JPH0327407A

JPH0327407A - 誘導負荷電流の調節回路

Info

Publication number: JPH0327407A
Application number: JP2077145A
Authority: JP
Inventors: Pietro Menniti; ピエトロ　メニチ; Antonella Baiocchi; アントネラ　バイオッチ
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1989-03-28
Filing date: 1990-03-28
Publication date: 1991-02-05
Also published as: EP0389832B1; KR100199231B1; DE69009262T2; EP0389832A1; IT1228755B; US5140515A; DE69009262D1; KR900015430A; IT8919919A0

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的コ（産業上の利用分野）本発明は負荷において発生した誘導電流を検知し調節す
るための誘導負荷電流の調節回路に関する。

（従来の技術〉一般に、負荷において発生した誘導電流を検知し調節す
るための誘導負荷電流の調節回路は、６例えばステッピングモータあるいは一般的な誘導負荷へ
与える電流を制御する制御器あるいはリミッタのような
いろいろな装置において適用分野を有する。

電気的に調節されるステッピングモー夕の場合には、例
えば、モータの所定の単位角度の回転に合わせて対応す
るモータ内のコイルに誘導される電流をＭＯＳ型トラン
ジスタあるいはバイポーラトランジスタから構成される
電流調節段で調節するため、モータのコイルごとに設け
られた多数の上記電流調節段に電力をそれぞれ供給する
ことが必要である。

ここで、コイル内を流れる誘導電流は該電流がブリッジ
回路を介して制御されない限り無限に増加し続ける傾向
にある。

従来から、電流調節段は、例えば負荷において発生した
誘導電流を検知する検知回路からの検知信号に基づき、
モータの回転ごとに設けられるそれぞれのコイルに対応
する電流調節段を駆動させあるいは駆動停止させるいわ
ゆるチョッパモードを有する。

即ち、誘導負荷において発生した誘導電流は鋸波形を有
することになる。

その理由は、検知回路が予め決められた第１基準値に合
致する電流値を検知したとき、駆動段は電流調節段への
駆動電流の供給を止めるため動作を停止し、次いで、電
流値が降下して第２基準値に達したとき駆動段は再度動
作するからである。

ここで、負荷において発生した誘導電流を検知するため
幾つかの提案が戒されている。

誘導電流の検知は、通常、いわゆる高電位側の増幅器の
機能を実行するブリッジ回路において、一対のトランジ
スタに直列に接続され非常に小さい抵抗値を有する抵抗
器Ｒｓからなる抵抗センサにおける電圧降下を測定する
ことにより間接的に行うことができる。

しかしなから、上記の誘導電流の検知においては以下に
指摘されるように幾つかの欠点がある。

例えば、上記抵抗器Ｒｓ及び集積された検知回路の内部
抵抗は温度の影響を受けやすく、抵抗値が大幅に変動す
る。このような抵抗値の変動は電圧降下の測定精度を損
なうことになり、結局」二記の誘導電流の検知において
はその精度に信頼がおけない。

また、負荷において発生した誘導電流が抵抗センサ内を
流れる場合、上記抵抗センサにおいて生する電圧降下分
に対応する電力が消費される。

この電力消費を低減するため、非常に小さい抵抗値の抵
抗器Ｒｓを用いることが考えられるが、この場合、抵抗
センサで生ずる電圧降下は引き続いて検知回路で比較さ
れる上記の第１あるいは第２の基準値に比べて非常に小
さい。それで、この相対的に小さい電圧降下を測定しな
ければならず、結局、降下電圧の測定精度に信頼がおけ
ない。

近時、一対のトランジスタを用い、一方のトランジスタ
のドレイン側の端子と他方のトランジス夕のゲート側の
端子をそれぞれ互いに接続し誘導電流の検知を行うこと
が提案されている。

即ち、一方の第１トランジスタは誘導負荷のため増幅器
のブリッジ回路に組み込まれ、他方の第９２トランジスタはそのソース側の端子を抵抗器ＲＳから
なる抵抗センサを介して接地されたものである。

