JPH03503589A - 改善された低電圧プログラマブル圧縮器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 改善された低電圧プログラマブル圧縮器発明の利用分野 本発明は音声信号処理の分野に関するものであり、特に補聴器に適したプログラ マブル低電圧圧縮回路（コンプレッサー）又は伸長回路（エキスパンダー）（以 下、両者を音声処理装置と呼ぶ）に関する。

発明の背景 音声圧縮器（即ち、コンプレッサー）と伸長器（即ち、エクスバンダー）は、音 声信号のダイナミックレンジを修正するために使用されるよく知られた装置であ る。音声コンプレッサー又はエクスバンダーは、次の２つの部分を有すると考え られる。一方の部分は電子制御の可変損失素子装置又は利得調節装置であり、他 方はその装置の利得を入力（又は出力）信号の指定関数として制御するための制 御信号を発生する関連回路を有する制御システムである。音声信号のダイナミッ クレンジの制御は、適用装置においては重要であることが多い。所望の信号のダ イナミックレンジは利用可能な音声回路の処理能力を超えることがしばしば生じ る。電話システムでは、多くの場合、音声信号が多重化され、結果として信号対 雑音比は低下してしまう。それゆえ、より高範囲のダイナミックレンジを有する 信号が電話チャネルを通過できるように、受信方向で音声信号を多重化及び伸長 する前に、音声信号のダイナミックレンジを圧縮することが望ましい。

音声コンプレッサーに関するもう１つの応用として、難聴者用装置がある。多く の場合、難聴者の耳の応答特性は。

感度と周波数応答に関して正常な人のそれと大いに異なっている。研究では、音 声圧縮を行なう補聴器を用いたが感音性難聴者の音節了解度を改善できることが 判明した。難聴者用音声コンプレッサーの使用については、「補聴器における圧 縮：１分析、検査、及び勧告」とするウォーカーとディリッンによる報告書ＮＡ Ｌレポート磁９０において広範囲にわたって分析されており、これはオーストラ リア連邦保健省２國立音響学研究所により１９８２年６月に発表されている。

利用者各個人の欠陥を補うか、又は９例えば非常に静かな環境若しくは非常にさ れがしい環境などの各種の状況のもとで、正常な聴力を模擬するための、補聴器 の特性を調整するために、音声コンプレッサを使用することもできる。

例えば、多−くの場合、難聴の人は高周波数域に対して聴力の低下を知覚する。

それゆえ、コンプレッサーの利得を音声信号の周波数の関数として変更すること が望まれる。非常にされがしい環境においては、補聴器の利得を低くすることと が望まれ、静かな環境では、その装置の利得を高くすることが望まれる。音声コ ンプレッサーは、容易にこの両者の機能を満足させることができる。この概念は 、ビルチュア、Ｅ、、ｒ感音性難聴の言語了解度を向上させる信号処理」、米国 音響学会誌、５３巻、ｐｐ、１６４６−１６５７を参照することにより更に理解 できる。

音声コンプレッサーは、２つの範鴫に区分特徴づけることができる。もし制御信 号がコンプレッサーの入力信号から注出されるならば、そのコンプレッサーはフ ィードフォワードタイプと言われる。もし制御信号がコンプレッサーの出力信号 から注出されるならば、そのコンプレッサーはフィードバックタイプと言われる 。フィードフォワード構成は、関連利得制御電気回路機構のダイナミックレンジ は。

入力信号のそれに等しいことを要求する。この構成の利点は１回路が本質的に安 定していることである。フィードバック構成では、利得制御信号が既に圧縮され ている出力信号をサンプルするので、信号をより広範囲にわたって正確に処理で きる。しかしながら、フィードバックコンプレッサーの場合は不安定性が度々問 題となる。

コンプレッサーのトボロギーでは、過去において多くの変化がなされてきた。コ ンプレッサー又はエクスパンダ−（圧伸器即ちコンパンダ−）の１例として、最 初に電話システムに適合したシグネティクスＮＥ５７０がある。また。

他のコンプレッサーの例として、ブラックマーによって発明され、　「信号コン バンダーシステム」と題するアメリカ合衆国特許？！ｌＬ４，１１２．２５４で 開示されたものがある。

音声圧縮の利点が４鷹されてきたとは言え、上記各システムは比較的固定した圧 縮比を有するコンプレッサーを使用するか、又は比較的高電圧をコンプレッサー 電気回路機構に印加できる用途に限定されている。今日の補聴器産業の傾向は、 非常に小さなパッケージに入る補聴器装置を設計することに向けられており、今 日のモデルの中には真穴に取り付けるに十分小さいものもある。従来の代表的補 聴器は、比較的低い給電電圧を有し、且つ、制限された電流供給能力しかもたな い小さな電池１つによって特に作動できるように構成されているので、音声圧縮 の利点は以前は補聴器では利用できなかった。本発明以前は、　１．２　Ｖ電池 により作動する連続的可変圧縮比を有するプログラマブルコンプレッサーは、製 造が非常に困難であると判断されていた。

発明の概要 簡単に述べると１本発明は連続的に圧縮比を可変できる゛　コンプレッサーを考 慮したもので、コンプレッサーの利得が広い範囲にわたってプログラマフルに制 御でき、そのコンプレッサーは１．１ｖの低電源から給電される。本低電圧コン プレッサーは、音声信号を入力する手段と第１と第２の制御ターミナルを有する 可変損失素子から構成され、可変損失素子の利得は第１と第２の制御ターミナル から流れる電流比によって制御される。可変損失素子に接続された制御回路は、 第１と第２の制御ターミナルから流れる電流の大きさを制御する。制御回路は、 入力信号のエンベロープのプラスの最高点に関する信号を生成する入力手段１こ 接続したピーク検出器を含んでいる。更に、制御回路はピーク検出器に接続した 電圧−電流変換器を含んでおり、電圧−電流変換器は、上記ピーク検出器手段の 電圧出力が増加するにつれて、第１の制御ターミナルから流れる電流の大きさを 増加させる。更に１本発明は非常に広範囲にわたりコンプレッサーの利得と圧縮 比をプログラマブルに制御する手段を含んでいる。本発明の別の側面では、エク ス、（ンダーは、コンプレッサーを簡単に再プログラムすることにより、コンポ ーネントを付は加えなくとも構成ができる。

従って１本発明の目的は低電圧電池で作動するプログラマブル音声コンプレッサ ーを提供することである。

本発明の他の目的は、音声信号を伸長又は圧縮するのに使用されるプログラマブ ル回路構造を提供することである。

更に本発明の他の目的は、集積回路上に容易に製造できる連続的可変圧縮比を有 するプログラマブルコンプレッサーを提供することである。

更に本発明の他の目的は、連続的可変圧縮比及び可変的利得を有するプログラマ ブルコンプレッサーを提供することである。

更に本発明の他の目的は、プログラマブルコンプレッサー構造を提供して、最大 入力信号に対して最大信号処理能力を与えることである。

図面の簡単な説明 上記目的は下記説明と添付図面により十分理解される。

第１図は、８話システムに適用されている従来技術の可変損失素子の概略図であ る。

第２Ａ図乃至第２Ｄ図は、圧縮又は伸長機能を提供する本発明のいくつかの実施 例のブロック図である。

第３図は２本発明によるプログラマブル圧縮比特徴を説明するブロック図である 。

第４図は１本発明による可変損失素子又は可変利得回路の概略図である。

第５図は、第４図の回路の更に詳細な概略図である。

第６図は１本発明のコンプレッサーによって処理された音声信号のエンベロープ を検出するのに使用されるピーク検出器の概略図である。

第７図は、第３図に関連して説明された電圧−電圧ログ変換器の概略図である。

第８図は、第３図に関連して説明された制御回路基準電流発生器の概略図である 。

第９図は、第８図の基準電流発生器に基準電圧を供給するために使用される電圧 レギュレータ回路のブロック図である。

第１０図は、第９図のプレレギュレータ回路の概略図である。

第１１図は、第９図のバンドギャップ基準器と演算増幅器の概略図である 第１２図は９本発明の各種回路により使用される電流源基準発生器の概略図であ る。

第１３図は、第３図に関連して説明された圧縮システムの利得をプログラマブル に制御する回路の実施例の概略図である。

第１４図は、第３図に関連して説明された圧縮システムの利得をプログラマブル に制御する回路のもう一つの実施例の概略図である。

第１５図は１本発明のプログラム制御システムにより提供される各種連続的可変 圧縮比に関する入力レベルの関数として利得を表示するグラフである。

発明を実施するための最良の形態 コンプレッサー又はエクスパンダ−は、可変的利得回路　。

又は可変損失素子及び入力信号と出力信号との間の所望の関係に基づいて可変損 失素子の利得を変化させる制御回路から構成されている。本発明の場合、可変的 利得回路又は可変損失素子は、伝達関数が線形である電流乗算器である。

従来の技術の可変損失素子の一例が第１図に示されている。

この装置は、上に引用されたシグネティクスＮＥ５７２であり、フィードバック タイプコンプレッサーに主に使用されている。回路１００では、入力信号が抵抗 器１０４を介して差動増幅器１０２に入力されている。差動増幅器１０２はエミ ッタを共通に接続されたトランジスター１０６及び１０８を備えている。トラン ジスター１０６のベースとコレクタは共に接続しており、これにより入力信号を 整流するダイオードを形成している。この共通接続点は、演算増幅器１１０の非 反転入力点に接続されている。演算増幅器１１０の反転入力点は接地端子１２５ に接続されている。

回路１００の出力点は、トランジスター１１４及び１１６を含む差動ペア１１２ から構成されている。トランジスター１０８及び１１４のベース端子は互いに共 通に接続されている。この共通接続点は、演算増幅器１１０の出力点に接続され ている。電流シンク１１８と１２０は、差動ペア１０２と１１２のエミッタ及び 基準ターミナル１２２の間に接続されている。電流源１２４と１２６は、それぞ れ電源入力ターミナル１２３と各トランジスター１１４と１１６のコレクタの間 にそれぞれ配置されている。電流源１２４は、出力が電流源１２６の出力に関連 する可変電流源である。電流源１２８は、電源入力ターミナル１２３及びトラン ジスター１０６のコレクタ／ベース接続点の間に接続されている。可変利得回路 タイプに関して云えば、コンプレッサーは可変損失素子１００を演算増幅器のフ ィードバックループ中に配置して形成されているので、不安定になる傾向がある 。この装置の電流利得は、差動ペア１０２の固定電流工２に関連して差動ベア１ １２の出力電流■、を変化させることにより制御される。回路は、２つのエミッ タ結合形ペア１０２と１１２間のベース−エミッタ電圧を同じに維持する（ネガ ティブフィードバックを有する）演算増幅器１１０の入力とトランジスター１０ ６により形成された入力ダイオード間の仮想接地に依存している。

入力端子１３０に現われる信号が増加し、入力端子１３０からの流出電流は演算 増幅器１１０の入力端において電流源１２８に発生した電流と加算され、演算増 幅器１１０はそれに対する入力に応じて出力電圧を減少させる。この減少電圧は 、トランジスター１１４のベース電圧を低くする。これにより順番に電流源１２ ４と１２６は出力端子１３２に比較的低い電流を生じさせる。同様にして、端子 １３０における入力電流が減少すると、電流源１２４と１２６は出力端子１３２ に比較的高い電流を生じさせる。それゆえ９回路１００の電流消費量は、入力電 流の関数として変化する。

