JPH03283742A - 波形整形方法および装置ならびに波形整形のためのしきい値の作成方法および装置 - Google Patents
波形整形方法および装置ならびに波形整形のためのしきい値の作成方法および装置Info
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- JPH03283742A JPH03283742A JP2081006A JP8100690A JPH03283742A JP H03283742 A JPH03283742 A JP H03283742A JP 2081006 A JP2081006 A JP 2081006A JP 8100690 A JP8100690 A JP 8100690A JP H03283742 A JPH03283742 A JP H03283742A
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- 238000007493 shaping process Methods 0.000 title claims abstract description 35
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 17
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 56
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 43
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 235000006508 Nelumbo nucifera Nutrition 0.000 description 1
- 240000002853 Nelumbo nucifera Species 0.000 description 1
- 235000006510 Nelumbo pentapetala Nutrition 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
- H04L25/065—Binary decisions
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
- H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S706/00—Data processing: artificial intelligence
- Y10S706/90—Fuzzy logic
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Programmable Controllers (AREA)
- Control By Computers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の背景
技術分野
この発明は、入力信号の波形整形方法および装置ならび
に波形整形のための演算の作成方法および装置に関する
。
に波形整形のための演算の作成方法および装置に関する
。
従来技術
入力信号に対して論理処理を行なう場合、または入力信
号の表わす論理値（１または０）を復調する場合には入
力信号を所定の演算でレベル弁別し、そのレベルに応じ
て１または０を表わす論理信号に変換する。しかしなが
ら、入力信号に比較的大きなノイズが含まれている場合
には誤った論理値が生じることがある。ノイズを除去す
る技術にはハイ・パス・フィルタ（ＨＰＦ）またはｏ＋
’７・ハス・フィルタ（Ｌ Ｐ Ｆ）を利用するものか
あるが、場合によってはこれらのフィルタによってノイ
ズ以外の信号成分を除去してしまうおそれがある。
号の表わす論理値（１または０）を復調する場合には入
力信号を所定の演算でレベル弁別し、そのレベルに応じ
て１または０を表わす論理信号に変換する。しかしなが
ら、入力信号に比較的大きなノイズが含まれている場合
には誤った論理値が生じることがある。ノイズを除去す
る技術にはハイ・パス・フィルタ（ＨＰＦ）またはｏ＋
’７・ハス・フィルタ（Ｌ Ｐ Ｆ）を利用するものか
あるが、場合によってはこれらのフィルタによってノイ
ズ以外の信号成分を除去してしまうおそれがある。
ノイズ対策は特にデータ通信の分野で重要な課題となっ
ている。振幅シフト・キーイング（ＡＳＫ）、周波数シ
フト・キーイング（ＦＳＫ）、位相シフト・キーイング
（Ｐ Ｓ Ｋ）等の変調方式で伝送されてきた受信信号
のＳ／Ｎ比を向上させるために、アナログ・フィルタリ
ング、ディジタル・フィルタリング等の手法が用いられ
ている。しかしながら、劣悪な伝送路を通して送られて
くる信号のノイズ対策はがなり困難であり、フィルタリ
ングのための回路またはソフトウェアは大規模とならざ
るを得ない。
ている。振幅シフト・キーイング（ＡＳＫ）、周波数シ
フト・キーイング（ＦＳＫ）、位相シフト・キーイング
（Ｐ Ｓ Ｋ）等の変調方式で伝送されてきた受信信号
のＳ／Ｎ比を向上させるために、アナログ・フィルタリ
ング、ディジタル・フィルタリング等の手法が用いられ
ている。しかしながら、劣悪な伝送路を通して送られて
くる信号のノイズ対策はがなり困難であり、フィルタリ
ングのための回路またはソフトウェアは大規模とならざ
るを得ない。
発明の概要
発明の目的
この発明は、入力信号波形の全体を総合的に判断して論
理値「１」または「０」を表わす信号を得ることのでき
る波形整形方法および装置を提供するものである。
理値「１」または「０」を表わす信号を得ることのでき
る波形整形方法および装置を提供するものである。
この発明はまた。波形整形のための演算をノイズの状態
に応じて変化させる演算作成方法および装置を提供する
。
に応じて変化させる演算作成方法および装置を提供する
。
発明の構成１作用および効果
この発明による波形整形方法は、入力信号の単位時間長
内における信号時間幅５ ピーク値レベルおよび信号欠
落時間幅の３項第１のしきい値を設定し、入力信号をそ
れぞれ検出し、検出した項目について検出した値を論理
値ｒｌＪらしさまたは論理値「０」らしさを表わす関数
によって変換し、変換された少なくとも２項目の関数値
に所定の演算を施し、この演算結果を所定の演算で弁別
することにより、入力信号の上記単位時間長における論
理値「１」または「０」を決定することを特徴とする。
内における信号時間幅５ ピーク値レベルおよび信号欠
落時間幅の３項第１のしきい値を設定し、入力信号をそ
れぞれ検出し、検出した項目について検出した値を論理
値ｒｌＪらしさまたは論理値「０」らしさを表わす関数
によって変換し、変換された少なくとも２項目の関数値
に所定の演算を施し、この演算結果を所定の演算で弁別
することにより、入力信号の上記単位時間長における論
理値「１」または「０」を決定することを特徴とする。