ここで、第２トランジスタの容量が第１トランジスタの
容量のｎ分の１であって小さいものであるならば、第２
トランジスタを流れる電流、即ち抵抗器Ｒｓを流れる電
流を負荷で発生する誘導電流よりもｎ分の１に低くする
ことが可能である。

これによって、電流センサを介して消費される電力量を
確実に低減することができる。

しかしなから、上記の誘導電流の検知はまだ充分である
とは言えず、問題がある。

その主な理由は、抵抗器Ｒｓが存在するので、互いに異
なる操作状態下にある第１トランジスタ及び第２トラン
ジスタにおいてゲート側−ソース側の電位差とドレイン
側−ソース側の電位差とが等しい値にならないからであ
る。

このような電位差の不一致は、」二記の互いに異なる操
作状態におかれる２つのトランジスタの容量の違いより
も、これらのトランジスタをそれそ１０れ流れる電流の大きさが異なることに起因する。

それで、誘導電流の検知は不正確なものになる。

（発明が解決しようとする課題〉上記の如く、従来の誘導電流の検知回路にあっては検知
精度に信頼がおけないと言う問題があった。

そこで、この問題を解決するため、例えば本願出願者に
よってなされた特許出願であるイタリアの特許出願番号
２２７３２−Ａ７８６に誘導負荷電流の調節回路の構成
部材が示されている。

上記特許出願に示される誘導負荷電流の調節回路は、一
対の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を備え、該トラン
ジスタである第１トランジスタ及び第２トランジスタの
それぞれのソース側の端子を接続して楕戒されたもので
ある。

第１トランジスタはパワートランジスタからなり誘導負
荷に接続される。一方、第２トランジスタはそのドレイ
ン側の端子を抵抗器を有する電流検知器に接続される。

更に、電圧制御器が第１トランジスタ及び第２トランジ
スタのドレイン側の端子にそれそれ接続され、各トラン
ジスタにおけるドレイン側一ソース側の各電位差は互い
に等しくなる態様となっている。

このような楕戒を有する回路では、誘導負荷電流の検知
精度を向上させる意味において有用であるけれども他の
問題がある。

即ち、上記回路では一対のトランジスタを同じ状態で用
いることができるよう増幅回路を特別に備えることが必
要であり、回路の槽或が複雑になってしまうという問題
があった。

そこで、本発明は上記従来技術の問題点を解消するもの
で、その目的とするところは、簡易な構成で電力消費が
低減されると共に誘導電流の検知が確実に行なわれ、か
つ誘導電流の調節に信頼がおける誘導負荷電流の調節回
路を提供することである。

［発明の構戒］（課題を解決するための手段〉上記課題を解決するための本発明の請求項（１）の誘導
負荷電流の調節回路は、負荷において発生した誘導電流
を検知し調節するための誘導負荷電流の調節回路におい
て、ドレイン側の端子が誘導負荷の一端に接続され電界
効果トランジスタからなる第１トランジスタＴ２と、該
第１トランジスタＴ２のソース側の端子にソース側の端
子が接続され前記第１トランジスタＴ２に比較して内部
抵抗値の大きい電界効果トランジスタからなる第２検知
用トランジスタＴｓと、該第２検知用トランジスタＴｓ
のドレイン側の端子に反転入力側端子が接続され前記第
１トランジスタＴ２のドレイン側の端子に非反転入力側
端子が接続される比較器３と、該比較器３から出力され
る比較信号を受けてスイッチング動作を行う電子スイッ
チ４と、該電子スイッチ４が閉状態にある場合前記第１
トランジスタＴ２のゲート側の端子に前記電子スイッチ
４を介して駆動電位を与える駆動段５とを備えたことを
特徴とする。

