JPH03273864A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPH03273864A JPH03273864A JP6958990A JP6958990A JPH03273864A JP H03273864 A JPH03273864 A JP H03273864A JP 6958990 A JP6958990 A JP 6958990A JP 6958990 A JP6958990 A JP 6958990A JP H03273864 A JPH03273864 A JP H03273864A
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Abstract
め要約のデータは記録されません。
Description
、特に、複数の電源電圧を発生するようにしたスイッチ
ングレギュレータ方式による電源回路に関する。
ッチングレギュレータ方式によるものが知られている。
ってオン、オフし、二次巻線にこのスイッチ手段を駆動
するスイッチングパルスのパルス幅に応じた大きさの電
圧を誘起させ、この誘起電圧を整流・平滑して直流電源
電圧を得るようにしたものである。
化、大規模化によって電源電圧の供給を必要とする装置
の増加などにより、多出力化、高出力化、高精度化が図
られてきているが、出力負荷変動などに対する仕様が厳
しい機器に用いられるこの種の電源回路に対しては、各
出力毎に制御系を設ける必要がある。出力を安定化する
ための制御方法としては、従来、三端子レギュレータや
チョッパーを用いる方法などが知られているが、負荷が
大きいときには、電力損失が大きくなるという問題があ
った。
ータを用いて発生させるマスタースレーブ方式といわれ
る電源回路が知られており、各トランスの一次巻線に流
れる電流をオン、オフするスイッチング周波数を同期さ
せている。
る。
は接地線に接続されている)に直流電圧v0が印加され
ると、抵抗3,4による入力直流電圧V。の分圧電圧に
よってコンデンサ5で充電が開始される。このコンデン
サ5の充電電圧は電源電圧VCCとしてIC(集積回路
)化されたスイッチングレギュレータ制御回路6a、6
bに印加される。コンデンサ5の充電が進み、電源電圧
vocが所定の値以上となると、スイッチングレギュレ
ータ制御回路6a、6bは作動開始してスイッチングパ
ルスを出力する。スイッチングレギュレータ制御回路6
aからのスイッチングパルスはFET9aのゲートに供
給される。また、このFET9aのドレインにはトラン
ス12aの一次巻線13aを介して入力端子1,2から
入力直流電圧■。が印加されており、FET9 aのソ
ースは、スイッチングレギュレータ制御回路6aの接地
端子GNDとともに、入力端子2に接続されている。ス
イッチングレギュレータ制御回路6bからのスイッチン
グパルスはFET9bのゲートに供給される。
巻線13bを介して入力端子1から入力直流電圧■。が
印加され、FET9bのソースは、スイッチングレギュ
レータ制御回路6bの接地端子GNDとともに、入力端
子2に接続されている。
からのスイッチングパルスによってオン。
E T 9 aがオンのとき、電流が流れ、FET9a
がオフのとき、電流が流れない。この一次巻線13aに
電流が流れると、トランス12aでエネルギーが蓄積さ
れ、FET9 aによって一次巻線13aで電流が遮断
されると、蓄積されたエネルギーによって一次巻線13
aからリセット回路15aに電流が流れ、これによって
トランス12aのリセットがなされる。次に、FET9
aがオンして一次巻線13aに電流が流れると、トラ
ンス12aにエネルギーが蓄積される。二次巻線14a
の誘起電圧は整流・平滑回路19aで整流・平滑され、
コンデンサ20aでリップル電圧が抑圧されて出力端子
22a、23aから電圧■□として出力される。
ン、オフすることにより、二次巻線14bに蓄積された
エネルギー量に応じた振幅の電圧が誘起され、整流・平
滑回路19bで整流・平滑された後、コンデンサ20b
でリップル電圧が抑圧されて出力端子22b、23bか
ら電圧V2として出力される。
グレギュレータ制御回路6aから出力されるスイッチン
グパルスのパルス幅に応じたものであり、したがって、
出力端子22a、23a間に得られる出力電圧V工の値
はこのスイッチングパルスのパルス幅に応じたものであ
る。同様にして、出力端子22b、23b間に得られる
出力電圧v2の値もスイッチングレギュレータ制御回路
6bから出力されるスイッチングパルスのパルス幅に応
じたものである。
れにより、これから出力されるスイッチングパルスの周
波数は同期している。
、電圧が誘起される。この電圧は整流・平滑回路17で
整流・平滑され、コンデンサ5でさらに充電させる。こ
れにより、スイッチングパルス発生回路6a、6bは、
その電源電圧がさらに高まることにより、安定な作動状
態となる。
2a、12bが飽和しないようにリセットするものであ