この発明による波形整形装置は、入力信号の単位時間長
内における信号時間幅、ピーク値レベルおよび信号欠落
時間幅の３項第１のしきい値を設定し、入力信号をそれ
ぞれ検出する手段、検出した項目について検出した値を
論理値「１」らしさまたは論理値「０」らしさを表わす
関数によって変換する手段、変換された少なくとも２項
目の関数値に所定の演算を施す手段、ならびにこの演算
結果を所定の演算で弁別することにより、入力信号の上
記単位時間長における論理値「１」または「０」を決定
する手段を備えていることを特徴とする。
内における信号時間幅、ピーク値レベルおよび信号欠落
時間幅の３項第１のしきい値を設定し、入力信号をそれ
ぞれ検出する手段、検出した項目について検出した値を
論理値「１」らしさまたは論理値「０」らしさを表わす
関数によって変換する手段、変換された少なくとも２項
目の関数値に所定の演算を施す手段、ならびにこの演算
結果を所定の演算で弁別することにより、入力信号の上
記単位時間長における論理値「１」または「０」を決定
する手段を備えていることを特徴とする。
この発明によると、入力信号の波形の属性（信号の時間
幅、ピーク値レベル、信号欠落時間幅）をその論理値「
１」らしさまたは論理値「０」らしさを表わす関数によ
り評価し、これらの評価により得られた値を演算し、演
算結果を所定の演算を用いて弁別して最終的に論理値「
１」または「０」を得るようにしている。すなわち入力
信号波形から得られるいくつかの情報を総合的に判断し
て波形整形しているので、ノイズ等にあまり影響されず
に比較的正確な波形が再現される。また、この発明によ
る処理をソフトウェアによって実現することが可能で、
その場合にはソフトウェアはそれほど複雑ではないので
比較的安価に提供することができるようになる。さらに
この２発明を通信に応用し、受信信号の波形整形処理に
適用した場合には、パリティ・ビットのような誤り検出
のための冗長ビットを必ずしも必要としないので１通信
速度がその分速くなるという効果が得られる。
幅、ピーク値レベル、信号欠落時間幅）をその論理値「
１」らしさまたは論理値「０」らしさを表わす関数によ
り評価し、これらの評価により得られた値を演算し、演
算結果を所定の演算を用いて弁別して最終的に論理値「
１」または「０」を得るようにしている。すなわち入力
信号波形から得られるいくつかの情報を総合的に判断し
て波形整形しているので、ノイズ等にあまり影響されず
に比較的正確な波形が再現される。また、この発明によ
る処理をソフトウェアによって実現することが可能で、
その場合にはソフトウェアはそれほど複雑ではないので
比較的安価に提供することができるようになる。さらに
この２発明を通信に応用し、受信信号の波形整形処理に
適用した場合には、パリティ・ビットのような誤り検出
のための冗長ビットを必ずしも必要としないので１通信
速度がその分速くなるという効果が得られる。
この発明による波形整形のための演算作成方法は、入力
信号のホワイト・ノイズの振幅を表わす値とパルス状ノ
イズのピーク値とをそれぞれ検出し、これらの検出した
値を入力とし、ホワイト・ノイズの振幅を表わす値、パ
ルス状ノイズのピーク値および演算にそれぞれ関するメ
ンバーシップ関数とあらかじめ定められた所定のルール
とに所定時間にわたつて入力信号を波形整形するための
演算を決定することを特徴とする。
信号のホワイト・ノイズの振幅を表わす値とパルス状ノ
イズのピーク値とをそれぞれ検出し、これらの検出した
値を入力とし、ホワイト・ノイズの振幅を表わす値、パ
ルス状ノイズのピーク値および演算にそれぞれ関するメ
ンバーシップ関数とあらかじめ定められた所定のルール
とに所定時間にわたつて入力信号を波形整形するための
演算を決定することを特徴とする。
この発明による波形整形のための演算作成装置は、入力
信号のホワイト・ノイズの振幅を表わす値を検出する手
段、パルス状ノイズのピーク値を検出する手段、ならび
にこれらの検出した値を入力とし、ホワイト・ノイズの
振幅を表わす値、パルス状ノイズのピーク値および演算
にそれぞれ関するメンバーシップ関数とあらかじめ定め
られた所定のルールとに所定時間にわたつて入力信号を
波形整形するための演算を決定する手段を備えているこ
とを特徴とする。
信号のホワイト・ノイズの振幅を表わす値を検出する手
段、パルス状ノイズのピーク値を検出する手段、ならび
にこれらの検出した値を入力とし、ホワイト・ノイズの
振幅を表わす値、パルス状ノイズのピーク値および演算
にそれぞれ関するメンバーシップ関数とあらかじめ定め
られた所定のルールとに所定時間にわたつて入力信号を
波形整形するための演算を決定する手段を備えているこ
とを特徴とする。
この発明によると、波形整形のためのレベル弁別に用い
る演算をノイズの状態に応じて変更している。すなわち
、ノイズ成分が多いまたは大きい場合には演算を高くシ
、ノイズ成分が少ないまたは小さい場合には演算を低く
している。これにより、レベル弁別の誤りの発生が極力
抑えられ、比較的正確な波形整形が可能となる。
る演算をノイズの状態に応じて変更している。すなわち
、ノイズ成分が多いまたは大きい場合には演算を高くシ
、ノイズ成分が少ないまたは小さい場合には演算を低く
している。これにより、レベル弁別の誤りの発生が極力
抑えられ、比較的正確な波形整形が可能となる。
さらに、この発明による波形整形方法は、入力信号に対
して異なる複数レベルの第１の演算を施し、その演算結
果を所定時間にわたって上記第１の演算でそれぞれ弁別
し、各演算を超える部分の時間幅をそれぞれ求め、する
ことにより、入力信号の上記所定の演算を施し、所定時
間にわたつて上記第１の演算で弁別することにより、入
力信号の上記所定時間における論理値「１」または「０
」を決定することを特徴とする。
して異なる複数レベルの第１の演算を施し、その演算結
果を所定時間にわたって上記第１の演算でそれぞれ弁別
し、各演算を超える部分の時間幅をそれぞれ求め、する
ことにより、入力信号の上記所定の演算を施し、所定時
間にわたつて上記第１の演算で弁別することにより、入
力信号の上記所定時間における論理値「１」または「０
」を決定することを特徴とする。
この発明による波形整形装置は、異なる複数レベルの第
１の演算が設定され、入力信号を所定時間にわたって上
記第１の演算でそれぞれ弁別し、各演算を超える部分の
時間幅をそれぞれ求める比較手段、することにより、入
力信号の上記所定の演算を施す演算手段、および上記演
算結果を第２の演算で弁別することにより、入力信号の
上記所定時間における論理値「１」または「０」を決定
する手段を備えていることを特徴とする。
１の演算が設定され、入力信号を所定時間にわたって上
記第１の演算でそれぞれ弁別し、各演算を超える部分の
時間幅をそれぞれ求める比較手段、することにより、入
力信号の上記所定の演算を施す演算手段、および上記演
算結果を第２の演算で弁別することにより、入力信号の
上記所定時間における論理値「１」または「０」を決定