回路１００の電流利得をＯｄＢから２０ｄＢに変化するためには、利得制御信号 （■、）において２０ｄＢの変化が要求される。この結果、この回路１００の電 力消費は利得制御信号■、の関数として増加する。これに加えて、この回路は適 正な動作を行なうためには比較的高電圧（例えば５ボルト）を要する。

次に更に詳しく述べるように２本発明は入出力差動セルの電流比を独立に又は反 対方向に変化させることにより。

回路１００に改良を加えている。コンプレッサーとして使用する時は、入力差動 ペアの静止電流を増加することによって電流利得を２０ｄＢの減少を達成できる ので、入力差動ペアを流れる電流は出力差動ペアを流れる電流より２０６Ｂほど 大きくなる。同じ回路は、出力差動ペアの静止電流を増加させることによってエ クスバンダーとしても使用される。こうして、不安定電気回路機構の追加を避け ることにより安定した能率的な動作が行なえる。回路１００と異なり１本発明の トボロギーによりコンプレッサーは連続的可変圧縮比で調節もできるのである。

第２Ａ図乃至第２Ｄ図には２本発明の可変損失素子を組み込んだコンプレッサー 又はエクスバンダーのいくつかの実施例を詳述した一連のブロック図が示されて いる。コンプレッサーとエクスパンダーはフィードフォワード又はフィードバッ ク構成の中で構成できる。コンプレッサーとエクスパンダーは２つの主要なコン ポーネントから構成されている。それは、可変的利得回路又は可変損失素子、及 び入出力信号間の理想的関係に基づく可変的利得回路の利得を制御する制御回路 である。次に更に詳しく説明するように２本発明のコンプレッサーの作動は、２ つの電流信号■ａとＩｂによって制御される。特に可変損失素子の利得は。

Ｉｂ／Ｉａ比により設定される。

第２Ａ図は、フィードフォワードコンプレッサー２００のブロック図である。コ ンプレッサー２００は制御回路２０４に接続した可変損失素子２０２を備えてい る。制御回路２０４は、ピーク検出器２０６と電圧−電流変換器２０８を含む。

制御電流１ａとｌｂは、可変損失素子の差動入出力ステージ中に流れる相対電流 を制御するために用いられる。本発明の好ましい実施例では１両方の電流はコン プレッサーの作動中に制御される。回路２００では、制御電流１ｂは固定電流と して表わされる。可変損失素子の利得はＩａ対１ｂの比により制御されるので、 制御電流１ｂのレベルを一定にしている間に望ましい結果がＩａを制御すること により得られる。コンプレッサー２００では、１１圧−電流変換器２０８が制御 電流１ａの電流の大きさを制御するために用いられる。電圧−電流変換器２０８ を制御するのに用いられる電圧は、入力ターミナル２１２と電圧−電流変換器２ ０８の間に接続されているピーク検出器２゜６から抽出される。この結果、電圧 −電流変換器２０８により設定された電流レベルの大きさは音声久方信号のピー ク電圧レベルに関連付けられる。゛本発明の好ましい実施例においては、可変損 失素子は線形伝達関数を有する可変利得電流増幅器である。それゆえ、可変損失 素子２０２の入力点に位置した抵抗器２１０は、入力ターミナル２１２に現われ る電圧を可変損失素子によって処理された電流信号に変換する。同様に、抵抗器 ２１４は、可変損失素子により生じた出力電流信号を出力端子２１６に生じる電 圧信号に変換する。

コンプレッサー２００の全体的作動を次に説明する。

Ｙ一端子２１６に現われる出力信号の電圧エンベロープ（包路線） Ｘ一端子２１２に現われる入力信号の電圧エンベロープＩｂ／Ｉａ−可変損失素 子２００の利得である。

この前提のもとに。

Ｙ−（Ｉｂ／Ｉａ）Ｘ が成立する。

もしピーク検出器が入力信号の正のエンベロープを検出するならば、その結果は 、Ｘの定数倍である。もしＩａ力（この検出電圧に比例するならば。

Ｉａ−ｋＸ それゆえ。

Ｙ−（Ｉ　ｂ／ｋＸ）＊Ｘ−１ｂ／に となる。

こうして、Ｙは入力信号から独立しており１回路（よりミタ又はコンプレッサー として機能している。

第２Ｂ図は、第２Ａ図の回路を少し修正したもので、修・　正回路２２０は、エ クスノくンダーとして機能する。この実施例では、制御電流１ａは一定レベルに 維持され、制御電流！ｂは電流変換器２０８への電圧によって制御される。

上に述べたように、ピーク検出器２０６は入力信号のピークエンベロープを検出 し、電圧−電流変換器２０８の電流レベルの大きさを設定する信号を生ずる。こ の実施例で（嘘。

Ｉｂは入力電圧に比例するので１次の関係式で定義されるようなエクスパンダー が得られる。

ＩＢ−ＫＸ と仮定すると。

Ｙ−（Ｉ　Ｂ／ＩＡ）＊Ｘ＝　（ＫＸ’　）／Ｉ　ａとなる。

それゆえ、この回路動作は伸長比２を有するエクスパンダ−である。

第２Ｃ図では１回路２３０は８ａフイードバツクコンプレツサーとして構成され る。この実施例では、ピーク検出器が回路２３０の出力に接続され、ＩＥ圧−電 流変換器２０８が制御電流１ａを制御するため使用される。この実施例では、Ｉ ａはターミナル２１６の出力電圧に比例しているので１次の関係式で定義される ようなコンプレッサーが得Ｙ　−１ｂ　＊　（Ｘ／ｋ　Ｙ） それゆえ。

Ｙ−、／ＴＴ下７１了＊Ｊｘ この回路動作は、圧縮比２を有するコンプレッサーである。

第２Ｄ図を参照すると２本発明の実施例は制御電流ＩＡとＩＢの両方を制御する のに適した制御電流２４２の使用を熟慮していることがわかる。制御回路２４２ は、ピーク検出器２０６の出力とターミナル２４６−２５２に接続した複数のプ ログラマブル制御信号に応答する。本発明のコンプレッサー制御回路２４２の更 に詳細な図が第３図に示されている。

第３図を参照すると０本発明のコンプレッサーのプログラマブル制御の特徴を詳 述するためのブロック図が示されている。本発明のこの態様では、プログラマブ ル連続可変圧縮比及びプログラマブル利得を有するコンプレッサーが提供される 。この構成３００では、複数のプログラミング信号と複数の制御信号が可変損失 素子２０２を制御する。

上に述べたように、可変損失素子２０２の利得は、制御電流１ａとｌｂの比によ って設定される。人間の耳の応答は実質的に対数的なので、コンプレッサーの利 得を対数ステップで調節することが望ましい。それゆえ、圧縮伝達関数は実質的 に対数的である。このことは、可変損失素子２０２に適用される前に所定制御信 号を処理するログ（ｌｏｇ）変換器を使用することにより達成されることを意味 している。

本発明のこの態様で使用される制御信号は、端子３０４に接続されたピーク検出 器２０６の出力電圧ｖｐ、入力端子３０６に接続された基準信号発生器３２６の 出力電圧ｖ２μＡ、及び入力端子３０８，３１２，３１０．及び３１４にそれぞ れ与えられた複数の選定可能プログラミング信号ＩＰＩ−ＩＦ５である。入力端 子３０８，３１２，３１０゜及び３１４に入力されたプログラミング信号は、シ ステム３００の望ましい利得と圧縮比を設定するために使用される。信号Ｖ、は 、可変損失素子２０２に与えられる前に対数的に変換される線形信号である。特 に＋Ｖｔは、電圧−電圧ログ変換器３２４に与えられ、この変換器３２４は音声 入力信号のビーク包路線の線形表示を関連した対数の信号、即ちＶ、ログ、に変 換する。

プログラミング信号ＩＰＩ−ＩＰ４のそれぞれはこれらの信号を線形に関連した 電圧信号に変換する電流−電圧変換器即ち、抵抗器３２８−３３４を介して与え られている。

ログ変換器３２４の出力は電圧加算器３３６と３３８によりそれぞれ抵抗器３２ ８と３３２の出力と結合される。抵抗器３３０の出力は電圧加算器３４０により 基準信号発生器３２１の出力と結合される。抵抗器３３４の出力は電圧加算器３ ４２により基準信号発生器３２６の出力と加算される。加算器３３６と３４０の 出力は、それぞれ指数電圧−電流変換器３４４と３４６に与えられ、これら変換 器は、加算器３３６と３４０により生じた加算された電圧信号を可変損失素子２ ０２を制御するのに使用される指数電流信号に変換する。特に、指数電圧−電流 交換器３４４と３４６の出力は、電流加算器３４８によって結合されて、電流加 算器３４８の出力は可変損失素子制御信号Ｉａを制御するのに使用される。加算 器３３８と３４２の出力は、指数電圧−電流変換器３５０と３５２に与えられる 。指数電圧−電流変換器３５０と３５２の出力は、電流加算器３５４に与えられ る。電流加算器３５４の出力は、可変損失素子制御信号Ｉｂを制御するのに使用 される。

動作について説明すると、コンプレッサー３００の静止（最小）電流は、基準信 号発生器３２６によって信号Ｖ２μ人出力に設定される。本発明の好ましい実施 例では、接地したエミッタを有する所定のエミッタ領域及び信号■２μＡが与え られるベースを有するトランジスターは、約Ｖ２μＡ低下する。それゆえ、要求 される電流低下容量に依存して、２μＡに接続したトランジスターの相対サイズ は変化する。更に、コンプレッサー制御信号ＩＰＩ−ＩＰ４は、　０．８７μＡ 増加する。この制御電流を３２ｄＢの範囲を超えて構成３００の利得を変化させ るため２進シーケンスを用いて増加させることができる。望ましい利得と圧縮比 を供給するために加算器３３６，３３８，３４０．及び３４２は種々の制御信号 を結合する。第１３図と第１４図に関して更に十分述べたように、抵抗器３２８ ，３３２，３３０、及び３３４は約９にΩなので、この０．６７μ＾増分は可変 損失素子の利得の２ｄＢ変化量に相当する。本発明は１発明のこの態様を達成す るため、動作領域で導通状態になるトランジスターの対数特性に依存している。

トランジスターのコレクタ電流は、ベース電圧の線形的増加と共に指数関数的に 増加することが知られている。それゆえ、トランジスターは指数電圧−電流変換 器３４４−３５２として使用され、そのトランジスターのベース電圧は変換器へ の入力であり、そのトランジスターのコレクタ電流は変換器の出力である。プロ グラミング電流ＩＰ１−ＩＰ４が線形的に増加するにつれて、利得が対数的に増 加する特性を使用するところに本発明の利点がある。

上記のように、制御信号ｖ２μＡは、可変損失素子２０２の入出力差動セルの各 々から流れ出る静止電流を設定するだめに使用される。もし他の制御及びプログ ラミング信号の全部がなければ、Ｉａは指数電圧−電流変換器３４６によって０ ．２μ＾に設定され、Ｉｂは指数電圧−電流変換器３５２によって０．４μＡに 設定される。各変換器の電流オフセットは、変換器３４６と３５２を有するトラ ンジスターの相対サイズにより制御される。本発明の好ましい実施例では、指数 電圧−電流変換器３４６と３５０は同一サイズのトランジスターであり、各トラ ンジスターはログ変換器３２４と基準信号発生器３２６の出カドランシスターの サイズの１０分の１である。指数電圧−電流変換器３５２は３４６と３５０の２ 倍の大きさのトランジスターであり、指数電圧−電流交換器３４４は変換器３４ ６と３５０の５倍の大きさのトランジスターである。次に詳述するように１本発 明では、プログラマブル比率と本明細書に説明されている利得制御機能を提供す るために各種トランジスターのサイズ比が定められる。この関係で４つのトラン ジスターエミッタ領域比率（即ち２面積比率）は重要である。