るが、また、FET9 a、9bがオンするときに生ず
るスパイクノイズを吸収する。
る。
路6a、6bは、同じコンデンサ5の充電電圧が電源電
圧VCCとして印加されるため、入力直流電圧v0が印
加される起動時においては、これらスイッチングレギュ
レータ制御回路6a。
る起動回路に大きな負担がかかり、大きな電流iを流さ
なければならない。
された負荷とに同時に電源電圧が印加されるから、入力
突入電流が過大となり、装置に及ぼす影響が大となる上
、メインのトランジスタや他の半導体素子などの負担も
大きくなるし、また、これら素子の寿命も短かくなる。
ュレータ制御回路6a、6bには過電流保護回路が設け
られており、トランス12aの一次巻線13aやトラン
ス12aの一次巻線13bに過大電流が流れると、これ
らスイッチングレギュレータ制御回路6a、6bが作動
停止する。これら過電流保護回路は、スイッチングレギ
ュレータ制御回路6a、6bの電源電圧VCCが低下す
ると、保護機能が解除しくすなわち、復帰し)、スイッ
チングレギュレータ制御回路6a、6bは作動可能状態
となる。
が、その過電流保護回路の作動により、作動停止してス
イッチングパルスを出力しなくなると、補助巻線16か
ら電圧が誘起されなくなる。
6bの方に放電し、コンデンサ5の充電電圧が低下して
スイッチングレギュレータ6bもオフしてしまう。一方
、コンデンサ5の充電電圧が低下すると、スイッチング
レギュレータ6aの過電流保護回路が復帰し、電流iに
よるコンデンサ5の再充電とともにスイッチングレギュ
レータ6a。
レータ制御回路6aの過電流保護回路が作動し、同じ動
作を繰り返す。
6bは作動、作動停止を繰り返すことになり、出力端子
22a、23aに接続された負荷や出力端子22b、2
3bに接続された負荷は、電源のオン、オフが繰り返さ
れて、誤動作を行なってしまうし、電源のオン毎に過大
な入力突入電源があってトランジスタなどの素子を破損
してしまうおそれもある。
回路の負担や入力突入電流を低減し、かつ過電流保護回
路の作動時での誤動作を防止することができるようにし
た電源回路を提供することにある。
ングレギュレータ制御回路の電源電圧に起動回路をなす
コンデンサの充電電圧を用い、また、第2のスイッチン
グレギュレータ制御回路の電源電圧に補助巻線で誘起さ
れて整流・平滑回路で整流・平滑された電圧を用い、さ
らに、アノードを該整流・平滑回路側として該整流・平
滑回路と該コンデンサとの間にダイオードを設ける。
この充電電圧が所定値以上となると、まず、第1のスイ
ッチングレギュレータ制御回路が作動開始する。これに
より、補助巻線で電圧が誘起され始めるが、この誘起電
圧によって上記整流・平滑回路が電圧を出力し始めると
、第2のスイッチングレギュレータ制御回路が作動開始
する。この整流・平滑回路の出力電圧は、また、ダイオ
ードを介してコンデンサを充電し、その充電電圧を高め
る。これにより、第1.第2のスイッチングレギュレー
タ制御回路は、それらの電源電圧が充分高くなって、安
定して作動する。
スイッチングレギュレータ制御回路の電源端子にかから
ないようにしている。したがって、第1、第2のスイッ
チングレギュレータ制御回路の作動開始タイミングが上
記のようにずらされ、起動回路が必要とする起動電源や
入力突入電流を低減できる。
流保護回路が作動すると、第2のスイッチングレギュレ
ータ制御回路も作動停止するが、ダイオードによってコ
ンデンサの放電が阻止され、第1のスイッチングレギュ
レータ制御回路は、電源電圧が保持されているから、過
電流保護回路が復帰せず、作動停止状態が続く。
回路が作動した場合には、整流・平滑回路の出力電圧に
は影響がないから、第2のスイッチングレギュレータ制
御回路が作動停止状態を続ける。
であって、1,2は入力端子、3,4は抵抗、5はコン
デンサ、6a、6bはスイッチングレギュレータ制御回
路、7a、7bは遅延回路、8a、8bはゲート制限回
路、9a、9bはFET(電界効果トランジスタ)、1
0a、10bは緩衝回路、lla、llbは過電流検出
回路、12a。
、14bは二次巻線、15a、15bはリセット回路、
16は補助巻線、17は整流・平滑回路、18はダイオ
ード、19a、19bは整流・平滑回路、20a、20
bはコンデンサ、21a。
は接地線に接続されている。)に直流電圧V。が印加さ
れると、抵抗3,4による入力直流電圧v0の分圧電圧
によってコンデンサ5で充電が開始される。このコンデ
ンサ5の充電電圧は遅延回路7aでその立上りが遅延さ
れ、電源電圧V(、CとしてIC(集積回路)化された
スイッチングレギュレータ制御回路6aに印加される。
以上になると、スイッチングレギュレータ制御回路6a
は作動開始し、出力端子○UTからスイッチングパルス
を出力する。このスイッチングパルスはゲート制限回路
8aを介してFET9 aのゲートに供給される。また
、このFET9aのドレインにはトランス12aの一次
巻線13aを介して入力端子1,2から入力直流電圧v
0が印加されており、FET9 aのソースはスイッチ