する手段を備えていることを特徴とする。
する。
この発明によると、入力信号を複数の第１の演算でまず
レベル弁別し、その結果に所定の演算処理をしたものを
さらに第２の演算で弁別して最終的に論理値「１」また
は「０」を得るようにしているので、一つの演算のみで
レベル弁別する場合に比べて、ノイズ等の影響を排除す
ることができ、比較的正確な波形整形が達成できる。
レベル弁別し、その結果に所定の演算処理をしたものを
さらに第２の演算で弁別して最終的に論理値「１」また
は「０」を得るようにしているので、一つの演算のみで
レベル弁別する場合に比べて、ノイズ等の影響を排除す
ることができ、比較的正確な波形整形が達成できる。
る。
実施例の説明
第１図はこの発明による波形整形装置を通信システムに
おける受信信号の波形整形に適用した実施例を示す機能
ブロック図である。この機能ブロック図において、各ブ
ロックはハードウェアで構成されることもあるし、コン
ピュータのソフトウェアで実現されることもある。また
、１ブロツクの一部をハードウェアで、他の部分をソフ
トウェアで実現してもよい。１台のコンピュータが複数
のブロックの機能を実現する場合も多い。第２図は受信
信号のフォーマットを、第３図は受信信号の一例をそれ
ぞれ示すものである。
おける受信信号の波形整形に適用した実施例を示す機能
ブロック図である。この機能ブロック図において、各ブ
ロックはハードウェアで構成されることもあるし、コン
ピュータのソフトウェアで実現されることもある。また
、１ブロツクの一部をハードウェアで、他の部分をソフ
トウェアで実現してもよい。１台のコンピュータが複数
のブロックの機能を実現する場合も多い。第２図は受信
信号のフォーマットを、第３図は受信信号の一例をそれ
ぞれ示すものである。
これらの図面を参照して、タイミング発生部１０は受信
信号に含まれるスタート信号（スタート・ビット）を検
出し、一定のアイドリング期間ののち、一定周期Ｔのク
リア信号ＣＬＲと、このクリア信号ＣＬＲよりもはるか
に高周波数のクロック信号ＣＬＫとを発生する。これら
のクリア信号ＣＬＲ，クロック信号ＣＬＫは他のブロッ
クに与えられる。クリア信号ＣＬＲの一周期は受信デー
タの１ブロツクに対応し、その長さは通信システムにお
ける通信速度に依存して決定される。、１ブロツクはた
とえば１ビツトのデータが含まれる長さである。この実
施例では、各ブロック（周期″ｒ）ごとに受信信号が波
形整形され１または０を表わす信号（受信データ）が出
力される。
信号に含まれるスタート信号（スタート・ビット）を検
出し、一定のアイドリング期間ののち、一定周期Ｔのク
リア信号ＣＬＲと、このクリア信号ＣＬＲよりもはるか
に高周波数のクロック信号ＣＬＫとを発生する。これら
のクリア信号ＣＬＲ，クロック信号ＣＬＫは他のブロッ
クに与えられる。クリア信号ＣＬＲの一周期は受信デー
タの１ブロツクに対応し、その長さは通信システムにお
ける通信速度に依存して決定される。、１ブロツクはた
とえば１ビツトのデータが含まれる長さである。この実
施例では、各ブロック（周期″ｒ）ごとに受信信号が波
形整形され１または０を表わす信号（受信データ）が出
力される。
とくに第３図を参照して、受信信号を適当な演算Ｔ ｈ
ｒでレベル弁別する。演算Ｔｈ。
ｒでレベル弁別する。演算Ｔｈ。
のレベルにおいて信号が存在する部分の時間幅を信号時
間幅ｔとする（第３図ではｔ ＋ ｔ２＋ｔ 等で
示されている）。演算Ｔｈ■のレベルにおいて信号が存
在しない部分の時間幅を信号欠落時間幅１）（Ｄ、ＩＩ
、、等）とする。また、し■■ きい値Ｔ ｈ ｉ以上のレベルのピーク値をピーク値レ
ベル■Ｐ（ｖＰ 、ＶＰ 、ＶＰ３等）とす２ る。
間幅ｔとする（第３図ではｔ ＋ ｔ２＋ｔ 等で
示されている）。演算Ｔｈ■のレベルにおいて信号が存
在しない部分の時間幅を信号欠落時間幅１）（Ｄ、ＩＩ
、、等）とする。また、し■■ きい値Ｔ ｈ ｉ以上のレベルのピーク値をピーク値レ
ベル■Ｐ（ｖＰ 、ＶＰ 、ＶＰ３等）とす２ る。
受信信号の上記の属性ｔ、ｆｌ、ＶＰは第４ａ図〜第４
Ｃ図および第５ａ図から第５Ｃ図に示す性質をもってい
る。第４ａ図〜第４Ｃ図はｔ。
Ｃ図および第５ａ図から第５Ｃ図に示す性質をもってい
る。第４ａ図〜第４Ｃ図はｔ。
ｖｐ、１１について「０」らしさを表わす関数ｆ 、
ｆ 、ｆ をそれぞれ示している。また第１ ２
３ ５ａ図〜第５Ｃ図はｔ、ｖｐ、０について「１」らしさ
を表わす関数Ｆ、Ｆ２．Ｆ３をそれぞれ■ 示している。これらの関数ｆｌ−Ｆ３はＯ〜１の範囲の
値（グレード）をとる。
ｆ 、ｆ をそれぞれ示している。また第１ ２
３ ５ａ図〜第５Ｃ図はｔ、ｖｐ、０について「１」らしさ
を表わす関数Ｆ、Ｆ２．Ｆ３をそれぞれ■ 示している。これらの関数ｆｌ−Ｆ３はＯ〜１の範囲の
値（グレード）をとる。
第４ａ図および第５ａ図において、信号時間幅ｔが小さ
ければ小さいほど受信信号はｒＯＪと判断されやすく、
大きければ大きいほど「１」と判断されやすい。これら
の図において、横軸Ｆ （ｔ）は１ブロツク（周期Ｔ）
において現われる信号時間幅ｔの総和を表わす。すなわ
ち。
ければ小さいほど受信信号はｒＯＪと判断されやすく、
大きければ大きいほど「１」と判断されやすい。これら
の図において、横軸Ｆ （ｔ）は１ブロツク（周期Ｔ）
において現われる信号時間幅ｔの総和を表わす。すなわ
ち。
Ｆ （ｔ）−Σｔ、 ・・・（
１）＋１１ （ただし、ｎは１ブロツクにおいて現われる信号時間幅
の数） たとえば、第３図の第１ブロツクではＦ （ｔ）■１
＋１ ＋１ 、第２ブロツクではＦ （ｔ）寵２
８ ｔ４．第３ブロツクではＦ（ｔ）−ｔ５である。
１）＋１１ （ただし、ｎは１ブロツクにおいて現われる信号時間幅
の数） たとえば、第３図の第１ブロツクではＦ （ｔ）■１
＋１ ＋１ 、第２ブロツクではＦ （ｔ）寵２
８ ｔ４．第３ブロツクではＦ（ｔ）−ｔ５である。
Ｆ （ｔ）の最大値は周期Ｔである。
第４ｂ図および第５ｂ図において、ピーク値レベルｖＰ
が小さければ小さいほど受信信号は「０」と判断されや
すく、大きければ大きいほど「１」と判断されやすい。
が小さければ小さいほど受信信号は「０」と判断されや
すく、大きければ大きいほど「１」と判断されやすい。
第４ｂ図および第５ｂ図ではＶＰの最大値は５ｖに設定
さ□れている。
さ□れている。
第４ｃ図および第５Ｃ図において、信号欠落時間幅ｐが
大きければ大きいほど受信信号は「０」と判断されやす
く、小さければ小さいほど「１」と判断されやすい。第
４Ｃ図および第５Ｃ図において、横軸のＦ （ｆ）は１
ブロツク（周期Ｔ）において現われる信号欠落時間幅ｐ
の総和を表わす。
大きければ大きいほど受信信号は「０」と判断されやす
く、小さければ小さいほど「１」と判断されやすい。第
４Ｃ図および第５Ｃ図において、横軸のＦ （ｆ）は１
ブロツク（周期Ｔ）において現われる信号欠落時間幅ｐ
の総和を表わす。
すなわち。
Ｆ（ｊり−Σｇ、 ・・・（２