また、請求項（７）の誘導負荷電流の調節回路は、請求
項（１）の誘導負荷電流の調節回路に用いられる電界効
果トランジスタに対し、パイボーラトラ１３ンジスタを用いたものであり、負荷において発生した誘
導電流を検知し調節するための誘導負荷電流の調節回路
において、コレクタ側の端子が誘導負荷の一端に接続さ
れバイポーラトランジスタからなる第１トランジスタＴ
２と、該第１トランジスタＴ２のエミッタ側の端子にエ
ミッタ側の端子が接続され前記第１トランジスタＴ２に
比較して内部抵抗値の大きいバイポーラトランジスタか
らなる第２検知用トランジスタＴｓと、該第２検知用ト
ランジスタＴｓのコレクタ側の端子に反転入力側端子が
接続され前記第ｌトランジスタＴ２のコレクタ側の端子
に非反転入力側端子が接続される比較器３と、該比較器
３から出力される比較信号を受けてスイッチング動作を
行う電子スイッチ４と、該電子スイッチ４が閏状態にあ
る場合前記第１トランジスタＴ２のベース側の端子に前
記電子スイッチ４を介して駆動電位を与える駆動段５と
を備えたことを特徴とする。

（作用〉本発明の請求項（１）の誘導負荷電流の調節回Ｉ　Ａ路では、常時比較器３の反転入力側端子に適宜の電位付
与手段により所定の電位が与えられている。

それで、適宜のブリッジ回路に組み込まれた負荷におい
て誘導電流が発生しない場合、比較器３の非反転入力側
端子は低い電位に維持され比較器３は比較信号を電子ス
イッチ４へ出力しない。

即ち、誘導負荷電流の調節回路は駆動しない。

次に、上記負荷に誘導電流が発生すると、この誘導電流
は検知回路に相当する比較器３の非反転入力側端子へ伝
えられる。すると、比較器３は該比較器３の非反転入力
側端子の電位が高まったのを検知して電子スイッチ４へ
該スイッチ４を閉状態にする゛よう比較信号を送る。そ
れで、電子スイッチ４は閉状態になり、駆動段５から電
子スイッチ４を介して第１トランジスタＴ２のゲート側
へ駆動電位が与えられる。すると、第１トランジスタＴ
２は導通し、負荷において発生した誘導電流を例えばグ
ラントへ逃がす。

従って、負荷に誘導電流が発生した場合、比較器３が検
知して第１トランジスタＴ２を導通させるので、速やか
に誘導電流を逃がし誘導電流を調節することができる。

また、第２検知用トランジスタＴｓのゲート側を例えば
電子スイッチ４に接続しておけば、比較器３の反転入力
側端子に与えられている所定の電荷は負荷において誘導
電流が発生した場合のみ第２検知用トランジスタＴｓを
介して失われるので、電力消費の低減を計れる。

さらに、第２検知用トランジスタＴｓ．の内部抵抗値は
第１トランジスタＴ２の内部抵抗値に比べて十分に低く
設定してあるので、上記の失われる電力量は更に低減さ
れる。

さらにまた、比較器３の反転入力側端子に常時与える電
位を正確に設定するのみで、比較器３による誘導電流の
検知を確実に行うことができる。

また、請求項（７）の誘導負荷電流の調節回路は、請求
項（１）の誘導負荷電流の調節回路と同様に動作する。

（実施例〉以下本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の第１実施例に係わる誘導負荷電流の調
節回路のブロック図である。

図において、誘導負荷電流の調節回路は誘導負荷Ｌ及び
電界効果パワートランジスタ群から形成されるブリッジ
回路２の誘導負荷Ｉ一で発生した誘導電流を検知し調節
する集積回ｐ１ａから構戒される。

誘導負荷Ｉ一は例えばステッピングモー夕内に設けられ
るものであり、該モークが回転するごとにブリッジ回路
２から集積回路１ａへ誘導電流を与えることにより、集
積回路１ａはブリッジ回路２と協働する。