これらの比率としてはｖ−■ログ変換器３２４の出カドランシスター領域と指数 ｖ−■変換器３４４から構成されるトランジスター領域の比率、Ｖ−Ｖログ変換 器３２４の出カドランシスター領域と指数Ｖ−１変換器３５０から構成されるト ランジスター領域の比率、基準信号発生器３２６の出カドランシスター領域と指 数電圧−電流変換器３４６から構成されるトランジスター領域の比率、基準信号 発止器３２６の出カドランシスター領域、　ＱＲ，に対する指ｆｉＶ−Ｉｉｍ器 ３５２のトランジスター領域の比率がある。

もＬｌｌ−１４が指数Ｖ−１変換器３４４，３４６，３５０、及び３５２のそれ ぞれから構成されるトランジスターに流れるコレクタ電流として定義されるなら ば、可変損失素子２０２の利得は次のようになる。

利得−（Ｉ３＋１４）／　（１１＋１２）＝Ｉｂ／Ｉａここで、Ｉ３と１１は電 圧Ｖ、に比例し、Ｉ２と１４は固定基準Ｖ２μＡに比例する。エミッタ領域比率 は電流■１−１４を制御しているので、可変損失素子の利得もエミッタ領域比率 を用いて表わされる。指数Ｖ−１変換器３４４．３４６，３５０．及び３５２か ら構成されるトランジスターの工゛ミッタ領域に関連する４つのパラメータＫｌ −に４は、指数Ｖ−Ｉ変換器３４４−Ｑ１．指数Ｖ−１変換器３４６−Ｑ２．指 数Ｖ−Ｉ変換器３５０−Ｑ３．　及び指数Ｖ−１変換器３５２−Ｑ４としたとき 、以下の通り定義可変損失素子利得は次のように定義できる。

利得−（Ｋ３ｉ＋に４／Ｋｌ　ｉ＋に２）それゆえ、コンプレッサー利得はプロ グラミング電流又はエミッタ領域比率を変化させることによって制御できる。

上式において、変数１は、プログラミング電流がコンプレッサー制御回路の領域 比率を有効に修正する使用プログラミング電流を表わしている。

それゆえ、もし、端子ターミナル３０４に信号が存在しないならば、可変損失素 子２０２の利得は一定である。しかしながら、■、が増加するにつれて、変換器 ３４４と３５０のサイズが異なっているのでＩａはＩｂより速い割合で増加する 。同様に、制御信号Ｉ、１−Ｉ、４が増加するにつれて、可変損失素子の利得は 電流１ｂ／Ｉａの所望比率を制御することによって変化する。制御信号１．１− １．４の増加は、Ｉｂに比例してＩａを変化させることにより、構成３００の圧 縮比をも制御する。こうして、利得と圧縮比を広範囲にわたって制御できる。制 御電流１３をゼロと仮定すると、非常に小さな信号レベルでは、電流■１は無視 できるので、可変損失素子の利得は１４／１２の比により実質的に制御される。

入力信号が増加するにつれて。

工１は１２に等しくなる点まで増加して、その結果、利得は実質的に１４／（１ １＋１２）になるか、又は低レベルではその半分になる。更に入力信号ｖｐが増 えると、その利得はＩＡ／１１に近づき回路はソフトリミッタとして機能する。

制御電流■３がゼロでないと仮定すると、１１とＩ３がＩ２とＩ４を上回ってい るような高レベルでは、利得はＩ３／１１に近づく。言いかえると、高入力信号 レベルでの利得の降下はＩ３の存在によって引き止められる。各種制御信号の詳 細な関係と利得と圧縮比に関する効果については、第１３図と第１４図に関連し て次に更に述べる。

第４図は可変損失素子２０２の概略図であり、この素子２０２は互いにエミッタ を接続した状態で配置された差動ベア４０２と４０４を含む差動セル４０５と４ ０７によって構成されている。

差動ベア４０２はトランジスター４０６と４０８により形成されており、差動ベ ア４０４はそれぞれトランジスター４１０と４１２により形成されている。更に 、差動ベア４０２と４０４の各々は、それぞれ電流ミラー回路４１４と４１６に 接続される。電流ミラー回路４１４は、ベースを共通に接続されると共に、電源 入力端子４２５にエミッタを接続されたトランジスター４１８と４２０により形 成されている。電流ミラー回路４１６は、ベースを共通に接続されると共に、電 源入力端子４２５にエミッタを接続されたトランジスター４２２と４２４により 形成されている。

各トランジスター４２０と４２４はベースとコレクタを共通にして配置されてい るので、ダイオードとして機能する。

トランジスター４２０と４２４のコレクタから流出する電流は、電流ミラー回路 におけるベース／エミッタ電圧を与え、結果として装置の相対サイズにより定ま るトランジスター４１８と４２２のコレクタにミラー電流を生じさせる。

言いかえると、トランジスター４２０と４１８は同一サイズを有している場合、 トランジスター４２０のコレクタに流れる電流は、トランジスター４１８のコレ クタに流れる電流と１：１の関係を有している。この基本原則は、下記の全ての 電流ミラー回路で使用されており、電流ミラーベアにおいてダイオード接続され たトランジスターは以後電流ミラー基準トランジスターと呼ぶ。

回路４００では、差動セル４０５と４０７がベア構成で接続されている。特に、 トランジスター４０８と４１０のベースは共通に接続され、トランジスター４０ ６と４１２のベースも共通に接続されている。別の言い方をすると。

差動セル４０５の反転入力端子は、差動増幅器４０７の非反転入力端子に接続さ れ、その逆もまた同様に接続されている。演算増幅器４２６は、その反転入力端 子がトランジスター４０６と４１８の共通コレクタ接続点に接続されると共に、 非反転入力端子がトランジスター４０８と４１０の共通ベース接続点に接続され た状態で配置されている。

更に、トランジスター４０８と４１０の共通ベース接続点は基準電位源４３０に 接続されている。演算増幅器４２６の出力端子は、トランジスター４０８と４１ ０の共通ベース接続点に接続されている。

可変損失素子２０２の入力信号は、端子４１２に与えられている。抵抗器４１０ は、入力電圧を電流に変換する。

本発明の興味ある一態様は、抵抗器４１０を流れる入力電流がトランジスター４ ０６と４１８のコレクタに並列に加えられるという事実にある。それゆえ、正の 入力電流が直接トランジスター４０６のコレクタ電流に加算される（その逆も同 様である）。差動増幅器４０５と４０７のベア接続によって９等しいベース／エ ミッタ電圧がトランジスター２０６，２１２．及び２０８，２１０に生じる。そ の結果、差動ベア４０４のコレクタ電流比は差動ベア４０２のコレクタ電流比に 等しくなる。

演算増幅器４２６から、トランジスター４０６と４０８を介して負帰還が行なわ れる。トランジスター４０６及び４０８は、低インピーダンスの入力電流合流節 点を与えると共にトランジスター４０８と４１０の適切なベースバイアス電流を 与える。不動作状態即ち静止状態（Ｉｉｎ−０）では、差動ベア４０２と４０４ には、平衡した電流１ｃｌ−１ｃ２とＩｃ４−１ｃ５が流れる。入力電流が増加 するにつれて、増加した電流ｊｃｌは、トランジスター４０６のコレクタに注入 されて、トランジスター４０６のベース／エミッタ電圧が増加する。一方Ｉｃ２ とトランジスター４０８のベース／エミッタ電圧は減少する。同様に、Ｉｃ５と トランジスター４１０のベース／エミッタ電圧が増加する一方、Ｉｃ４とトラン ジスター４１２のベース／エミッタ電圧は減少して、出力端子４１６に出力電流 を生じる。

出力電流の入力電流に対する比、即ち電流利得は、差動増幅器４０２と４０４の 共通エミッタ接点から流れ出た合計電流量の比率によって決定される。別の言い 方をすると。

可変損失素子４００の電流利得は、差動ベア４０２と４０４の各共通エミッタ接 点で生じた静止電流１ｂとＩａの比率によって決定される。別の言い方をすると 、可変損失素子４００の電流利得は、差動ベア４０２と４０４の各共通エミッタ 接点に接続されたトランジスター４３２と４３４における静止コレクタ電流１ａ とＩｂの比率によって決定される。

トランジスター４３２と４３４の静止コレクタ電流は。

各ベース電圧により制御される。もしＩａがｒｂに等しいいならば１回路４００ の電流利得は１である。もしＩａがＩｂより小さいならば、利得は１より大きく なり、その逆も同様である。トランジスター４３２と４３４の各ベース電圧は、 電圧源４３６と４３８によって制御できる。いくつかの装置では、電圧源４３８ が一定の基準電圧を供給する。電圧源４３６は、制御電圧（Ｖ　ｃｏｎｔ）を生 じる可変電圧源であってもよい。それゆえ、トランジスター４３２と４３４の相 対的ベース／エミッタ電圧及び各電流１ａとＩｂはｖ　ｃａｎｔを変化させるこ とによって制御されてもよい。

この制御電圧は、入力端子４１１に接続された整流器／フィルタの組み合わせ（ 図示せず）から導びかれてもよい。

制御電圧は、単に整流器の出力極性を選択することによって簡単にプラス又はマ イナスとすることができ、これによって、圧縮機能又は伸長機能を提供できる。

もし、　ｖｃｏｎｔがプラスの極性を有しているときには１回路４００はコンプ レッサーとして機能する。もしｖ　ｃｏｎｔがマイナスの極性を冑しといるとき には９回路４００はエクスパングーとして機能する。こうして１回路４００は、 単に整流器の極性を変更するだけで、圧縮又は伸長を行なうことができる。

もちろん、可変損失素子４００も、　Ｖｃｏｎｔを一定レベルに維持することに より固定利得装置としても動作させることができる。

本発明は、−１２０■■から＋１２０ｇ＋Ｖの範囲で小振幅の線形ＤＣ電圧を制 御することにより、８０ｄＢの範囲という大きな電流利得範囲を与える。それゆ え１回路４００の感度は０．３３４　ｄＢ／■Ｖの範囲にある。これは、電流シ ンクトランジスター４３２と４３４のベース／エミッタ電圧を制御するため制御 電圧を使用することによって達成される。これにより上に述べたように、動作領 域において、トランジスターのコレクタ電流とベースエミッタ電圧間の指数関係 を利用できる。

回路４００では、可変損失素子は、２つの差動増幅器間のベース／エミッタ電圧 を同じに維持するため、演算増幅器１１０の入力間の仮想接地（及びマイナスの フィードバック）に依存して、その入力をダイオードに加える。対照的に２本発 明は、直接に接続することによってベース／エミッタ電圧を同一に維持して、適 正ベース電流バイアスを確立するために演算増幅器４２６の周囲の負帰還を利用 する。回路４００の入力信号が、差動セル４０５と４０７のベア接続によって出 力ミラー電流と等しい電流ミラー回路に加えられるので、電流消費量は入力端子 ４１２の信号レベルに関係なく一定に保たれる。