）、 ｌ （ただしｎは１ブロツクにおいて現われる信号欠落時間
幅の数） たとえば、第３図の第１ブロツクではＦ（１）−１＋１
＋１ 、第２ブロツクではＦ（＃）−２８ ｊ！ ＋１ 、第３ブＣＦ−／りではＦ（Ｎ）−ｊ
！Ｂであ５ る。
）、 ｌ （ただしｎは１ブロツクにおいて現われる信号欠落時間
幅の数） たとえば、第３図の第１ブロツクではＦ（１）−１＋１
＋１ 、第２ブロツクではＦ（＃）−２８ ｊ！ ＋１ 、第３ブＣＦ−／りではＦ（Ｎ）−ｊ
！Ｂであ５ る。
１ブロツクが総合的にみて「０」らしいか。
「１」らしいかを表わす開数Ｓ、Ｓｂをそれぞれ次のよ
うに定義する。
うに定義する。
ｓ −ａ ｔ ＋（１／ｎ）王（ａ２ｆ２） １
＋ａ３ｆ８−・・（ｓ）ａ １１ Ｓ６−ｂ、 Ｆ１＋（１／ｎ）４ （ｂ２Ｆ２ ） １
＋ｂ３ ＦＢ”・（４）ここでｎは１ブロツクにおい
て現われるピーりの数である。また、Ｊｌ ｒ ８
２＋ １３＋ ｂｔ。
＋ａ３ｆ８−・・（ｓ）ａ １１ Ｓ６−ｂ、 Ｆ１＋（１／ｎ）４ （ｂ２Ｆ２ ） １
＋ｂ３ ＦＢ”・（４）ここでｎは１ブロツクにおい
て現われるピーりの数である。また、Ｊｌ ｒ ８
２＋ １３＋ ｂｔ。
ｂ ２ 、ｂ ａは重み付けのための係数である。
上記の総合関数Ｓ またはＳｂは各ブロックごとに求め
られる。そ、して、総合関数Ｓ またはＳｂを適当な演
算でレベル弁別することにより、各ブロックごとに「１
」または「０」の受信データが得られる。
られる。そ、して、総合関数Ｓ またはＳｂを適当な演
算でレベル弁別することにより、各ブロックごとに「１
」または「０」の受信データが得られる。
この実施例では総合関数Ｓ またはＳ、を弁別するため
の演算として高、低２種類の演算ＴｈＨ，ＴｈＬが設定
されている。Ｓ がＴｈＨ以上であればデータは「ＱＪ
、ＴｈＬ以下であれば「１」と判断される。または、Ｓ
、がＴｈＨ以上であればデータは「ｌＪ、ＴｈＬ以下で
あれば「０」と判断される。Ｓ またはＳ、が演算Ｔｈ
ＨとＴｈＬの間にあるときには決定不能と判定され、送
信側に再送要求が送出される。
の演算として高、低２種類の演算ＴｈＨ，ＴｈＬが設定
されている。Ｓ がＴｈＨ以上であればデータは「ＱＪ
、ＴｈＬ以下であれば「１」と判断される。または、Ｓ
、がＴｈＨ以上であればデータは「ｌＪ、ＴｈＬ以下で
あれば「０」と判断される。Ｓ またはＳ、が演算Ｔｈ
ＨとＴｈＬの間にあるときには決定不能と判定され、送
信側に再送要求が送出される。
る。
上記の説明では簡単のために信号時間幅ｔ。
ピーク値レベルｖＰおよび信号欠落時間福々を求めるた
めに１つの演算Ｔ ｈ ｌが共通に使用されているが、
これらの項目ｔ、ｖｐ、ｌのそれぞれに最適な相互に異
なる複数の演算を設定するようにすることが好ましい。
めに１つの演算Ｔ ｈ ｌが共通に使用されているが、
これらの項目ｔ、ｖｐ、ｌのそれぞれに最適な相互に異
なる複数の演算を設定するようにすることが好ましい。
第１図において、受信信号はＦ （ｔ）検出部１１゜ｖ
ｐ１検出部２１． ＦＣｌ＞検出部３１および第２演
算発生部４１にそれぞれ与えられる。Ｆ （ｔ）検出部
１１は１ブロツク（１周期Ｔ）ごとにＦ （ｔ）を検出
し、この検出した値Ｆ （ｔ）を用いて次のａｆ、ｂＦ
作成部１２においてａｆ または１１ １１
１１ ｂＦ が求められる。この作成部１２は第４ａ図ま１ たは第５ａ図に示す関数ｆ またはＦｌを記憶しており
、入力するＦ （ｔ）値に応じてｆ１値またはＦ 値を
求め、それに係数ａ またはｂｌを乗じ１
する機能をもつ。
ｐ１検出部２１． ＦＣｌ＞検出部３１および第２演
算発生部４１にそれぞれ与えられる。Ｆ （ｔ）検出部
１１は１ブロツク（１周期Ｔ）ごとにＦ （ｔ）を検出
し、この検出した値Ｆ （ｔ）を用いて次のａｆ、ｂＦ
作成部１２においてａｆ または１１ １１
１１ ｂＦ が求められる。この作成部１２は第４ａ図ま１ たは第５ａ図に示す関数ｆ またはＦｌを記憶しており
、入力するＦ （ｔ）値に応じてｆ１値またはＦ 値を
求め、それに係数ａ またはｂｌを乗じ１
する機能をもつ。
ｖＰ１検出部２１はたとえばピークホールド回路を含み
、このピークホールド回路は入力受信信号が演算Ｔｈ、
を超えるごとにおよびクリア信号ＣＬＲごとにリセット
され、リセットされる直前の保持しているピーク値ｖＰ
ｉを次段の（ａ ｆ ）、、 （ｂ Ｆ ）
６作成部２２に与える。
、このピークホールド回路は入力受信信号が演算Ｔｈ、
を超えるごとにおよびクリア信号ＣＬＲごとにリセット
され、リセットされる直前の保持しているピーク値ｖＰ
ｉを次段の（ａ ｆ ）、、 （ｂ Ｆ ）
６作成部２２に与える。
２２１ ２２１
この作成部２２も第４ｂ図または第５ｂ図に示す関数ｆ
またはＦ２を記憶しており、検出ピーク値ｖＰ が与
えられるごとに関数値ｆ２またはＦ２を求め、それに係
数ａ またはｂ２を乗じて出力する。平均値算出回路２
３は、クリア信号ＣＬＲごとにリセットされ９周期Ｔの
間において、入力する（ａｆ）、または（ｂＦ）、を加
算し、か２２ １ ２２ １ つ入力数ｎによって除すことにより、それらの平均値を
算出する。
またはＦ２を記憶しており、検出ピーク値ｖＰ が与
えられるごとに関数値ｆ２またはＦ２を求め、それに係
数ａ またはｂ２を乗じて出力する。平均値算出回路２
３は、クリア信号ＣＬＲごとにリセットされ９周期Ｔの
間において、入力する（ａｆ）、または（ｂＦ）、を加
算し、か２２ １ ２２ １ つ入力数ｎによって除すことにより、それらの平均値を
算出する。
Ｆ（１）検出部３１は１ブロツク（１周期Ｔ）ごとにＦ
（Ｉ）を検出し、この検出した値Ｆ （＃）を用いて
次のａｆ、ｂＦ 作成部３２においてａｆ ま３３
８３ ８３ たはｂＦ が求められる。この作成部３２は第４Ｃ３ 図または第５ｃ図に示す関数ｆ またはＦ３を記憶して
おり、入力するＦ（１）値に応じてｆ３値またはＦ 値
を求め、それに係数ａ３またはｂ３を乗じる機能をもつ
。
（Ｉ）を検出し、この検出した値Ｆ （＃）を用いて
次のａｆ、ｂＦ 作成部３２においてａｆ ま３３
８３ ８３ たはｂＦ が求められる。この作成部３２は第４Ｃ３ 図または第５ｃ図に示す関数ｆ またはＦ３を記憶して
おり、入力するＦ（１）値に応じてｆ３値またはＦ 値
を求め、それに係数ａ３またはｂ３を乗じる機能をもつ
。
作成部１２で作成されたａｆ またはｂＦ、平１１
１１ 均値算出部２８で算出された（１／ｎ））： （ａ ２
ｆ ２）１または（１／ ｎ） ４ （ｂ ２ Ｆ ２
） １および作成部３２で作成されたａｆ または
ｂＦ は加算部１３に与えられ。
１１ 均値算出部２８で算出された（１／ｎ））： （ａ ２
ｆ ２）１または（１／ ｎ） ４ （ｂ ２ Ｆ ２
） １および作成部３２で作成されたａｆ または
ｂＦ は加算部１３に与えられ。
３３ ３３
ｍ （８）式または第（４）式にしたがって加算され。
総合関数Ｓ またはＳ、が得られる。この総含量数Ｓ
またはＳｂは次にデータ作成部２０に入力する。
またはＳｂは次にデータ作成部２０に入力する。