集積回路１ａはドレイン側の端子Ｄ２が誘導負荷Ｌの一
端に接続されてブリッジ回路２と協働する第１トランジ
スタＴ２と、該第１トランジスタＴ２のソース側の端子
Ｓ２と共に接地されるソース側の端子Ｓｓを有しＭＯＳ
型の電界効果トランジスタである第２検知用トランジス
タＴｓと、該第２検知用トランジスタＴｓのドレイン側
の端子１７Ｄｓに反転（一）入力側端子が接続され第１トランジス
タＴ２のドレイン側の端子Ｄ２に非反転（＋〉入力側端
子が接続される比較器３と、該比較器３から出力される
比較信号を受けてスイッチング動作を行う電子スイッチ
４と、該電子スイッチ４を介して第１トランジスタＴ２
のゲート側の端子Ｇ２及び第２検知用トランジスタＴｓ
のゲト側の端子Ｇｓに駆動電位を与える駆動段５ａとを
備える。

また、第２検知用トランジスタＴｓのドレイン側の端子
Ｄｓは集積回路１ａの外部に設置される基準電位供給源
Ｖｒに集積回路１ａの外部の基準抵抗器Ｒｒを介して接
続される。

ここで、第２検知用トランジスタＴｓの容量は第１トラ
ンジスタＴ２の容量と一致するものである。そして、第
２検知用トランジスタＴｓの内部抵抗Ｒｔｓは第１トラ
ンジスタＴ２の内部抵抗Ｒｔ２よりもｎ倍大きい。

また、第１トランジスタＴ２及び第２検知用トランジス
タＴｓが電子スイッチ４を介して駆動段１８５ａから受ける導通指令により導通した場合、第１トラ
ンジスタＴ２と第２検知用トランジスタＴｓにおいてそ
のゲート側−ソース側の各電位差は全く等しくなる態様
となっている。

なお、上記の集積回路１ａの外部に設置される基準電位
供給源Ｖｒ及び基準抵抗器Ｒｒは、第２図に本発明の第
２実施例に係わる誘導負荷電流の調節回路の集積回路１
ｂのブロック図を示すように、基準定電流源Ｉｒに置き
換えても良い。

また、第２図に示す集積回路１ｂは第１図に示す集積回
路１ａに対し、第１トランジスタＴ２のゲート側の端子
Ｇ２はＶｇ電位供給端子Ｖ　ｇ　，を有する駆動段５ｂ
に電子スイッチ４を介して接続され、第２検知用トラン
ジスタＴｓのゲート側の端子ＧｓはＶｇ電位供給端子Ｖ
　ｇ　２に直接に接続されたものである。

以上の集積回路１ａあるいは集積回路１ｂの構成におい
て、集積回Ｎｌａあるいは集積回路１ｂの稼働時には、
比較器３の非反転側入力端子の電位は第１トランジスタ
Ｔ２のドレイン側一ソース１９側聞の電圧降下に一致し、比較器３の反転側入力端子の
電位は第２検知用トランジスタＴｓのドレイン側一ソー
ス側間の電圧降下に一致する。

」二記の電圧降下はそれぞれのトランジスタ内での内部
抵抗によって生ずるものである。

また、比較器３の反転側入力端子の電位Ｖｓは集積回路
１の外部に設置される基準電位供給源■ｒの電位Ｖｒ及
び基準抵抗器Ｒｒの抵抗値Ｒｒ、あるいは第２図に示さ
れるように基準定電流源１ｒの電流値Ｉｒを用いて表現
できる。即ち、第２検知用トランジスタＴｓを流れる電
流値Ｉｓは、Ｉ　ｓ＝Ｖｒ／　（Ｒｒ＋Ｒｔｓ）＝　Ｖ　ｒ　／　Ｒ　ｒ　　　　　　（集積回ｌｉ！８
１　ａ　）Ｔ　ｓ＝Ｉ　ｒ　　　　　　　　　（集積回
路１ｂ）であるので、比較器３の反転側入力端子の電位
ＶＳは、Ｖｓ＝Ｖｒ−Ｒｔｓ／Ｒｒ　　（集積回路１ａ）Ｖｓ＝
Ｉｒ−Ｒｔｓ　　　　　（集積回路１ｂ）ここで、第２
検知用トランジスタＴｓの内部抵抗Ｒｔｓは高い精度で
調整されるものであり、基２０準抵抗器Ｒｙｒの抵抗値Ｒｒに比較して無視できるもの
である。