本発明の別の態様として、入力信号の大きさが増えるにつれて、利得減少が生じ る。上記のように１回路４００は出力ステージより入力ステージに大きな電流を 流すことによって利得減少を達成する。この動作、及び入力電流ミラー回路の動 作の結果として、最大電流が利用できる点に入力信号が入力されるので、可変損 失素子は最大入力信号（最小利得）に対する最大信号処理能力を示す。更に１回 路４００の利得は、入力出力差動増幅器に各電流を流すことにより制御されるの で、同一回路が付随的な別の電気回路を加えることなくコンプレッサー又はエク スパングーとして使用される。回路４００は、　１．１　Ｖ程度の低電圧で正確 に動作する可変損失素子構造を与える。この低電圧動作の結果として２回路４０ ０は補聴器及び他の低電圧用途に十分に適用できる。

第５図を参照すると、改良した低電圧性能を有する回路４００の詳細な概略図が 示されている。第５図に示された実施例では、可変損失素子２０２は調整可能利 得回路として示されている。明確にするため、第４図の要素と同一機能を与える 要素は、同一の名称を付する。上に述べたように１回路５００は、差動増幅器４ ０５と４０７を含んでおり、それぞれ電流ミラー回路４１４と４１６に接続され ている。差動増幅器４０５と４０７のペア接続は、第４図に関して説明された接 続と同一である。演算増幅器４２６は。

その反転入力端子がトランジスター４１８と４０６の共通コレクタ接点に接続さ れたその非反転入力端子がトランジスター４０６と４１２の共通ベース接点及び 基準電位４３０に接続された状態で配置されている。

演算増幅器４２６は、トランジスター５０６と５０８から構成される差動ベア５ ０２によって形成されている。これらのトランジスターは、トランジスター５１ ８及び５２０とを含む電流ミラー回路５１４に結合されており、トランジスター ５１８及び５２０のベースは互いに共通に接続され、且つ、エミッタは電源入力 端子４２５に接続されている。トランジスター５２０のベースとコレクタは共に 接続しており、これによりダイオード部分即ち、電流ミラーペア５１４用の電流 ミラー基準トランジスターを形成している。ＰＮＰ）ランシスター５２２は、演 算増幅器４２６の出力ステージを形成しており、ＰＮＰトランジスター５２２の ベースは、トランジスター５０６と５１８の共通コレクタ接続点に接続されてい る。ＰＮＰトランジスター５２２のエミッタは電力入力ターミナル４２５に接続 されており、そのコレクタは、トランジスター５０８と５１０の共通ベース接続 点に接続されている。演算増幅器４２６の構成はよく知られており、その動作は 通常の技術者によって容易に理解される。回路５００の機能は、第２図に関連し て説明された増幅器４２６の機能的動作と同一である。

演算増幅器４２６の基準電流は、電流ミラー構成のＮＰＮトランジスター５４２ と５４４を含む基準電流発生器５４０によって供給される。トランジスター５４ ２と５４４のベースは共に接続され、且つ、エミッタは接地端子４３５に接続さ れている。トランジスター５４４のコレクタはトランジスター５０６と５０８の 共通エミッタ接続点に接続されており、それによって、差動ペア増幅器５０２用 の電流シンクを構成している。基準電流発生器５４０の電流シンク容量は、接地 端子４３５に接続されたエミッタおよび抵抗器５３４を介して電源入力端子４２ ５に接続されたベースとコレクタを有するトランジスター５４２によって制御さ れる。トランジスター５４２は接地に固定されているので、一定の電圧低下が抵 抗器５３４間に生じ、結果として、トランジスター５３４には一定の電流が流れ トランジスター５４２に流入する。トランジスター５４２はトランジスター５４ ４とミラー関係にあり、この関係で演算増幅器４２６に静止電流が流れる。

上に述べたように１回路５００の利得は電流１ａとＩｂ比によって制御される。

Ｉａはトランジスター３４４と３４５のコレクタに流れ込み、Ｉｂはトランジス ター３５０と３５２のコレクタに流れ込む。これらのトランジスターは、順番に 第３図の回路によって制御される。この電流は種々の方法で制御できる。

本発明の低電圧動作態様は、第５図を奈照することによって認識される。回路５ ００は１．１ボルト程度の低電圧で作動することができる。この低電圧作動の結 果として、補聴器のような用途に十分適合できる。回路５００の最小動作電圧は ２回路５００の全トランジスターを適正領域で動作させるのに必要な直列全電圧 降下によって決定される。

回路５００は、３つの臨界的な直列電圧降下を有する。その１つはトランジスタ ー４２０のベース／エミッタ電圧で・　あり、他はトランジスター４０８のコレ クタ／エミッタ電圧であり、更にトランジスター４３２のコレクタ／エミッタ電 圧である。低バイアス電流では、動作領域のトランジスターは０．６５ボルトの ベース／エミッタ電圧及び０．１５ボルトのコレクタ／エミッタ電圧を必要とす る。それゆえ１回路５００は１．１ボルト程度の低電源電圧で確実に作動する。

実際１回路５００は、　０．９５ボルトの低電源電圧で作動している。

本発明に適したピーク検出器の概略図が第６図に示されている。ピーク検出器２ ０６は、音声入力信号の正のピークエンベロープに関連したＡＣ電圧を発生する 。特に、ピーク検出器２０６は音声入力信号の正のピークエンベロープに従う制 御信号Ｖ、を発生する。回路６００は、端子６０２において音声入力信号を受信 する。音声入力信号は。

コンデンサ６０６を介して差動増幅器６０５の非反転入力端子に交流結合されて いる。この音声信号は、更に端子２１２で可変損失素子２０２に結合されている 。差動増幅器６０５はエミッタを共通に接続された構成のトランジスター６１０ と６１２を備えた差動ペア６０４を含んでいる。

トランジスター６１０のベースは、差動増幅器６０５の非反転入力を構成してい る。差動ベア６０４は、トランジスター６１６及び６１８を含む電流ミラー回路 ６１４に結合されており、トランジスター６１６及び６１８のベースは共に接続 され、エミッタは電源入力端子４２５に接続されている。トランジスター６１８ のベースとコレクタは共に接続されており、電流ミラー回路６１４の基準トラン ジスターを構成している。差動増幅器６０５の出力ステージは。

トランジスター６１６と６１０のコレクタに接続されたベース及び電源入力端子 ４２５に接続されたエミッタを有するトランジスター６２０を備えている。

ピーク検出器６００の出力ステージは、エミッタを共通に接続されたトランジス ター６２６と６２８により形成された差動ベア６２４を含むバッファ差動増幅器 ６２３を有している。差動ベア６２４は、トランジスター６３０及び６３２によ って形成された電流ミラー回路６２９と結合されており、トランジスター６３０ 及び６３２のベースは互いに接続され、且つ、エミッタは電源入力端子４２５に 接続されている。トランジスター６３２のベースとコレクタは互いに接続されて 、電流ミラー回路６２９の基準トランジスターを形成する。バッファ差動増幅器 ６２３の出力ステージはトランジスター６３４及び６３６によって形成され２両 トランジスターのベースはトランジスター６２６と６３０の共通コレクタ接続点 に接続され、他方、トランジスター６３４及び６３６のエミッタは電源入力端子 ４２５に接続されている。ピーク検出器６００の出力電圧■、は。

ピーク検出器出力端子６４０に接続されているトランジスター６３４のコレクタ に発生する。更に、トランジスタ６３４のコレクタはトランジスター６２８のベ ースに接続されて、バッファ差動増幅器６２３用帰還回路を形成している。トラ ンジスター６３６のコレクタは、ターミナル６４１に接続されて２次に述べるル ープ利得制御信号を生成する。

差動増幅器６０５と６２３のエミッタ電流は、それぞれトランジスター６４４と ６４６により制御され、トランジスター６４４及び６４６のコレクタは、差動ペ ア６０４及び６２４の各共通エミッタ接続点にそれぞれ接続され、ベースは互い に共通に接続され、且つ、エミッタは接地基準端子４３５に接続されている。更 に、トランジスター６４４と６４６の共通ベース接続点は、トランジスター６４ ４及び６４６のベース／エミッタ電圧を与える電流電圧基準端子ｖ１０μＡに結 合され、トランジスター６４４及び６４６は１０μＡの電流をそのコレクタを通 して流出させる。

差動増幅器６０５の出力は、差動増幅器６２３の非反転入力に接続される。入出 力差動増幅器６０５と６２３は。

トランジスター６１２と６２６のベース間に配置した抵抗器６５２を介して共に 接続される。差動増幅器６０５の帰還が、出カドランシスター６２０のコレクタ に更に接続されている抵抗器６５２により与えられている。

ピーク検出器２０６の動作は、抵抗器６５２の共通接点及びトランジスター６２ ６とバイアス電圧基準端子６５８のベース間に並列に接続されているコンデンサ ６５４と抵抗器６５６に基づいて行なわれる。動作中、トランジスター６２６の ベースに流れる小ベースバイアス電流によっていくらか修正された抵抗器６５６ により設定された時定数に対して、コンデンサ６５４は入力信号のピークに等し い電圧を蓄積する蓄積コンデンサとして機能する。コンデンサ６５４は２人カタ ーミナル６０２に現われる正の電圧により低い電圧を初期的に蓄積する。コンデ ンサ６５４に蓄積された電圧が端末６０２に現われる入力電圧より低い時は、端 末６０２に現われた比較的高い電圧がトランジスター６１０を強制的に導通状態 にする。これは更に順番にトランジスター６２０を強制的に導通状態にし、コン デンサ６５４を急速に充電する。コンデンサ６５４に蓄積された電圧が端子６０ ２に現われる電圧を超えると、トランジスター６１０が強制的に導通状態から非 導通状態になり、これに関連して電流ミラートランジスターが強制的に飽和状態 となる。こうして、出カドランシスター６２０は作動しなくなる。この状態で、 漏洩抵抗器６５６はコンデンサ６５４を放電して、そこに蓄積された電圧を端子 ６０２の入力電圧より低い電圧まで下げる。この放電モードでの減少率は、抵抗 器６５６とコンデンサ６５４の値に主として依存している。バッファ差動増幅器 ６２３は、コンデンサ６５４と出力端子６４０間に高インピーダンス源を与える ことにより、コンデンサ６５４の放電率を下げる。それゆえ。

出力端子６４０に現われる信号Ｖ、は、入力信号の正のピークエンベロープに対 応して入力端子６０２に現われる入力電圧の整流されたものである。

第７図を参照すると、第３図に関連して説明された電圧−電圧ログ変換器３２４ の概略図が示されている。電圧−電圧ログ変換器は、ピーク検出器６００の線形 出力信号Ｖ、を、対応する対数的に関連付けられた電圧レベルに変換するために 使用される。回路７００の入力は、端子６４０のピーク検出器６００に接続され る。抵抗器７０２は、入力端子６４０とトランジスター７０８のベースである差 動増幅器７０５の入力の合流節点間に接続される。抵抗器７０２は、端子６４０ の電圧信号を電圧−電圧ログ変換器７００によって処理されるＶ、に比例した電 流信号に変換する。差動増幅器７０５は、エミッタを共通に接続したトランジス ター７０８と７１０から構成されるトランジスター７０６の差動ベアを含んでい る。トランジスター７１０のベースは、抵抗器７２５を介して端子７２３の一定 基準電圧Ｖ８５０に接続される。基準電圧Ｖ８５０は、約８５０ミリボルトであ る。差動ベア７０６は、トランジスター７１２と７１４を含む電流ミラー回路７ １５に接続される。