一方、第２演算発生部４１は入力する受信信号のホワイ
ト・ノイズの振幅およびパルス状ノイズのピーク値を検
出し、この検出値を用いて所定のファジィ推論を行ない
、高、低演算ＴｈＨ，ＴｈＬを作成し、データ作成部２
０に与える。データ作成部２０は入力する総合関数Ｓ
またはＳｂを与えられた演算ＴｈＨ，ＴｈＬと比較して
、上述のように、「１」または「０」のデータを作成し
て出力する。関数Ｓ またはＳ。
ト・ノイズの振幅およびパルス状ノイズのピーク値を検
出し、この検出値を用いて所定のファジィ推論を行ない
、高、低演算ＴｈＨ，ＴｈＬを作成し、データ作成部２
０に与える。データ作成部２０は入力する総合関数Ｓ
またはＳｂを与えられた演算ＴｈＨ，ＴｈＬと比較して
、上述のように、「１」または「０」のデータを作成し
て出力する。関数Ｓ またはＳ。
の値が演算ＴｈＨとＴｈＬとの間にあるときには再送要
求信号を出力する。データ作成部２０は演算ＴｈＨ，Ｔ
ｈＬ以外の固定された演算を用いて関数Ｓ、Ｓｂを弁別
してもよいのはいうまでもない。
求信号を出力する。データ作成部２０は演算ＴｈＨ，Ｔ
ｈＬ以外の固定された演算を用いて関数Ｓ、Ｓｂを弁別
してもよいのはいうまでもない。
第６図はタイミング発生部１０およびＦ （ｔ）検出部
１１の構成の一例を示している。
１１の構成の一例を示している。
受信信号は適当なインターフェイスを介してＣＰ Ｕ
１５に入力する。ＣＰＵ１５はスタート信号（スタート
・ビット）を検出すると、一定周期Ｔのクリア信号ＣＬ
Ｒと高周波数のクロック信号ＣＬＫとを出力する。一方
、受信信号は第１の演算Ｔｈ、をもつレベル弁別回路１
６でレベル弁別され、受信信号のレベルが演算Ｔｈ１を
超えているときにこのレベル弁別回路１６からＨレベル
の信号が出力され、ＡＮＤゲート１７に入力する。この
ＡＮＤゲート１７にはＣＰＵ１５から出力されるクロッ
ク信号ＣＬＫが入力しており、レベル弁別回路１Ｂの出
力信号がＨレベルのときにクロック信号ＣＬＫはカウン
タ１８に与えられる。カウンタＩＢはクリア信号ＣＬＲ
によってリセットされ。
１５に入力する。ＣＰＵ１５はスタート信号（スタート
・ビット）を検出すると、一定周期Ｔのクリア信号ＣＬ
Ｒと高周波数のクロック信号ＣＬＫとを出力する。一方
、受信信号は第１の演算Ｔｈ、をもつレベル弁別回路１
６でレベル弁別され、受信信号のレベルが演算Ｔｈ１を
超えているときにこのレベル弁別回路１６からＨレベル
の信号が出力され、ＡＮＤゲート１７に入力する。この
ＡＮＤゲート１７にはＣＰＵ１５から出力されるクロッ
ク信号ＣＬＫが入力しており、レベル弁別回路１Ｂの出
力信号がＨレベルのときにクロック信号ＣＬＫはカウン
タ１８に与えられる。カウンタＩＢはクリア信号ＣＬＲ
によってリセットされ。
入力するクロック信号ＣＬＫをリセットされた時点から
計数する。周期Ｔが経過して再びクリア信号ＣＬＲが与
えられたときにカウンタ１８はそのときの計数値をＣＰ
Ｕ１５に与え、再び入力クロック信号ＣＬＫを０から計
数しはじめる。ＣＰＵ１５はカウンタ１８から入力する
計数値をＦ （ｔ）に変換する。
計数する。周期Ｔが経過して再びクリア信号ＣＬＲが与
えられたときにカウンタ１８はそのときの計数値をＣＰ
Ｕ１５に与え、再び入力クロック信号ＣＬＫを０から計
数しはじめる。ＣＰＵ１５はカウンタ１８から入力する
計数値をＦ （ｔ）に変換する。
Ｆ（１）検出部３１も上記と同じようにして構成するこ
とができる。レベル弁別回路１Ｂの出力信号をＨとＬと
の間で反転してＡＮＤゲート１７に与えればよい。必要
ならばレベル弁別回路の演算をＴｈ、とは異なる値とす
る。
とができる。レベル弁別回路１Ｂの出力信号をＨとＬと
の間で反転してＡＮＤゲート１７に与えればよい。必要
ならばレベル弁別回路の演算をＴｈ、とは異なる値とす
る。
次に第２演算発生部４１の構成例について説明する。
第７図は入力受信信号波形の一例を示している。この図
から分るように、受信信号にはホワイト・ノイズやパル
ス状ノイズが含まれている。第２演算発生部４１は、−
周期Ｔの間におけるホワイト・ノイズの平均値な振幅Ｄ
ｗとパルス状ノイズのピーク値ＶＮを検出し、これらの
値に基づいて高、低演算ＴｈＨ，ＴｈＬをファジィ推論
する。
から分るように、受信信号にはホワイト・ノイズやパル
ス状ノイズが含まれている。第２演算発生部４１は、−
周期Ｔの間におけるホワイト・ノイズの平均値な振幅Ｄ
ｗとパルス状ノイズのピーク値ＶＮを検出し、これらの
値に基づいて高、低演算ＴｈＨ，ＴｈＬをファジィ推論
する。
第８図は第２演算発生部４１の一例を示すものである。
受信信号はハイ・バス・フィルタ４２に与えられ、ここ
で本来の信号成分かカットされ、高周波ノイズ成分のみ
が通過し、積分回路４３およびピーク検出回路４４に入
力する。これらの積分回路４３およびピーク検出回路４
４にはクリア信号ＣＬＲが与えられており、これらの回
路４３．４４は一周期Ｔごとにクリアされて動作を繰返
す。
で本来の信号成分かカットされ、高周波ノイズ成分のみ
が通過し、積分回路４３およびピーク検出回路４４に入
力する。これらの積分回路４３およびピーク検出回路４
４にはクリア信号ＣＬＲが与えられており、これらの回
路４３．４４は一周期Ｔごとにクリアされて動作を繰返
す。
積分回路４３は第９図に示すように、入力高周波ノイズ
信号の一方の極性の成分のみを取出すダイオード５１．
取出された一極性のノイズ信号を積分するコンデンサ５
３を帰還回路に含む演算増幅器５２、およびクリア信号
ＣＬＲによってオンとされコンデンサ５３に充電された
電荷を一周期Ｔごとに放電させるトランジスタ５４を含
んでいる。この積分回路４３から得られる積分値がホワ
イト・ノイズ振幅Ｄ％、としてファジィ推論部４５に与
えられる。
信号の一方の極性の成分のみを取出すダイオード５１．
取出された一極性のノイズ信号を積分するコンデンサ５
３を帰還回路に含む演算増幅器５２、およびクリア信号
ＣＬＲによってオンとされコンデンサ５３に充電された
電荷を一周期Ｔごとに放電させるトランジスタ５４を含
んでいる。この積分回路４３から得られる積分値がホワ
イト・ノイズ振幅Ｄ％、としてファジィ推論部４５に与
えられる。
ピーク検出回路４４は第１Ｏ図に示すように、入力ノイ
ズ信号の一方の極性の成分を取出して増幅する演算増幅
器６１とダイオード６２：演算増幅器６１の出力のビー
ク・レベルを保持するコン゛デンサ６３゜およびクリア
信号ＣＬＲによってオンとされ、コンデンサＢ３に・蓄
えられている電荷を放電するトランジスタ４を含んでい
る。このピーク検出回路４４の検出ピーク値ｖＮはファ
ジィ推論部４５に与えられる。
ズ信号の一方の極性の成分を取出して増幅する演算増幅
器６１とダイオード６２：演算増幅器６１の出力のビー
ク・レベルを保持するコン゛デンサ６３゜およびクリア
信号ＣＬＲによってオンとされ、コンデンサＢ３に・蓄
えられている電荷を放電するトランジスタ４を含んでい
る。このピーク検出回路４４の検出ピーク値ｖＮはファ