上記の式で示されるように第２検知用トランジスタＴｓ
を流れる電流値Ｉｓは、集積回Ｎｌａの外部に設置され
る基準電位供給源Ｖｒの電位Ｖｒ及び基準抵抗器Ｒｒの
抵抗値Ｒｒ、あるいは第２図に示されるように基準定電
流源Ｉｒの電流値■ｒに特に依存するので、電位Ｖｒ及
び電流値Ｉｒは正確に設定され、基準抵抗器Ｒｒは高精
度に作製される。

このように、本発明に係わる第１実施例の誘導負荷電流
の調節回路である集積回Ｆｌ？Ｉ１ａ及び第２実施例の
誘導負荷電流の調節回路である集積回路１ｂは非常に簡
単な構戒からなり、高精度に作製すべき部材及び正確に
設定すべき入力条件は非常に少ない。

また、上記集積回路１ａでは、誘導負荷Ｉ一において誘
導電流が発生し、この誘導電流を比較器３が検知して第
２検知用トランジスタＴｓが導通した場合のみ該トラン
ジスタＴｓを電流が流れるの２１で、消費される電力量は非常に少ない。

さらに、第２検知用トランジスタＴｓの内部抵抗は大き
く設定されているので、上記消費電力は更に低減される
。

一方、上記集積回路１ｂでは、第２検知用トランジスタ
Ｔｓは常時導通しているので、比較器３の反転入力側端
子の電位は変化しない。即ち、比較器３の動作は更に確
実である。

また、第２検知用トランジスタＴｓを介して常時電力が
消費されるが、第２検知用トランジスタＴｓの内部抵抗
は大きく設定されているので、上記消費電力は少ない。

次に、第３図に本発明の第３実施例に係わる誘導負荷電
流の調節回路の集積回路１ｃのブロック図を示す。

図において、第１図に示した第１実施例と同等の部材は
同じ符号で示される。

第３図に示した第３実施例は第１図に示した第１実施例
の電子スイッチ４及び駆動段５に対し、比較器３から出
力される比較信号を入力し所定の９９時間をおいて遅延した前記比較信号を出力端７、８から
出力するタイマ回路６と、該タイマ四Ｂ６の一方の出力
端７からの第１遅延比較信号を受けて第１トランジスタ
Ｔ２のゲート側のラインでスイッチング動作を行う電子
スイッチ４と、上記タイマ回１１’８６の他方の出力端
８からの第２遅延比較信号を受けて第２検知用トランジ
スタＴｓのゲート側のラインでスイッチング動作を行う
電子スイッチつと、電子スイッチ４、９を介して第１ト
ランジスタＴ２のゲート側ないし第２検知用トランジス
タＴｓのゲート側に駆動電位を与える駆動段５ａとを備
えたものである。

ここで、タイマ回路６は例えばカウンタなどからなり、
所定時間に渡って継続して比較信号を入力した場合、遅
延した比較信号を出力する。

なお、上記の集積回路１ｃの外部に設置される基準電位
供給源Ｖｒ及び基準抵抗器Ｒｒは、第４図に本発明の第
４実施例に係わる誘導負荷電流の調節回路の集積回路１
ｄのブロック図を示すように、基準定電流源Ｉｒに置き
換えても良い。

また、第４図に示す集積回路１ｄは、第３図に示した駆
動段５ａ及び電子スイッチ９に対し、Ｖｇ電位供給端子
Ｖ　ｇ　，を有する駆動段５ｂから電子スイッチ４を介
して第１トランジスタＴ２のゲート側に駆動電位を与え
、第２検知用トランジスタＴｓのゲート側の端子Ｇｓに
Ｖｇ電位供給端子Ｖ　ｇ　２から直接にＶｇ電位を与え
たものである。

