさらに他の実施例のブロツク回路図、第１
０図および第１１図は同上の要部回路図、第１２
図および第１３図ａ〜ｅは同上の動作説明図、第
１４図はさらに他の実施例のブロツク回路図、第
１５図は同上の動作説明図、第１６図および第１
７図はさらに他の実施例の回路図、第１８図ａ，
ｂは第１７図実施例の動作説明図、第１９図はさ
らに他の実施例のブロツク回路図、第２０図ａ，
ｂは同上の動作説明図、第２１図はさらに他の実
施例のブロツク回路図、第２２図乃至第２５図は
同上の動作説明図、第２６図乃至第２８図はさら
に他の実施例のブロツク回路図、第２９図はさら
に他の実施例の回路図、第３０図は同上の動作説
明図である。 １は交流電源、２は位相制御回路、４は高周波
変換回路、５は整流回路、６はインバータ回路、
７は放電灯、８はLC昇圧回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源を位相制御回路を介して整流回およ
   び整流回路出力を入力するインバータ回路よりな
   る高周波変換回路に入力し、高周波変換回路出力
   にて放電灯を点灯するようにした放電灯調光装置
   において、位相制御回路出力あるいは整流回路出
   力をLC共振にて昇圧するLC昇圧回路を設けて成
   ることを特徴とする放電灯調光装置。 ２ 整流回路出力に並列接続されたチヨークコイ
   ルとコンデンサとの直列回路およびチヨークコイ
   ルに並列接続されたダイオードにてLC昇圧回路
   を形成し、チヨークコイルを介して振動的に充電
   されるコンデンサの電荷をダイオードを通して放
   電させるようにして成ることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載の放電灯調光装置。 ３ 位相制御回路と整流回路との間に直列に挿入
   されたチヨークコイルおよび整流回路出力に並列
   接続されたコンデンサにてLC昇圧回路を形成し
   て成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載の放電灯調光装置。 ４ 位相制御回路出力と整流回路出力と整流回路
   との間に直列に挿入されたチヨークコイルおよび
   整流回路入力に並列接続されたコンデンサにて
   LC昇圧回路を形成して成ることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の放電灯調光装置。