ジィ推論部４５に与えられる。
ファジィ推論部４５はクリア信号ＣＬＲが出力される直
前の積分回路４３の積分値Ｄｗおよびピーク検出回路４
４のピーク値ＶＮを取込む。ファジィ推論部４５はディ
ジタル、アナログを問わずファジィ推論専用のアーキテ
クチャをもろものによって実現することもできるし、マ
イクロコンビエータをファジィ推論用にプログラムする
ことによっても実現できる。
前の積分回路４３の積分値Ｄｗおよびピーク検出回路４
４のピーク値ＶＮを取込む。ファジィ推論部４５はディ
ジタル、アナログを問わずファジィ推論専用のアーキテ
クチャをもろものによって実現することもできるし、マ
イクロコンビエータをファジィ推論用にプログラムする
ことによっても実現できる。
ファジィ推論部４５には、第１１図および第１２図に示
すように、入力変数であるホワイト・ノイズ振幅Ｄｗお
よびパルス状ノイズのピーク値ＶＮのメンバーシップ関
数、ならびに第１３図′および第１４図に示すように、
出力変数である高、低演算ＴｈＨ，ＴｈＬのメンバーシ
ップ関数があらかじめ設定されている。
すように、入力変数であるホワイト・ノイズ振幅Ｄｗお
よびパルス状ノイズのピーク値ＶＮのメンバーシップ関
数、ならびに第１３図′および第１４図に示すように、
出力変数である高、低演算ＴｈＨ，ＴｈＬのメンバーシ
ップ関数があらかじめ設定されている。
この実施例ではノイズ振幅Ｄｗとピーク値ｖＮのメンバ
ーシップ関数は大きい（Ｌ）と小さい（Ｓ）の言語情報
をそれぞれ表わす２種類が設定されている。また、高、
低演算ＴｈＨ。
ーシップ関数は大きい（Ｌ）と小さい（Ｓ）の言語情報
をそれぞれ表わす２種類が設定されている。また、高、
低演算ＴｈＨ。
ＴｈＬのメン／セージツブ関数は、小さい（Ｓ）。
中くらい（Ｍ）、大きい（Ｌ）および非常に大きい（Ｖ
Ｌ）の４種類が設定されている。
Ｌ）の４種類が設定されている。
ファジィ推論部４５にはまた。第１５図にテーブルの形
で示すように、いわゆるＩｆ、ｔｈｅｎルールと呼ばれ
るルールがあらかじめ設定されている。第１５図の最上
段のものは次のようなルールを示している。
で示すように、いわゆるＩｆ、ｔｈｅｎルールと呼ばれ
るルールがあらかじめ設定されている。第１５図の最上
段のものは次のようなルールを示している。
ノイズ振幅Ｄｗが小さく（、Ｓ）、かつノイズ中ピーク
値ｖＮが小さければ（Ｓ）、高、低じきい値ＴｈＨまた
はＴｈＬを小さく （低く）せよ（Ｓ）。
値ｖＮが小さければ（Ｓ）、高、低じきい値ＴｈＨまた
はＴｈＬを小さく （低く）せよ（Ｓ）。
ファジィ推論部４５は、−周期Ｔごとに取込んだノイズ
振幅Ｄｗとノイズ中ピーク値ｖＮとを用い、上記のメン
バーシップ関数とルールにしたがいファジィ推論を実行
し、その結論をデファジィファイして最終的に演算Ｔｈ
ＨまたはＴｈＬを決定する。
振幅Ｄｗとノイズ中ピーク値ｖＮとを用い、上記のメン
バーシップ関数とルールにしたがいファジィ推論を実行
し、その結論をデファジィファイして最終的に演算Ｔｈ
ＨまたはＴｈＬを決定する。
このようにして決定された演算ＴｈＨ。
ＴｈＬはノイズの状態を反映しているので、ノイズを含
む信号のレベル弁別に適している。したかって、演算Ｔ
ｈＨ，ＴｈＬは上述した総合関数Ｓ、Ｓ、の弁別のみな
らず、一般的な信号のレベル弁別にも使用することが可
能である。上記実施例では高、低２Ｎ類の演算を求めて
いるが、１種類の演算を得るようにしてもよいのはいう
までもない。
む信号のレベル弁別に適している。したかって、演算Ｔ
ｈＨ，ＴｈＬは上述した総合関数Ｓ、Ｓ、の弁別のみな
らず、一般的な信号のレベル弁別にも使用することが可
能である。上記実施例では高、低２Ｎ類の演算を求めて
いるが、１種類の演算を得るようにしてもよいのはいう
までもない。
第１８図および第１１図は他の実施例を示している。
第１６図において、受信信号が変化する範囲内に複数の
（この実施例では３つの）異なる演算Ｖｌ、Ｖ２．Ｖ３
（Ｖ３＞Ｖ２＞Ｖｌ）が設定されている。受信信号の
一周期Ｔごとに、演算ｖ１を超える信号の時間幅の合゛
計ＣＮ１．Ｌきい値ｖ２を超える信号の時間幅の合計Ｃ
Ｎ２および演算ｖ３を超える信号の時間幅の合計ＣＮ３
が計測される。そして１次式にしたがって総合関数Ｓ
が算出される。
（この実施例では３つの）異なる演算Ｖｌ、Ｖ２．Ｖ３
（Ｖ３＞Ｖ２＞Ｖｌ）が設定されている。受信信号の
一周期Ｔごとに、演算ｖ１を超える信号の時間幅の合゛
計ＣＮ１．Ｌきい値ｖ２を超える信号の時間幅の合計Ｃ
Ｎ２および演算ｖ３を超える信号の時間幅の合計ＣＮ３
が計測される。そして１次式にしたがって総合関数Ｓ
が算出される。
Ｓ −ｃ ＣＮ ＋ｃ ＣＮ ＋ｃ ＣＮ
・＝（５）ａｌ１２２３３ ここでｃ 、ｃ２．ｃ３は係数である。この総合関数Ｓ
が適当な演算（固定された一定値であっても上述の演
算ｒｈｏ、ｒｈＬでもよい）によって弁別されることに
より、データ「１」または「０」が判定される。
・＝（５）ａｌ１２２３３ ここでｃ 、ｃ２．ｃ３は係数である。この総合関数Ｓ
が適当な演算（固定された一定値であっても上述の演
算ｒｈｏ、ｒｈＬでもよい）によって弁別されることに
より、データ「１」または「０」が判定される。
第１７図は上記の動作を行なう回路構成の一例を示すも
のである。
のである。
受信信号は３つのコンパレータ７１．７２．７３に入力
する。これらのコンパレータ７１．７２．７３には演算
Ｖｌ、Ｖ２．Ｖ３が設定されており、入力受信信号がこ
れらの演算を超えるとそれぞれＨレベルの信号を出力し
、ＡＮＤゲート７４．７５゜７８にそれぞれ与える。Ａ
ＮＤゲート７４〜７Ｂにはクロック信号ＣＬＫが入力し
ており、このクロック信号ＣＬＫは対応するコンパレー
タの出力がＨレベルのときにＡＮＤゲートを通ってカウ
ンタ７７゜７Ｊ１．７９にそれぞれ入力する。カウンタ
７７〜７９はクリア信号ＣＬＲによってクリアされ、入
力するクロック信号ＣＬＫをクリアされたと基がら計数
する。カウンタが再度クリアされる直前の計数値が時間
幅の合計ＣＮ 、ＣＮ 、ＣＮ３として２２ ＣＰＵ８０に取込まれる。ｃｐｕｇａは一周期Ｔごとに
ｊｉ！ （５）式の演算を行ない、かつ所定の演算と比
較処理をして受信データを出力する。「１」か「０」か
決定できないときには再送要求信号を出力するようにし
てもよい。
する。これらのコンパレータ７１．７２．７３には演算
Ｖｌ、Ｖ２．Ｖ３が設定されており、入力受信信号がこ
れらの演算を超えるとそれぞれＨレベルの信号を出力し
、ＡＮＤゲート７４．７５゜７８にそれぞれ与える。Ａ
ＮＤゲート７４〜７Ｂにはクロック信号ＣＬＫが入力し
ており、このクロック信号ＣＬＫは対応するコンパレー
タの出力がＨレベルのときにＡＮＤゲートを通ってカウ
ンタ７７゜７Ｊ１．７９にそれぞれ入力する。カウンタ
７７〜７９はクリア信号ＣＬＲによってクリアされ、入
力するクロック信号ＣＬＫをクリアされたと基がら計数
する。カウンタが再度クリアされる直前の計数値が時間
幅の合計ＣＮ 、ＣＮ 、ＣＮ３として２２ ＣＰＵ８０に取込まれる。ｃｐｕｇａは一周期Ｔごとに