以上の集積回路ＩＣあるいは集積回路１ｄの構成におい
て、例えば第１トランジスタＴ２が非導通状態から導通
状態へ切り替わった瞬間に比較器３の非反転入力側へい
わゆる誤信号が短時間送られた場合においても、タイマ
回路６の遅延動作により第１トランジスタＴ２は最小の
誘導時間、即ち誘導電流を通過させるまでの時間を確保
するので導通しない。

換言すれば、タイマ回路６は所定時間に渡って継続した
比較信号を入力しない限り遅延した比較信号を出力しな
いので、上記誤信号が発生しても第１トランジスタＴ２
は非導通状態を維持する。

比較器３の反転入力側へは基準電流Ｉｓが供給される。

この基準電流Ｉｓは基準電位供給源Ｖｒの電位Ｖｒ及び
基準抵抗器Ｒｒの抵抗値Ｒｒ、あるいは第４図に示され
るように基準定電流源Ｉｒの電流値Ｉｒのいずれかによ
って制御されるものである。

また、第３図に示した集積回路ＩＣにおいて電子スイッ
チ４と共に電子スイッチ９を設けたことにより、タイマ
回路６から送られる第１遅延比較信号あるい◆よ第２遅
延比較信号を電子スイッチ４あるいは電子スイッチ９が
それそれ互いに関連なく受け、次いで第１トランジスタ
Ｔ２あるいは第２検知用トランジスタＴｓがそれぞれ互
いに関連なく導通するので、第１トランジスタＴ２が非
導通状態であっても第２検知用トランジスタＴｓは導通
状態になることができる。

さらに、第４図に示される集積回ＦＩ？ｔ１ｄにあって
は、常時第２検知用トランジスタＴｓを導通状態におく
ことができる。

従って、本発明に係わる第１実施例乃至第４実２５施例の集積回路１ａ乃至１ｄによれば、複数のトランジ
スタを流れる誘導負荷に基づく電流を検知すると共に調
節することができる。

また、集積回路ＩＣ、１ｄに設けられた適宜のタイマ回
路６を用いることにより集積回路ＩＣ、１ｄへの割り込
みのタイミングを調節することができる。

以上の集積回路１ａ乃至１ｄにおいてはＭＯＳ型トラン
ジスタを用いたが、トランスファコンダクタンスが大き
く高い電流値であっても高速動作が容易なバイポーラト
ランジスタを用いても良い。

この場合には、集積回路１ａ乃至１ｄ及びブリッジ回路
２は共にバイポーラトランジスタで楕戒され、電界効果
トランジスタのゲート側端子はバイポーラトランジスタ
のベース側端子に対応し、電界効果トランジスタのドレ
イン側端子及びソース（ｌｌＩ端子はバイポーラトラン
ジスタのコレクタ側端子及びエミッタ側端子にそれぞれ
対応する。

また、第３図及び第４図に示したタイマ回路６の出力端
は出力端７、８に限られることなく多数２６設けても良い。

本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、適宜
の設計的変更により、適宜の態様で実施し得るものであ
る。

［発明の効果］以上説明したように本発明の請求項（１）によれば、ド
レイン側の端子が誘導負荷の一端に接続され電界効果ト
ランジスタからなる第１トランジスタＴ２と、該第１ト
ランジスタＴ２のソース側の端子にソース側の端子が接
続され前記第１トランジスタＴ２に比較して内部抵抗値
の大きい電界効果トランジスタからなる第２検知用トラ
ンジスタＴｓと、該第２検知用トランジスタＴｓのドレ
イン側の端子に反転入力側端子が接続され前記第１トラ
ンジスタＴ２のドレイン側の端子に非反転入力側端子が
接続される比較器３と、該比較器３から出力される比較
信号を受けてスイッチング動作を行う電子スイッチ４と
、該電子スイッチ４が閉状態にある場合前記第１トラン
ジスタＴ２のゲート側の端子に前記電子スイッチ４を介
して駆動電位を与える駆動段５とを備えたので、簡易な
構成で電力消費が低減されると共に誘導電流の検知が確
実に行なわれ、かつ誘導電流の調節に信頼がおける。