トランジスター７１２と７１４のベースは互いに接続されて、エミッタは電源入 力端子４２５に接続される。トランジスター７１４のベースとコレクタは互いに 接続されて。

電流ミラーペア７１５の基準トランジスターを形成する。

差動増幅器７０５の出力ステージは、トランジスター７１６を備え、そのベース はトランジスター７０８と７１２の共通コレクタ接続点に接続され、そのエミッ タは電源入力端子４２５に接続されている。差動増幅器７０５の周波数補償が、 トランジスター７１６のベースとコレクタ間に直列に接続されている抵抗器７２ １とコンデンサ７１９によって与えられている。トランジスター７１６のコレク タは。

電圧−電圧ログ変換器７００の出力信号（Ｖ、ログ）を発生させて、出力端子７ ２０に供給する。トランジスター７１９は電圧−電圧ログ変換器７００の入出力 点間に配置され、このトランジスターのベースは出力端子７２０に接続され、そ のエミッタは接地端子４３５に接続され、そのコレクタは抵抗器７０２とトラン ジスター７０８のベースとの共通接続点に接続される。

電圧−電圧ログ変換器３２４の対数伝達関数は、抵抗器７０２の差動増幅器７０ ５．及びトランジスター７２２と７２８の相互作用によって定まる。増加電圧が 端子７０４に現われると、出カドランシスター７１６は増加出力電流を発生する 。これにより順番にダイオード構成のトランジスター７２８のベース／エミッタ 電圧を増加させる。トランジスター７２８上のベース／エミッタ電圧が増加する ので２　トランジスター７２２には本質的に抵抗器７０２を通って流れる全電流 を通過させる。それゆえ、トランジスター７２２のベースにおける電圧は、対数 的に抵抗器７０２を通って流れる電流に関係し、それは線形的に端子６４０の電 圧Ｖ、と関連付けられる。差動増幅器７０５の静止電流は電流トランジスター７ ２６によって制御される。トランジスター７２６は、接地基準端子２３５に接続 したエミッタ、差動ベア７０６の共通エミッタ接続点に接続したコレクタ、及び 抵抗器７３０を通って電流源基準端子ｖ１０μＡに接続されたベースを有してい る。

更に１本発明は回路の利得特性と安定性を向上させる手段を含んでいる。上に説 明された回路７００は、高レベル人力信号で不安定になるか、飽和する傾向があ るかもしれない。しかしながら、電圧−電圧ログ変換器３２４の利得を低信号レ ベルで比較的高く設定することが望ましい。それゆえ、電圧−電圧ログ変換器３ ２４は１回路６００のトランジスター６３６によって発生したループ利得制御信 号を利用する。ループ利得制御信号は、端子６４１で電圧−電圧ログ変換器３２ ４に入力される。ループ利得制御信号は、トランジスター７３４と７３６によっ て形成される電流ミラー回路７３２を制御するために使用される。トランジスタ ー７３４は、ベースとコレクタとを共通に接続されるので、電流ミラー回路７３ ２用基準トランジスターを形成する。トランジスター７３４と７３６のベースは 、共通に接続されて、トランジスター７３４と７３６のエミッタは接地基準端子 ２３５に接続されている。電流ミラートランジスター７３６のコレクタは、抵抗 器７３０の共通接続点と電流シンクトランジスター７２６のベースとに接続され ている。ループ利得制御信号は、ピーク電圧信号Ｖ、と同じエンベロープを有す る正の状態信号である。非常に低い信号レベルでは、ループ利得制御信号レベル は低すぎて。

電流ミラー回路７３２を動作されることができない。しかしながら、ループ利得 信号のレベルが上がるにつれて、電流ミラートランジスター７３６は導通し始め て、基準電流を電流シンクトランジスター７２６から流れ出し、差動増幅器７０ ５の利得を減少させる。それゆえ、差動増幅器の利得は高信号レベルで減少し、 その結果全入力信号レベルで安定して作動する。

第８図を参照すると１本発明の基準電流発生器の概略図が示されている。基準電 流発生器３２６は、コンプレッサー３００の（低レベル）利得を確立するために 使用される低インピーダンス、低雑音電圧ｖ２μＡを発生する。本発明の実施例 では、基準電流発生器は、基準電圧を発生する電圧レギュレータであり、それに 接続したベースと接地基準端子４３５に接続したエミッタを有するトランジスタ ーが２μ基準電流を発生させる。回路８００は、共通エミ・ツタ構成のトランジ スター８０４と８０６からなる差動ベア８０２を組み込んだ差動増幅器８０３を 含んでいる。トランジスター８０４のベースは、差動増幅器８０３の非反転入力 を構成している。トランジスター８０６のベースは差動増幅器８０３の反転入力 を構成している。差動ペア８０２は、トランジスター８１０及び８１２を含む電 流ミラー回路８０８に結合され、これらトランジスター８１０及び゛　８１２の ベースは共通に接続されると共にエミッタは電源端子４２５に接続されている。

トランジスター８１０のベースとコレクタは互いに接続されており、この装置は 電流ミラーベア８０８の基準トランジスターを形成している。

差動増幅器８０３の出力ステージはトランジスター８１４を有し、そのトランジ スター８１４のベースは、トランジスター８０４と８１２の共通コレクタ接続点 に接続され。

他方、エミッタは電源入力端子４２５に接続されている。

差動増幅器８０３への入力信号は、端子８１８で基準発生器３２６に接続された 調整電圧［Ｖ８５０から抽出される。■８５０電圧源は、第９図乃至第１１図に 関連して更に詳しく説明されている。差動増幅器８０３の非反転入力は、抵抗器 ８２０と８２２により形成された電圧除算器を通して調整電圧源入力端子８１８ に接続されている。トランジスター８０４のベースは、抵抗器８２′４を通して 抵抗器８２０と８２２の共通接続点に接続されている。抵抗器８２４は、トラン ジスター８０４のベースにおけるインピーダンスを増加させる。抵抗器８２０と ８２２は、抵抗器８２０間に約５０ｉ＋Ｖの電圧が生じるように選択される。

差動増幅器８０３の反転入力は、抵抗器８２６を通して調整電圧ｖ８５０入力端 子８１８に接続される。トランジスター８２８は、抵抗器８２６とトランジスタ ー８０６のベースとの共通接続点に接続されたコレクタを有している。

トランジスター８２８のエミッタは接地端子４３５に接続され、トランジスター ８２８のベースは、抵抗器８３０を通して出カドランシスター８１４のコレクタ に接続されている。差動増幅器８０３の静止電流は、電流シンクトランジスター ８３２により設定される。電流シンクトランジスター８３２のエミッタは抵抗器 ８３６を通して接地端子４３５に接続され、コレクタは差動ベア８０２の共通エ ミッタ接続点に接続されると共に、ベースは端子８３８で電流源基準電圧ＶＩＯ μＡに接続されている。

上記のように、端子８１８に現われる基準電圧は、約８５０ｍＶに調整される。

抵抗器８２０と８２２により形成された抵抗分圧器は、抵抗器８２０の両端で約 ５０ｍＶ電圧降下を生じさせるために配置されているので、トランジスター８１ ４と８２８により与えられる帰還により、その回路が調整されると、抵抗器８２ ６間に同一電圧が発生する。

それゆえ、５０ｍＶ電圧が抵抗器８２６の両端に生じる。約２μＡ電流がトラン ジスター８２８のコレクタに流れ込むように抵抗器８２６が選ばれており、この ２μ＾電流レベルに対応してトランジスター８２８のベース／エミッタ電圧を確 立する。トランジスター８２８のベース／エミッタ電圧は、Ｖ２μＡで示された 基準電圧として使用され、この基準電圧はトランジスター８４２とミラー関係に ある。

トランジスター８４２のベース及びコレクタは、抵抗器８３０を通してトランジ スター８２８のベースに接続され。

エミッタは接地端子４３５に接続されている。更に、トランジスター８４２の共 通ベース／コレクタ接続点は、基準電流発生器３２６の出力端子を有する端子３ ０６に接続されている。

差動増幅器８０３の静止電流は、電流シンクトランジスター８３２により制御さ れており、トランジスター８３２の電流シンク容量は、端子８３８に接続した基 準電圧ｖ１０μＡにより制御される。端子８３８に現われた基準電圧は、トラン ジスター８３２の電流シンク容量を約１０μＡに設定するが、抵抗器８３６によ り約２μＡまで減少される。

更に、差動増幅器８０３は安定化手段を含んでいる。しかしながら、差動増幅器 ８０３は固定電圧入力信号を処理するので、差動増幅器８０３の安定化は、電圧 −電圧ログ変換器７００に関して使用される安定化技術よりいくら簡単である。

基準電流発生器回路８００では、安定化は、トランジスター８２８に関して電流 ミラー基準トランジスターを形成するトランジスター８４２によって与えられる 。

トランジスター８４２と８２８は、１０／１６の非を有する相対的面積を有して いる。このように、トランジスター８４２と８２８の相対的サイズの差により与 えられる増加したフィードバック量によって差動増幅器８０３の利得を減少させ ることができ、これによって、安定化が達成される。

本発明の基準電流発生器と他の回路により使用された基準電圧ｖ８５０は、第９ 図のブロック図形式で示された電圧レギュレータによって発生する。本発明の動 作中、未調整電源電圧は、出力信号発生によって５０ｍＶ程度、また。

電池電圧変化のため２００■Ｖ程度変化する。このため、低電池電圧と高入力信 号レベルでは好ましくない歪及び不安定が生じる。それゆえ、このゆがみを減少 するか取り除くため、クリティカル回路を電源から隔離することが望ましい。多 くの回路又は本発明では、電源入力と接地間に１つのベース／エミッタ電圧降下 と２つのコレクタ／エミッタ降下が与えられる。上に述べたように１動作領域で 動作する小規模集積回路トランジスターの代表的ベース／エミッタ電圧降下は約 ０．６５ボルトであり１代表的コレクタ／エミッタ降下は約０．１５ボルトであ る。電圧レギュレータ９００は、各種差動エミッタ結合ペアに対しては０．６５ ボルト、そして関連電流シンクトランジスターに対しでは０．２Ｖの電圧を供給 するのに十分な約０，８５ボルトの基準電圧を発生する。

第９図を基準すると、Ｖ８５０ｍ！圧レギュレータがブロック図で示されている 。電圧レギュレータシステム９００は、［池９０４に接続されたブレ（前　）レ ギュレータを含んでいる。プレレギュレータ９０２は、バンドギャップ電圧基準 ９０６と出力差動増幅器９０８に加える前に電池電圧の変動を減少させる。調整 出力電圧ｖ８５０は出力端子９１０に発生される。更に、電圧レギュレータ９０ ０は。

抵抗器９１２とトランジスター９１４とによって構成されるスイッチ手段を含ん でいる。電圧がトランジスター９１４のベースに加えられると、抵抗器９１２は トランジスター９１４を介して接地端子４３５に接続され、プレレギュレータ９ ０２及び電圧レギュレータ９００を動作状態にすることができる。調整電位を必 要としない時間において。

この特徴は電圧レギュレータ９００を動作状態にするために備えられており、こ うして制限された電池電力を保存する手段を提供している。トランジスター９１ ４のベース端子９１６は、スイッチ（図示せず）によって手動的に、又は出願中 の特許出願随　　　　　　　に記述されたように自動的に制御することができる 。電圧レギュレータ９００の全回路は接地端子４３５に結合されている。

プレレギュレータ９０２の詳細概略図は第１０図に示されている。プレレギュレ ータ９０２は接地端子４３５に接続したエミッタ及びベースとコレクタを接続し て配置されたトランジスター１００２を含んでいる。トランジスター１００２の 共通ベース／コレクタ接続点は、抵抗器１００８を通して電源入力端子４２５に 接続されている。トランジスター１００２間に生じた電圧は次式で定義される。