ｊｉ！ （５）式の演算を行ない、かつ所定の演算と比
較処理をして受信データを出力する。「１」か「０」か
決定できないときには再送要求信号を出力するようにし
てもよい。
上記実施例では受信データの波形整形について述べられ
ているが、この発明は任意の信号に対して適用可能であ
るのはいうまでもない。
ているが、この発明は任意の信号に対して適用可能であ
るのはいうまでもない。
第１図はこの発明の実施例の波形整形装置を示す機能ブ
ロック図である。 第２図は受信信号のフォーマットを示す図である。 第３図は受信信号、クリア信号およびクロック信号を示
す波形図である。 第４ａ図から第４ｃ図は「０」らしさを表わす関数の例
を示すグラフである。 第５ａ図からｊｆ！ ５ ｃ図は「１」らしさを表わす
関数の例を示すグラフである。 第６図は第１図のＦ （ｔ）検出部の構成例を示すブロ
ック図である。 第７図は受信信号中に含まれるノイズを強調して示す波
形図である。 第８図は第１図の第２演算発生部の構成例を示すブロッ
ク図である。 第９図は第８図の積分回路の一例を示す回路図である。 第１０図はｉ！８図のピーク検出回路の一例を示す回路
図である。 第１１図はホワイト・ノイズ振幅のメンバーシップ関数
を示すグラフである。 第１２図はパルス状ノイズ・ピーク値のメンバーシップ
関数を示すグラフである。 第１３図および第１４図は高、低演算のメンバーシップ
関数をそれぞれ示すグラフである。 第１５図はファジィ推論ルールをテーブルの形で示すも
のである。 第１Ｂ図および第１７図はこの発明の他の実施例を示す
ものである。 第１６図は人力受信信号と複数の演算との関係を示す波
形図である。 第１７図は波形整形回路の構成例を示すブロック図であ
る。 １０・・・タイミング発生部。 １１・・・Ｆ （ｔ）検出部。 １２・−ａ ｆ 、 ｂ Ｆ 作成部。 １１ １１ １３・・・加算部。 ２０・・・データ作成部。 ２１・・・ｖｐ、検出部。 ２２・・・（ａｆ）。 ２１ ２３・・・平均値算出部。 ３１・・・Ｆ （１）検出部。 ３２−ａ ｆ 、 ｂ Ｆ 作成部。 ３３ ３３ ４１・・・第２演算発生部。 ４２・・・ハイ・バス・フィルタ。 ４３・・・積分回路。 ４４・・・ピーク検出回路。 ４５・・・ファジィ推論部。 ７１、 ７２． ７３・・・コンパレータ。 ７４、 ７５． ７６・・ＡＮＤゲート。 ７７、７８．７９・・・カウンタ。 ８０・・・ＣＰＵ０ （ｂＦ）、作成部。 ２ ２ ！
ロック図である。 第２図は受信信号のフォーマットを示す図である。 第３図は受信信号、クリア信号およびクロック信号を示
す波形図である。 第４ａ図から第４ｃ図は「０」らしさを表わす関数の例
を示すグラフである。 第５ａ図からｊｆ！ ５ ｃ図は「１」らしさを表わす
関数の例を示すグラフである。 第６図は第１図のＦ （ｔ）検出部の構成例を示すブロ
ック図である。 第７図は受信信号中に含まれるノイズを強調して示す波
形図である。 第８図は第１図の第２演算発生部の構成例を示すブロッ
ク図である。 第９図は第８図の積分回路の一例を示す回路図である。 第１０図はｉ！８図のピーク検出回路の一例を示す回路
図である。 第１１図はホワイト・ノイズ振幅のメンバーシップ関数
を示すグラフである。 第１２図はパルス状ノイズ・ピーク値のメンバーシップ
関数を示すグラフである。 第１３図および第１４図は高、低演算のメンバーシップ
関数をそれぞれ示すグラフである。 第１５図はファジィ推論ルールをテーブルの形で示すも
のである。 第１Ｂ図および第１７図はこの発明の他の実施例を示す
ものである。 第１６図は人力受信信号と複数の演算との関係を示す波
形図である。 第１７図は波形整形回路の構成例を示すブロック図であ
る。 １０・・・タイミング発生部。 １１・・・Ｆ （ｔ）検出部。 １２・−ａ ｆ 、 ｂ Ｆ 作成部。 １１ １１ １３・・・加算部。 ２０・・・データ作成部。 ２１・・・ｖｐ、検出部。 ２２・・・（ａｆ）。 ２１ ２３・・・平均値算出部。 ３１・・・Ｆ （１）検出部。 ３２−ａ ｆ 、 ｂ Ｆ 作成部。 ３３ ３３ ４１・・・第２演算発生部。 ４２・・・ハイ・バス・フィルタ。 ４３・・・積分回路。 ４４・・・ピーク検出回路。 ４５・・・ファジィ推論部。 ７１、 ７２． ７３・・・コンパレータ。 ７４、 ７５． ７６・・ＡＮＤゲート。 ７７、７８．７９・・・カウンタ。 ８０・・・ＣＰＵ０ （ｂＦ）、作成部。 ２ ２ ！
Claims (8)
- （１）入力信号の単位時間長内における信号時間幅、ピ
ーク値レベルおよび信号欠落時間幅の３項目のうちの少
なくとも２項目をそれぞれ検出し、検出した項目につい
て検出した値を論理値 「１」らしさまたは論理値「０」らしさを表わす関数に
よって変換し、 変換された少なくとも２項目の関数値に所定の演算を施
し、 この演算結果を所定のしきい値で弁別することにより、
入力信号の上記単位時間長における論理値「１」または
「０」を決定する、 波形整形方法。 - （２）入力信号のホワイト・ノイズの振幅を表わすこれ
らの検出した値を入力とし、ホワイト・ノイズの振幅を
表わす値、パルス状ノイズのピーク値およびしきい値に
それぞれ関するメンバーシップ関数とあらかじめ定めら
れた所定のルールとに基づいて、上記しきい値を決定す
る、 請求項（１）に記載の波形整形方法。 - （３）入力信号のホワイト・ノイズの振幅を表わす値と
パルス状ノイズのピーク値とをそれぞれ検出し、 これらの検出した値を入力とし、ホワイト・ノイズの振
幅を表わす値、パルス状ノイズのピーク値およびしきい
値にそれぞれ関するメンバーシップ関数とあらかじめ定
められた所定のルールとに基づいて、入力信号を波形整
形するためのしきい値を決定する、 波形整形のためのしきい値の作成方法。 - （４）入力信号の単位時間長内における信号時間幅、ピ
ーク値レベルおよび信号欠落時間幅の３項目のうちの少
なくとも２項目をそれぞれ検出する手段、 検出した項目について検出した値を論理値 「１」らしさまたは論理値「０」らしさを表わす関数に
よって変換する手段、 変換された少なくとも２項目の関数値に所定の演算を施
す手段、ならびに この演算結果を所定のしきい値で弁別することにより、
入力信号の上記単位時間長における論理値「１」または
「０」を決定する手段、 を備えた波形整形装置。 - （５）入力信号のホワイト・ノイズの振幅を表わす値を
検出する手段、 パルス状ノイズのピーク値を検出する手段、ならびに これらの検出した値を入力とし、ホワイト・ノイズの振
幅を表わす値、パルス状ノイズのピーク値およびしきい
値にそれぞれ関するメンバーシップ関数とあらかじめ定
められた所定のルールとに基づいて、上記しきい値を決
定する手段、 を備えた請求項（４）に記載の波形整形装置。 - （６）入力信号のホワイト・ノイズの振幅を表わす値を
検出する手段、 パルス状ノイズのピーク値を検出する手段、ならびに これらの検出した値を入力とし、ホワイト・ノイズの振