また、請求項（７）によれば、コレクタ側の端子が誘導
負荷の一端に接続されバイポーラトランジスタからなる
第１トランジスタＴ２と、該第１トランジスタＴ２のエ
ミッタ側の端子にエミッタ側の端子が接続され前記第１
トランジスタＴ２に比較して内部抵抗値の大きいバイポ
ーラトランジスタからなる第２検知用トランジスタＴｓ
と、該第２検知用トランジスタＴｓのコレクタ側の端子
に反転入力側端子が接続され前記第１トランジスタＴ２
のコレクタ側の端子に非反転入力側端子が接続される比
較器３と、該比較器３から出力される比較信号を受けて
スイッチング動作を行う電子スイッチ４と、該電子スイ
ッチ４が閉状態にある場合前記第１トランジスタＴ２の
ベース側の端子に前記電子スイッチ４を介して駆動電位
を与える駆動段５とを備えたので、簡易な槽戒で電力消
費が低減されると共に誘導電流の検知が確実に行なわれ
、かつ誘導電流の調節に信頼がおける。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例に係わる誘導負荷電流の調
節回路のブロック図、第２図は本発明の第２実施例に係わる誘導負荷電流の調
節回路のブロック図、第３図は本発明の第３実施例に係わる誘導負荷電流の調
節回路のブロック図、第４図は本発明の第４実施例に係わる誘導負荷電流の調
節回路のブロック図である。１ａ、１ｂ、ＩＣ、ｌｄ−・・集積回路２・・・ブリッ
ジ回路３・・・比較器４・・・電子スイッチ５ａ、５ｂ・・・駆動段Ｌ・・・誘導負荷Ｔ２・・・第１トランジスタＴｓ・・・第２検知用トランジスタ２９ −４９−