Ｖｔ、”Ｖｂｅ−２６＞４！　＊　　（Ｖ、ｐ−Ｖｂ−／Ｒ１００８＞　１　、 　）　ｍＶこの式において。

Ｖｍ、−電池電源電圧 １、−トランジスター１００２の飽和電流２代表的には１０−１０μＡ 上記対数関数の値は約２６であり、Ｘに対する関数ｆＩ１１（８）の感度は、約 １／１−（−、なので、ダイオード接続のトランジスター１００２に関する電圧 変動は、電源端子４２５に供給される電圧の電圧変動の約１／２８である。トラ ンジスター１００２間に現われる電圧は、トランジスター１０１２のベースに接 続され、トランジスター１０１２のエミッタは抵抗器１０１４を介して接地端子 ４３５に接続されている。トランジスター１０１２は、トランジスター１００２ に対して１２：１の領域比（即ち１面積比）を有する比較的大きいトランジスタ ーである。抵抗器１０１４は。

トランジスター１０１２におけるコレクタ電流対ベース／エミッタ電圧の関係を 線形にするため備えである。抵抗器１０１４がないならば、コレクタ電流の変化 率は、トランジスター１０１２を流れるコレクタ電流の変化率と同様である。こ れは、これらコレクタ電流が線形的に関連付けられているからである。トランジ スター１００２の出力電流の入力端子に対する感度は次式で定義される。

１、、ｌ　／１１．−１／　（１＋４７．Ｊｌ／Ｊ２）この式において、Ｊｌは トランジスター１００２の電流密度であり、Ｊ２はトランジスター１０１２の電 流密度である。トランジスター１００２と１０１２の電流が名目と等しく、また 、Ａ２／ＡＩがトランジスター１００２と１０１２の相対領域（面積）を表わす 場合、Ｊｌ／Ｊ２−Ａ２／ＡＩが成立し、トランジスター１００２．１０１２及 び抵抗器１０１４の組み合わせ部分は−１０，８ｄＢの電流利得感度を与える。

この４つのステージがプレレギュレータ９０２内に備えられている。第２のステ ージは、トランジスター１０１６．１０１８．及び抵抗器１０２０によって形成 されている。トランジスター１０１６は、電源入力端子４２５に接続されたエミ ッタ及び互いに接続されたベースとコレクタを有している。更に、トランジスタ ー１０１６の共通ベース／コレクタの接続点は、トランジスター１０１２のコレ クタに接続されている。トランジスター１０１８のベースは、トランジスター１ ０１６のベースに接続され。

また、トランジスター１０１８のエミッタは抵抗器１０２０を介し電源入力端子 ４２５に接続されている。上に述べたように、第２のステージは約−１０，８ｄ Ｂの電流利得を与えて、このステージの出力点に与えられる総合的電流利得は約 −２２ｄＢである。トランジスター１０１８のコレクタによって形成される第２ ステージの出力点は、抵抗器１０２１を介して第３ステージの入カドランシスタ ー１０２２に接続されている。トランジスター１０２２．１０２４．　と抵抗器 １０２６は、プレレギュレータ９０２の第３ステージを形成している。トランジ スター１０２２は、接地端子４３５に接続されたエミッタ、及びトランジスター １０１８のコレクタに接続したベースを備えている。抵抗器１０２１は、トラン ジスター１０２２のベースとコレクタ間に配置されている。トランジスター１０ ２４は、トランジスター１０２２のコレクタに接続されたベース、及び抵抗器１ ０２６を介して接地端子４３５に接続したエミッタを有している。抵抗器１０２ １は、プレレギュレータ９０２に対して電流変化へのゼロ感度を与える手段を構 成している。

トランジスタ１０１８から流出する電流が増加するにつれて、抵抗器１０２１の 両端間の電圧降下は増加する。これｉニーヨリ、トランジスター１０２４のベー ス／エミ・ツタ電圧が低下し、コレクタ電流も低下する。この低下は、トランジ スター１０２２のベース／エミッタ電圧の上昇によって均衡することになる。抵 抗器１０２１の値がトランジスター１０２２のエミッタ抵抗に等しくなるように 、抵抗器１０２１が選定されている。それゆえ、第３のステージが均衡状態にあ る時、トランジスター１０２４のコレクタ電流の変化は、トランジスター１０２ ２のコレクタ電流及び温度の広い範囲にわたって、約ゼロとなる。均衡状態にお いて、第３ステージでは電流変化がほとんど完全に無視できる状態になる。プレ レギュレータ９０２の第４と最終ステージは、トランジスター１０２８．１０３ ０．１０３６゜１０４２、及び抵抗器１０３４．１０３８によって形成される。

トランジスター１０２８のエミッタは、電源入力端子４２５に接続され、ベース 及びコレクタは互いに接続されている。トランジスター１０２８の共通ベース／ コレクタ接続点はトランジスター１０２４のコレクタに接続されている。トラン ジスター１０２８．１０３０，１０３６゜１０４２のベースは、互いにベースを 共通に接続されている。トランジスター１０３０のエミッタは１抵抗器１０３４ を介して電源入力端子４２５に接続されている。トランジスター１０３６のエミ ッタは抵抗器１０３８を介して電源入力端子４２５に接続されている。トランジ スター１０４２のエミッタは、直接電源入力端子４２５に接続されている。トラ ンジスター１０２８は、電流ミラー基準トランジスターとして機能して、トラン ジスター１０２８のベース／エミッタ電圧は関連したベース／エミッタ電圧をト ランジスター１０３０．１０３６．１０４２間に発生させる。

抵抗器１０３４と１０３８は、トランジスター１０２８に対して相対的にトラン ジスター１０３４と１０３６のベース／エミッタ電圧を減少させて、抵抗器１０ １４，１０２０．１０２６ど同じ利得線形化機能をも与える。抵抗器１０３４と １０３８の値及びトランジスター１０３０．１０３６．１０４２の領域（面積） が、それぞれ端子１０３２゜１０４０．１０４４に所望の電流出力を生じさせる ために選択される。端子１０３２に生じた調整電流はバンドギャップ電圧源９０ ６によって使用されて、端子１０４０に生じた電流は演算増幅器９０８によって 使用される。トランジスター１０４２のコレクタは、演算増幅器９０８の出力ス テージに接続されている。

第１１図を基準すると、レギュレータ９００の残部が詳しく示されている。明確 にするため、第９図と第１０図の回路と同じ機能を与える要素には同一の参照番 号が付される。回路１１００はバンドギャップ電圧源９０６と電圧レギュレータ ９０８を含んでいる。バンドギャップ電圧源即ち基準器９０６は１９５■■の基 準電圧を発生させるために使用され、この１９５ｍＶの基準電圧は演算増幅器９ ０８により処理されて１本発明の各種回路により使用される８５０１１ｖの基準 電圧を生じさせる。バンドギャップ電圧基準器９０６は、Ｒ，Ｊ、　　ワイドラ ー、　「新型リニアＩＣは１ボルトレベルで作動する」エレクトロニクス、１９ ７５年３月２９日、ｐ、１５５によって初めて公開された構成であることはよく 知られている。それは、電流と温度変動に連動しない基準電圧を生じる。バンド ギャップ電圧基準器は。

電流源端子１０３２と接地基準端子４３５間に直列に配置されている抵抗器１１ １４と１１１６を含んでおり、バイアストランジスター１１１８に使用される電 圧分割器を形成している。トランジスター１１１８は、接地基準端子４３５に接 続されたエミッタ、抵抗器１１１４と１１１６の共通接続点に接続されたベース 、及び抵抗器１１２０を介して電流源端子１０３２に接続されたコレクタを有し ている。トランジスター１１２２は、電流源端子１０３２に接続されたコレクタ 、抵抗器１１２０とトランジスター１］１８のコレクタの共通接続点に接続され たベース、及び抵抗器１１２４を介して接地端子４３５に接続されたエミッタを 有している。トランジスター１１２２は、トランジスター１１１８の領域（面積 ）の倍であるエミッタ領域を有している。バンドギャップ基準器９０６の出力は 、トランジスター１１２２のエミッタに生じる。

動作中、電流源トランジスター１０３０は、バンドギャップ基準器９０６の各種 装置に分配される一定電流を発生させる。バンドギャップ基準器の出力電圧は以 下の電圧を合計することにより検出される。これらの電圧はトランジスター１１ １８のベース−エミッタ電圧、抵抗器１１１４両端間の電圧、抵抗器１１２０両 端間の電圧、及びトランジスター１１２２のエミッターベース電圧である。２つ のトランジスター電圧は逆極性を有しており２次のように書きあられされる。

ＶＢＥｌｌ１８−ＶＢＥ１１２２−　（ｋＴ／Ｑ）＞ｆ！、　　（ｌｃ１１１８ ／１ｃ１１２２）電圧は、絶対温度Ｔに比例する（ｋはボルツマン定数、ｑは電 荷である）。抵抗器１１１４両端間の電圧は、ＶＢＥ１１１８に比例しており、 この電圧は絶対温度に比例し。

負の温度依存関係を有している。Ｒ１１１４の値を調節することによって、出力 電圧が温度によって変化しないように正及び負の温度係数を取り除くことができ る。抵抗器１１２０は回路を端子１０３２から流れ出る電流値に対して変化連動 させないようにする。この電流が増加するにつれて１例えば、抵抗器１１１４両 端の電圧が増加するが、電流増加分の殆んどはトランジスター１１１８によって 吸収される。その結果、抵抗器１１２０両端の電圧降下が増加して、上昇を取り 除くように作用する。バンドギャップ基準器の電圧はこれによって、温度１通電 電流両方に対して不感状態を維持する。

抵抗器１１２４の両端に生じた１９５■Ｖ電圧は、演算増幅器９０８の１人力点 に加えられる。演算増幅器９０８は。

共通接続されたエミッタを有するトランジスター１１２６と１１３２によって形 成される差動ベア１１３１を含んでいる。差動ペア１１３１の共通エミッタ接続 点は、電流源トランジスター１０３６のコレクタに接続される。更に。

差動ペア１１３１は、トランジスター１１２８と１１３０によって形成された電 流ミラー回路１１３３に接続されている。トランジスター１１２８は、互いに接 続されたコレクタとベースを有し、電流ミラーベア１１３３用基準：・ランシス ターを形成している。差動増幅器９０８の出力ステージは、電流源トランジスタ ー１０４２及びトランジスター１１３４とによって形成され、トランジスター１ １３４のエミッタは接地基準端子４３５に接続され、ベースはトランジスター１ １３２と１１３０の共通コレクタ接続点に接続され、且つ、コレクタは電流源ト ランジスター１０４２のコレクタに接続されている。更に、トランジスター１１ ３４と１０４２のコレクタは、出カドランシスター１１３８のベースに接続され 、そのトランジスター１１３８のエミッタは電源入力端子４２５に接続されてい る。抵抗器１１４０と１１４２によって形成された抵抗分割器は、出カドランシ スター１１３８のコレクタと接地基準端子４３５の間に配置されている。更に、 抵抗器１１４０と１１４２の共通接続点はトランジスター１１３２のベースに接 続され、演算増幅器９０８に対して帰還を与える。