幅を表わす値、パルス状ノイズのピーク値およびしきい
値にそれぞれ関するメンバーシップ関数とあらかじめ定
められた所定のルールとに基づいて、入力信号を波形整
形するためのしきい値を決定する手段、 を備えた波形整形のためのしきい値の作成装置。 - （７）入力信号に対して異なる複数レベルの第１のしき
い値を設定し、入力信号を所定時間にわたって上記第１
のしきい値でそれぞれ弁別し、各しきい値を超える部分
の時間幅をそれぞれ求め、得られた複数の時間幅に所定
の演算を施し、その演算結果を第２のしきい値で弁別す
ることにより、入力信号の上記所定時間における論理値
「１」または「０」を決定する、 波形整形方法。 - （８）異なる複数レベルの第１のしきい値が設定され、
入力信号を所定時間にわたって上記第１のしきい値でそ
れぞれ弁別し、各しきい値を超える部分の時間幅をそれ
ぞれ求める比較手段、 得られた複数の時間幅に所定の演算を施す演算手段、お
よび 上記演算結果を第２のしきい値で弁別することにより、
入力信号の上記所定時間における論理値「１」または「
０」を決定する手段、 を備えた波形整形装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2081006A JPH03283742A (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 波形整形方法および装置ならびに波形整形のためのしきい値の作成方法および装置 |
| US07/715,241 US5237589A (en) | 1990-03-30 | 1991-06-14 | Method of and apparatus for shaping waveform and method of and apparatus for generating threshold for waveform shaping |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2081006A JPH03283742A (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 波形整形方法および装置ならびに波形整形のためのしきい値の作成方法および装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03283742A true JPH03283742A (ja) | 1991-12-13 |
Family
ID=13734429
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2081006A Pending JPH03283742A (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 波形整形方法および装置ならびに波形整形のためのしきい値の作成方法および装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5237589A (ja) |
| JP (1) | JPH03283742A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4503104B2 (ja) * | 1997-10-31 | 2010-07-14 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 有線電気通信装置及びかかる装置用の回路 |
| GB2421317B (en) * | 2004-12-15 | 2009-02-11 | Agilent Technologies Inc | A method and apparatus for detecting leading pulse edges |
| WO2006092843A1 (ja) * | 2005-02-28 | 2006-09-08 | Fujitsu Limited | 復調回路および電子機器 |
| WO2006129349A1 (ja) * | 2005-05-31 | 2006-12-07 | Fujitsu Limited | データ受信装置 |
| US9524794B1 (en) * | 2015-08-10 | 2016-12-20 | Sandisk Technologies Llc | Constrained data shaping |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2377729A1 (fr) * | 1977-01-14 | 1978-08-11 | Thomson Csf | Dispositif de decodage de signaux numeriques, et systeme comportant un tel dispositif |
| FR2462073A1 (fr) * | 1979-07-17 | 1981-02-06 | Thomson Csf | Procede et dispositif pour l'extraction de donnees numeriques en presence de bruit et de distorsions |
| IT1140156B (it) * | 1981-12-15 | 1986-09-24 | Honeywell Inf Systems | Apparato di verifica della immunita' ai disturbi dinamici di circuiti integrati digitali |
| JPS6238062A (ja) * | 1985-08-12 | 1987-02-19 | Nissan Motor Co Ltd | ２値信号検出方法及び装置 |
| JPH0754335B2 (ja) * | 1989-01-31 | 1995-06-07 | 富士通株式会社 | ピーク値検出回路 |
| US5052021A (en) * | 1989-05-19 | 1991-09-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Digital signal decoding circuit and decoding method |
-
1990
- 1990-03-30 JP JP2081006A patent/JPH03283742A/ja active Pending
-
1991
- 1991-06-14 US US07/715,241 patent/US5237589A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5237589A (en) | 1993-08-17 |
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