Claims

【特許請求の範囲】

（１）負荷において発生した誘導電流を検知し調節する
ための誘導負荷電流の調節回路において、ドレイン側の
端子が誘導負荷の一端に接続され電界効果トランジスタ
からなる第１トランジスタＴ２と、該第１トランジスタＴ２のソース側の端子にソース側の
端子が接続され前記第１トランジスタＴ２に比較して内
部抵抗値の大きい電界効果トランジスタからなる第２検
知用トランジスタＴｓと、該第２検知用トランジスタＴ
ｓのドレイン側の端子に反転入力側端子が接続され前記
第１トランジスタＴ２のドレイン側の端子に非反転入力
側端子が接続される比較器３と、該比較器３から出力される比較信号を受けてスイッチン
グ動作を行う電子スイッチ４と、該電子スイッチ４が閉
状態にある場合前記第１トランジスタＴ２のゲート側の
端子に前記電子スイッチ４を介して駆動電位を与える駆
動段５とを備えたことを特徴とする誘導負荷電流の調節
回路。
（２）第２検知用トランジスタＴｓはそのドレイン側の
端子が所定の抵抗値を有する抵抗器Ｒｒを介して基準電
位供給源Ｖｒに接続され、該基準電位供給源Ｖｒから前
記第２検知用トランジスタＴｓへ所定電流が流れること
を特徴とする請求項（１）記載の誘導負荷電流の調節回
路。
（３）第２検知用トランジスタＴｓはそのドレイン側の
端子が基準定電流源Ｉｒに接続され、該基準定電流源Ｉ
ｒから前記第２検知用トランジスタＴｓへ所定電流が流
れることを特徴とする請求項（１）記載の誘導負荷電流
の調節回路。
（４）比較器３から出力される比較信号を入力し所定の
時間をおいて遅延した前記比較信号を電子スイッチ４へ
出力するタイマ回路６を備えたことを特徴とする請求項
（１）記載の誘導負荷電流の調節回路。
（５）比較器３から出力される比較信号を入力し少なく
とも二以上の出力端から所定の時間をおいて遅延した前
記比較信号をそれぞれ出力するタイマ回路６と、該タイ
マ回路６の一の出力端から出力される遅延した前記比較
信号を受けてスイッチング動作を行う第２電子スイッチ
９とを備え、該第２電子スイッチ９が閉状態にある場合
駆動段５から前記第２電子スイッチ９を介して第２検知
用トランジスタＴｓのゲート側の端子に駆動電位が与え
られ、かつ電子スイッチ４は前記タイマ回路６の他の出
力端から出力される遅延した前記比較信号を受けてスイ
ッチング動作を行うことを特徴とする請求項（１）記載
の誘導負荷電流の調節回路。
（６）第２検知用トランジスタＴｓはそのゲート側の端
子が定電位供給源Ｖｇに接続され、前記第２検知用トラ
ンジスタＴｓは常時導通状態であることを特徴とする請
求項（１）記載の誘導負荷電流の調節回路。
（７）負荷において発生した誘導電流を検知し調節する
ための誘導負荷電流の調節回路において、コレクタ側の
端子が誘導負荷の一端に接続されバイポーラトランジス
タからなる第１トランジスタＴ２と、該第１トランジスタＴ２のエミッタ側の端子にエミッタ
側の端子が接続され前記第１トランジスタＴ２に比較し
て内部抵抗値の大きいバイポーラトランジスタからなる
第２検知用トランジスタＴｓと、該第２検知用トランジスタＴｓのコレクタ側の端子に反
転入力側端子が接続され前記第１トランジスタＴ２のコ
レクタ側の端子に非反転入力側端子が接続される比較器
３と、該比較器３から出力される比較信号を受けてスイッチン
グ動作を行う電子スイッチ４と、該電子スイッチ４が閉
状態にある場合前記第１トランジスタＴ２のベース側の
端子に前記電子スイッチ４を介して駆動電位を与える駆
動段５とを備えたことを特徴とする誘導負荷電流の調節
回路。
（８）第２検知用トランジスタＴｓはそのコレクタ側の
端子が所定の抵抗値を有する抵抗器Ｒｒを介して基準電
位供給源Ｖｒに接続され、該基準電位供給源Ｖｒから前
記第２検知用トランジスタＴｓへ所定電流が流れること
を特徴とする請求項（７）記載の誘導負荷電流の調節回
路。
（９）第２検知用トランジスタＴｓはそのコレクタ側の
端子が基準定電流源Ｉｒに接続され、該基準定電流源Ｉ
ｒから前記第２検知用トランジスタＴｓへ所定電流が流
れることを特徴とする請求項（７）記載の誘導負荷電流
の調節回路。
（１０）比較器３から出力される比較信号を入力し所定
の時間をおいて遅延した前記比較信号を電子スイッチ４
へ出力するタイマ回路６を備えたことを特徴とする請求
項（７）記載の誘導負荷電流の調節回路。
（１１）比較器３から出力される比較信号を入力し少な
くとも二以上の出力端から所定の時間をおいて遅延した
前記比較信号をそれぞれ出力するタイマ回路６と、該タ
イマ回路６の一の出力端から出力される遅延した前記比
較信号を受けてスイッチング動作を行う第２電子スイッ
チ９とを備え、該第２電子スイッチ９が閉状態にある場
合駆動段５から前記第２電子スイッチ９を介して第２検
知用トランジスタＴｓのベース側の端子に駆動電位が与
えられ、かつ電子スイッチ４は前記タイマ回路６の他の
出力端から出力される遅延した前記比較信号を受けてス
イッチング動作を行うことを特徴とする請求項（７）記
載の誘導負荷電流の調節回路。
（１２）第２検知用トランジスタＴｓはそのベース側の
端子が定電位供給源Ｖｇに接続され、前記第２検知用ト
ランジスタＴｓは常時導通状態であることを特徴とする
請求項（７）記載の誘導負荷電流の調節回路。