動作中、負帰還によって演算増幅器９０８は、各入力端子の電圧を同じに保つ。

それゆえ、バンドギャップ電圧基準器９０６により生成された１９５ｍＶ電圧は 、演算増幅器９０８の通常の動作中、抵抗器１１４２の両端間にも生じる。電圧 レギュレータ１１００の出力電圧は、抵抗器１１４０によって制御される。抵抗 器１１４０が一端集積回路上に形成されると、抵抗器の値を部分的にトリミング することによって調節できる。出カドランシスター１１３８のコレクタに発生し た電圧は抵抗器１１４４を介して出力端子９１０に与えられる。コンデンサ１１ ４８は、出力端子１１４６と接地基準端子４３５の間に配置されている。抵抗器 １１４４とコンデンサ１１４６は、高周波数における帰還量を低下させるために 協働する。

本発明の実施例では１回路１１００は１本明細書に記述されたいくつかの回路の 電圧基準として使用される出力８５０ａ＋Ｖを発生させるために調節される。

第１２図を基準すると、上記ｖ１０μ＾バイアス電圧を発生させるため使用され た基準発生器の概略図が示されている。特に、■１０μＡ電流源バイアス基準発 生器１２００は、出カドランシスター１２０４のベース／エミ・ツタ電圧を制御 するために演算増幅器１２０３を使用する。このベース／エミッタ電圧は１本発 明の回路の全体に使われるバイアス電圧ＶＩＯμＡであり、所定の基準エミッタ 領域。

ＶＩＯμＡバイアス電圧を受けるベース、及び接地端子４３５に接続されたエミ ッタを有するトランジスターは電流を約１０μＡ流す。基準エミッタ領域の倍の エミッタ領域を有するトランジスターは１例えば約２０μＡの電流を流す。演算 増幅器１２０３の反転入力に対する基準電圧は。

基準電圧発生器１１００から導びかれ、基準電圧発生器１１００の出力は端子１ １４６に接続されている。

演算増幅器１２０３はトランジスター１２０６と１２０８を備えた差動トランジ スターベア１２ｏ５を含んでいる。

差動トランジスター１２０６と１２０８のエミッタは、それぞれ抵抗器１２１０ と１２１２を介して互いに接続されている。更に、差動ベア１２０５は、トラン ジスター１２１４と１２１６を有する電流ミラー回路１２０７に接続されている 。トランジスター１２１４と１２１６のベースは共通に接続されており、電流ミ ラートランジスター１２１４と１２１６のエミッタは電源入力端子４２５に接続 されている。電流ミラートランジスター１２１４は互いに接続されたベースとコ レクタを有し、＠流ミラーベア１２０７用基準トランジスターを形成している。

演算増幅器１２０３の出力は、トランジスター１２１８によって形成され。

トランジスター１２１８のコレクタはトランジスター１２２４のコレクタに接続 され、更に、トランジスター１２１８のコレクタは、基準トランジスター１２０ ４のベースに接続される。トランジスター１２１８のエミッタは電源入力端子４ ２５に接続されている。

演算増幅器１２０３用バイアス電流は、互いに接続されたベース及び接地基準端 子４３５に接続されたエミッタを有するトランジスター１２２０．１２２２．１ ２２４によって供給される。トランジスター１２２０は互いに接続されたベース とコレクタを何している。トランジスター１２２０の共通ベース／コレクタ接続 点は、バイアス抵抗器１２２６を介して基準電圧端子１１４６に接続される。ト ランジスター１２２０は、トランジスター１２２２と１２２４に対して電流ミラ ー基準トランジスターを形成する。トランジスター１２２２のコレクタは抵抗器 １２１０と１２１２の共通接続点に接続されており、差動ベア１２０５に対して 電流シンクバイアストランジスターを形成する。

演算増幅器１２０３の入力信号は９回路１１００によって生成される基準電圧Ｖ ８５０に基づいている。トランジスター１２０６のベース、即ち、演算増幅器１ ２０３の非反転入力は、抵抗器１２２８と１２２９を介して電圧源基準端子１１ ４６に接続されている。抵抗器１２２８と抵抗器１２２９の共通接続点は、更に 抵抗器１２３０に接続されている。抵抗器１２３０の他端は接地端子４３５に接 続されている。抵抗器１２２８と１２３０は、演算増幅器１２０３の非反転入力 に分割された基準電圧を供給する抵抗分割器を形成している。トランジスター１ ２０８のベースである演算増幅器１２０３の反転入力即ち、トランジスター１２ ０８のベースは、抵抗器１２３２を介して電圧基準端子１１４６に接続される。

更にトランジスター１２０８のベースと抵抗器１２３２の共通接続点は、電圧基 準トランジスター１２０４のコレクタに接続されている。

上記のように、端子１２３４で生じた電圧基準トランジスター１２０４のベース ／エミッタ電圧は電圧基準とじて使用され、端子１２３４に接続したベース及び 接地端子４３５に接続したエミッタを有するトランジスターは、もし同一領域（ 面積）であるならば約１０μＡの電流を流す。

抵抗器１２２８と１２３０により形成された抵抗分割器は。

トランジスター１２０６のベースの入力電圧を約８００ｍＶ即ちＶ８５０！圧基 準より５０ｍＶ低い値に設定する。抵抗器１２２６は、トランジスター１２２０ を流れる電流を設定することにより、差動増幅器１２０３用バイアス電流を与え る。この電流は、差動増幅器１２０３をバイアスする電流シンクトランジスター １２２２と１２２４とミラー関係にある。回路１２００が調整されると２　トラ ンジスター１２２４と１２０４によって与えられた帰還により抵抗器１２３２両 端に約５０ＭＶ生じる。１０μＡの電流が抵抗器１２３２を通してトランジスタ ー１２０４のコレクタに流れるように、抵抗器の値が選択される。この電流によ り１０μＡｉｌ流レベルに対応するトランジスター１２０４に対するベース／エ ミッタ電圧が確立される。これにより、端子１２３４に接続したベース、接地端 子４３５に接続したエミッタ、及びトランジスター１２０４のそれと等しいエミ ッタ領域を有するＮＰＮ）ランシスターは、約１０μＡの電流を流す。追加トラ ンジスターが端子１２３４に接続されるので、差動増幅器１２３４は、端子１２ ３４にベース／エミッタ電圧を維持するために十分な電流を生じさせる。

第１３図を基準すると、第３図に関連して説明された構成に従って可変損失素子 ２０２を制御する回路の概略的ブロック図が示されである。制御回路１３００は 、ピーク検出器２０６により生じた音声エンベロープ信号であるコンプレッサー 制御信号Ｖ、と４つの選定可能コンプレッサープログラミング電流ＩＰＩ−ＩＦ ５を結合する手段を提供する。このプログラミング電流ＩＰＩ−ＩＰ４は、外部 の電気回路機構により生じさせることができるし、圧縮比と利得の範囲を与える ため、ステップを増加させることができる。本発明のこの特徴は１本コンプレッ サーの利用者が音量制御のためコンプレッサーの利得を変化させて、特別な利用 者のニーズに合わせるため圧縮比を変化させることができる点に利点がある。本 発明の実施例では、４つのコンプレッサープログラミング電流ＩＰ１−ＩＦ５は 、３２ｄＢの範囲にわたり２ｄＢ利得の増分を与えるために、　０．Ｂ６７μＡ ステップで電流を増加させる。出力プログラミング電流ＩＰ３−ＩＰ４は、入力 制御電流ＩＰＩ−ＩＰ２に対して約２μＡだけで偏差を有しており１回路１３０ ０により上記音量制御特性を調整できる。４つのプログラミング電流により所望 の圧縮比を達成するため別々に制御することもできて、連続的可変圧縮比を与え る。音響回路１３００の各種圧縮比に対する音響利得対入力信号レベルの関係が 。

第１５図のグラフに示されている。

第２Ａ図乃至第２Ｄ図に関して上に述べたように、もし可変損失素子２０２の入 力差動ペアのテール電流が入力音声信号の検出ピークエンベロープに基づいて出 力差動ベアのテール電流に比例して増加するならば、可変損失素子２０２はコン プレッサーとして機能する。本発明の実施例では、可変損失素子２０２の利得は 、基準発生器３２６の出力、プログラミング信号１．１−１．４．及び電圧−電 圧ログ変換器７００の出力によって制御される。これらの信号は、指数電圧−電 流変換器３４４，３４６，３５０，３５２に対応する電流シンクトランジスター １３０８．１３１０．１３１２．１３１４を制御するために使用される。

回路１３００は、トランジスターベア１３０４と１３０６を含んでいる。トラン ジスターベア１３０４は、互いに接続されたコレクタ及び接地基準端子４３５に 接続されたエミッタを有するトランジスター１３０８と１３１０によって構成さ れている。トランジスターベア１３０６は、互いに接続されたコレクタ及び接地 基準端子４３５に接続したエミッタを有するトランジスター１３１２と１３１４ を含んでいる。トランジスター１３１２と１３１４の共通コレクタ接続点は、第 ３図の電流加算器３５４に対応している。トランジスターベア１３０４と１３０ ６のコレクタ電流は、それぞれ可変損失素子テール電流１ａとＩｂを制御してい る。トランジスターベア１３０４と１３０６の共通コレクタ接続点は、第３図の 各電流加算器３４４と３５４に対応している。上記のように、ピーク電圧検出器 ６００は、入力音声信号の正のピークエンベロープに関連する電圧Ｖ、を発生さ せる。信号Ｖ、は、信号（ｖＰログ）を生じる電圧−電圧ログ変換器７００によ って処理される。この信号は、端子７２０で回路１３００に入力されて、抵抗器 １３１６と１３１８を介してトランジスター１３０８と１３１２のベースに入力 される。基準発生器３２６によって発生した基準信号は、端子８４０で回路１３ ００に入力されて、抵抗器１３２４を介してトランジスター１３１０のベース及 び抵抗器１３２６を介してトランジスター１３１４のベースに入力される。抵抗 器１３１８．１３２４゜１３１６．１３２６は、それぞれ電流−電圧変換器３０ ８゜３３０．３３２．３３４に対応する。

上に述べたように１回路１３００の利得と圧縮比は電流ｌａとＩｂを変化させる ことにより制御される。もしＩａとＩｂが同じ比率を維持しながら同時に増加す るならば。

回路１３００の総合的利得は一定に保たれる。もしＩａがＩｂより急速に増加す るならば、所望の圧縮比が得られる。

本発明の実施例では、抵抗器１３１６．１３１８．１３２４．１３２６は約９に Ωである。この抵抗器を通過する電流を増加すると、それに対応するトランジス ター１３０８゜１３１０．１３１２のベース電圧も増加する。それゆえ。

抵抗器１３１６，１３１８．１３２４．１３２６を通過する電流を増加すると、 それに対応する電流Ｉａ又はＩｂが増加する。端子８４０に現われる電圧は、約 ５７０１Ｖで。

これはトランジスター１３１０のベースに０．２μＡ、及び１３１４に０．４μ Ａの電流をそれぞれ流すことに対応する。

この基準電流により、制御電流１ａとＩｂの最少レベル及び回路１３００の最少 利得が確立される。

本発明は、対数利得とコンプレッサー制御を提供するため、動作領域で差動する トランジスター固有の利得特性に依存している。これは、トランジスターベース 電流の線形的増加はトランジスターのコレクタ電流の指数的増加を引き起こすと いう事実による。人間の耳の聴覚反応は音声のレベルの対数的変化を知覚するの で、対数ステップで回路１３００の利得を変化させることが望ましい。しかしな がら、制御電流ＩＰＩ−ＩＰ４を線形的に増加させることはずっと簡単である。

抵抗器１３１６，１３１８，１３２４゜１３２６により、線形的電流−電圧変換 がなされる。本発明の実施例では、トランジスター１３１０と１３１２はほとん ど同じサイズである。トランジスター１３０８は、トランジスター１３１０と１ ３１２のエミッタ領域の約５倍である。トランジスター１３１４は、トランジス ター１３１０と１３１２の領域の約２倍である。

抵抗器１３１６と１３１８上の電圧は、電圧Ｖ、ログに加えられて、追加電圧は トランジスター１３０８と１３１０のベースに加えられる。抵抗器１３２４と１ ３２６上の電圧は、Ｖ２μ＾に加えられて、追加電圧はトランジスター１３１０ と１３１４のベースに加えられる。それゆえ抵抗器１３１６．１３１８．１３２ ６上の電圧を制御することは電流１ａ又はＩｂを制御することともなる。

利得制御は、プログラミング電流を制御することにより達成されて８発生電圧は 関連した抵抗器上で変化する。このプログラミング電圧が直接制御電圧に加えら れている間。

プログラミング電圧の線形的増加により可変損失素子２０２の指数的利得増加が 引き起こされる。本発明の実施例では、制御電流ＩＰＩ−ＩＰ４は１回路１３０ ０の利得が２ｄＢ増加したのに対応して０．６７μＡ増加する。制御電流ＩＰ１ −ＩＰ４は、非常に広範囲にわたって利得制御を達成するため２進シーケンスに 従って増加させることができる。

上記説明は、装置の動作をコンプレッサーとして扱っているけれども、普通の技 術者にはエクスパングーのような動作が容易に達成されるということが明らかに なるだろう。

例えば、トランジスター１３１２は、トランジスター１３０８が所定入力信号レ ベルに応じて伝導を増加するより早く増加し始めるような方法で、抵抗器１３１ ６上の電圧を抵抗器１３１８上の電圧に関係させるように、プログラミング電流 を調節できる。こうして、圧縮同様伸長も装置の適切なプログラミングによって 達成できる。

プログラミング電流は１例えば、集積回路の外部に配置されるか、又は回路１３ ００と同じサブストレート上に含まれた選定可能電流反射又は抵抗手段のような 多くのソースによって発生させることができる。

第１４図は回路１３００の代用実施例である。明確にするため、第１３図の装置 と同じ機能を実行する装置は同一名称を付す。回路１４００では、トランジスタ ーベア１３０４と１３０６は電流ＩａとＩｂを制御するために使用される。しか しながら１本実施例では、制御電流ＩＰＩ−ＩＰ４をトランジスターペア１３０ ４と１３０６のベース電流に加えるよりむしろ、制御電流ＩＰＩ−ＩＰ４が、一 連の抵抗器１４１０，１４１２．１４１６．１４１８に流れ込む。その抵抗器は 、それぞれトランジスター１３０８゜１３１０．１３１２．１３１４のエミッタ 及び接地基準端子４３５の間に配置されている。対照的に１回路１３００では、 制御電流が増加するにつれて、制御電流ＩＰＩ−ＩＰ４は回路の利得を増加する 。回路１４００では制御電流ＩＰＩ−ＩＰ４が増加するにつれて１回路１４００ の利得が減少する。これは、制御電流ＩＰＩ−ＩＰ４が増加するにつれて、抵抗 器１４１０，１４１２，１４１６．１４１８上に発生した電圧も増加するという 事実による。これによりトランジスター１３０８．１３１０，１３１２．１３１ ４のベース／エミッタ電圧を減少させる。これによりこのトランジスターを通っ て流れる電流を減少させ１回路１４００の利得を減少させる。

回路１４００がいかなる情況のもとでも満足のいく性能を発揮している間は、抵 抗器１４１０．１４１２．１４１６．１４１８上に発生した電圧は、可変損失素 子３００と接地基準端子４３５の間に別のクリティカル直列電圧降下を付は加え ることによって回路１４００の低電圧性能を限定する。

要約すると、改良型低電圧プログラマブルコンプレッサー回路が説明された。本 発明は、コンプレッサーに広範囲にわたる連続的可変圧縮比とプログラマブル利 得を提供する方法と手段を含んでいる。加えて９本コンプレッサーは１．１ボル ト以下の電圧で作動可能であり、集積回路上で容易に適合する。本発明はまた可 変損失素子の電流制御ターミナルを単に逆にするか、又はその回路を適切にプロ グラムすることによっていかなる電気回路機構をも加えることなくエクスバンパ ーとしても作動できる。従って、その他の利用や修正も普通の技術者には明瞭で あり、当該修正のすべては本発明の範囲内となることが意図されている。

リ　　　　　　　　　　　Ｏ。

３０　　　４０　　　５０　　　　６０　　　７０　　　８０　　　　９０　　 　　ｔｏ。

８日−（ｄｂ） Ｆｉｇｕｒｅ　１５ 補正帯の翻訳文提出書（特許法第１８４条の７第１項）平成１年８月２３日

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. １．集積回路に形成された改良型低電圧音声処理装置であって，（ａ）音声信号 を入力する入力手段；（ｂ）処理された音声信号を出力する出力手段；（ｃ）第 １及び第２の制御端子，上記入力手段に接続された入力端子，及び上記出力手段 に接続された出力端子を有する可変損失素子手段を備え，上記可変損失素子手段 は上記音声信号に対して所定の利得関係で上記処理された音声信号を発生し，且 つ，上記音声信号と上記処理済音声信号の利得関係は，上記第１及び第２の制御 端子に流れる電流比によって制御され，更に，（ｄ）上記音声信号と上記処理さ れた音声信号の間の予め定められた関係に基づいて上記可変損失素子手段の上記 第１及び第２の制御端子に流れる電流比を制御する制御回路手段が前記可変損失 素子手段に接続されていることを特徴とする音声処理装置。
2. ２．請求項１の装置において，上記制御回路手段は上記入力信号の正のピークエ ンベロープに関連した信号を発生する上記入力手段に接続したピーク検出器手段 を含み，更に，上記制御回路手段は上記ピーク検出器手段に接続した電圧−電流 変換器を含んでおり，上記ピーク検出器手段による電圧出力が増加するにつれて ，前記電圧−電流変換器は上記第１の制御端子から流れ出る電流の大きさを増加 させることを特徴とする音声処理装置。
3. ３．請求項１の装置において，上記制御回路手段は上記出力信号の正のピークエ ンベロープに関連した信号を発生する上記出力手段に接続されたピーク検出器と ，上記ピーク検出器手段に接続され，上記ピーク検出器手段による電圧出力が増 加するにつれて上記第１の制御端子手段から流れ出る電流の大きさを増加させる ように構成された電圧−電流変換器を有することを特徴とする音声処理装置。
4. ４．請求項１の装置において，上記制御回路手段は上記入力信号の正のピークエ ンベロープに関連した信号を発生する上記入力手段に接続されたピーク検出器と ，上記ピーク検出器手段に接続され，上記ピーク検出器による電圧出力が増加す るにつれて，上記第２の制御端子から流れ出る電流の大きさを増加させるように 構成された電圧−電流変換器を有することを特徴とする音声処理装置。。
5. ５．請求項１の装置において，上記制御回路手段は更に複数の入力信号に基づい て上記第１と第２制御端子手段に流れる電流の比をプログラム可能に制御するプ ログラマブル入力手段を含んでいることを特徴とする音声処理装置。
6. ６．請求項１の装置において，更に，調整電圧を上記音声処理装置に供給する電 圧調整手段を含んでいることを特徴とする音声処理装置。
7. ７．請求項５の装置において，上記プログラマブル入力手段は前記入力端子に接 続され，上記入力信号の大きさに関連した第１の信号を発生する検出手段と，上 記検出手段に接続され，上記第１の信号をこの第１の信号に対数的に関連した第 ２の信号に変換する手段と，上記第２の信号に関連して温度補償された温度補償 基準信号を発生する基準発生器手段と，第１の複数のプログラミング信号を受信 する第１の端子手段と，第２の複数のプログラミング信号を受信する第２の端子 手段と，上記検出器手段に接続した第１乗算手段を備え，前記第１乗算手段は上 記第１の複数のプログラミング信号と上記第２信号を乗算して，プログラミンム された検出信号を発生する一方，上記基準発生器手段に接続した第２乗算手段は ，上記第２の複数のプログラミング信号と上記基準信号を乗算して，プログラム された基準信号を発生すると共に，上記プログラムされた検出信号と上記プログ ラムされた基準電圧を結合して，前記第１及び第２の制御信号を発生する手段を 備えていることを特徴とする音声処理装置。
8. ８．複数の入力信号に基づいて所定比率で第１と第２制御電流を発生するコンプ レッサー又はエクスパンダー制御回路において，前記入力端子に接続され，入力 信号の大きさに関連した第１信号を発生する検出手段と，該検出手段に接続され ，上記第１信号を，この第１信号と対数的に関連した第２信号に変換する手段と ，上記第２信号に関して温度補償された温度補償基準信号を発生する基準発生手 段と，第１の複数のプログラミング信号を受信する第１端子手段と，第２の複数 のプログラミング信号を受信する第２端子手段と，上記検出手段に接続された第 １乗算手段とを備え，第１乗算手段は上記第１の複数のプログラミング信号と上 記第２信号を乗算してプログラムされた検出信号を生じる一方，上記基準発生器 手段に接続した第２乗算手段を有し，第２の乗算手最は上記第２の複数のプログ ラミング信号と上記基準信号を乗算して，プログラムされた基準信号を発生させ ると共に，更に，上記プログラムされた検出信号と上記プログラムされた基準信 号を結合して前記第１及び第２の制御信号を発生する手段を有していることを特 徴とする音声信号処理装置。
9. ９．請求項６又は請求項７の装置において，上記検出手段は上記検出手段の最大 出力信号を制限する手段を含んでいることを特徴とする音声信号処理装置。
10. １０．請求項２の装置において，上記プログラマブル入力手段は更に上記プログ ラミング電流が線形的に増加するのに対応して，上記可変損失素子の利得を対数 ステップで増加させる手段を含んでいることを特徴とする音声信号処理装置。
11. １１．請求項１の装置において，上記対数変換器手段は上記第１信号のレベルが 増加するにつれて上記対数変換器手段の利得を減少させる手段を含んでいること を特徴とする音声信号処理装置。
12. １２．請求項１の装置において，上記音声信号処理装置は第３制御信号を入力し た時に上記制御回路手段を不能とする手段を含んでいることを特徴とする音声信 号処理装置。
13. １３．請求項２の装置において，上記制御回路は，前記入力端子に接続され，入 力信号の大きさに関連する第１信号を発生する検出手段と，上前記検出手段に接 続され，上記第１信号を該第１信号に対数的に関連した第２信号に変換する手段 と，上記第２信号に関して温度補償された温度補償基準信号を発生する基準発生 器と，第１プログラミング信号を受信する第１端子手段と，第２プログラミング 信号を受信する第２端子手段と，第３プログラミング信号を受信する第３端子手 段と，第４プログラミング信号を受信する第４端子手段と，上記第１プログラミ ング信号と上記第２信号を乗算して第１の積信号を発生する手段と，上記第２プ ログラミング信号と上記基準信号を乗算して，第２の積信号を発生する手段と， 上記第３プログラミング信号と上記第２信号を乗算して，第３の積信号を発生す る手段と，上記第４プログラミング信号と上記基準信号を乗算して，第４の積信 号を発生する手段と，上記第１と第２積信号を結合して，上記第１制御信号を出 力する結合手段及び上記第３と第４積信号を結合して，上記第１制御信号を出力 する結合手段とを有することを特徴とする音声信号処理装置。