ングレギュレータ制御回路6aの接地端子GNDに接続
されている。
からのスイッチングパルスによってオン、オフする。こ
れにより、トランジスタ12の一次巻線13aでは電流
がオン、オフし、第4図に示した従来技術と同様に、出
力端子22a、23a間に直流電圧V□が得られる。
、電圧が誘起される。この電圧は整流・平滑回路17で
整流・平滑され、ダイオード]8を介してコンデンサ5
でさらに充電させる。これにより、スイッチングパルス
発生回路6aは、その電源電圧がさらに高まることによ
り、安定な作動状態となる。また、整流・平滑回路17
の出力電圧は、遅延回路7bで遅延された後、電源電圧
VCCとしてIC化されたスイッチングレギュレータ制
御回路6bに印加される。
0゜が立ち上がって所定の値以上になると、作動を開始
してスイッチングパルスを出力端子OUTから出力し、
ゲート制限回路8bを介してFET9 bのゲートに供
給する。このFET9bのドレインにはトランス12b
の一次巻線13bを介して入力端子1から入力直流電圧
V。が印加され、FET9 bのソースはスイッチング
レギュレータ制御回路6bの接地端子GNDに接続され
ている。これにより、FET9bはスイッチングレギュ
レータ制御回路6bからのスイッチングパルスに応じて
オン、オフする。そこで、第4図に示した従来技術と同
様に、出力端子22b、23bから電圧v2が出力され
る。
グレギュレータ制御回路6aから出力されるスイッチン
グパルスのパルス幅に応じたものであり、したがって、
出力端子22a、23a間に得られる出力電圧V、の値
はこのスイッチングパルスのパルス幅に応じたものであ
る。同様にして、出力端子22b、23b間に得られる
出力電圧v2の値もスイッチングレギュレータ制御回路
6bから出力されるスイッチングパルスのパルス幅に応
じたものである。
予め設定された基準電圧とを振幅比較し、これらの差電
圧を生成する。この差電圧はスイッチングレギュレータ
制御回路6aの端子FBに供給される。このスイッチン
グレギュレータ制御回路6aはこの差電圧に応じてスイ
ッチングパルスのパルス幅を変化させる。これにより、
高力端子22a、23a間に得られる出力電圧■、は所
定の一定値に保持される。同様にして、スイッチングレ
ギュレータ制御回路6bは定電圧回路21bから差電圧
が端子FBに供給され、この差電圧に応じてスイッチン
グパルスのパルス幅を変化させる。これにより、出力端
子22b、23b間に得られる出力電圧■2は所定の一
定値に保持される。
さを検出している。いま、出力端子22a。
ランス12aの一次巻線13a、FET9aに過電流が
流れると、過電流検出回路11aは過電流検出信号を出
力してスイッチングレギュレータ制御回路6aの端子○
CPに供給する。スイッチングレギュレータ制御回路6
aは過電流保護回路を有しており、過電流検出信号が供
給されると、スイッチングパルスのパルス幅を充分狭く
し、あるいはスイッチングパルスの発生を停止する。こ
れにより、出力端子22a、23a間に得られる出力電
圧V□はほとんど零もしくは零に等しくなる。また、整
流・平滑回路17の出力電圧もほとんど零もしくは零と
なるので、スイッチングレギュレータ制御回路6bは作
動を停止する。したがって、出力端子22b、23b間
に得られる出力電圧■2は零となる。
荷と出力端子22b、23b間に接続された負荷への電
源電圧の供給を同時に禁止することができる。
を検出している。出力端子22b、23b間に接続され
ている負荷が異常となってトランス12bの一次巻線1
3b、FET9bに流れる電流が過電流となると、過電
流検出回路11bはこれを検出して過電流検出信号をス
イッチングレギュレータ制御回路6bの端子○CPに送
る。スイッチングレギュレータ制御回路6bは過電流保
護回路を有しており、過電流検出電流が供給されること
により、スイッチングパルスのパルス幅を充分狭くし、
あるいはスイッチパルスの発生を停止する。したがって
、出力端子22b、23bから負荷へ電圧V2が供給さ
れなくなる。但し、この場合には、スイッチングレギュ
レータ制御回路6aは正常に作動しており、出力端子2
2a、23a間に接続されている負荷に所定値の電圧v
1が電源電圧として供給されている。
力される起動時には、スイッチングレギュレータ制御回
路6aが作動開始した後、スイッチングレギュレータ制
御回路6bが作動開始する。
負荷に電源電圧v1が印加された後、出力端子22b、
23bに接続されている負荷に電源電圧v2が印加され
ることになり、これら負荷に同時に電源電圧が印加され
ることはない。このために、起動時の入力突入電流が過
大になることがない。
bの作動開始タイミングをずらすことができるようにす
るために、ダイオード18が機能を発揮している。すな
わち、入力端子1,2からの入力直流電圧v0の入力と
ともにコンデンサ5が充電されるのであるが、その充電
電圧によってダイオード18が逆バイアスされ、スイッ
チングレギュレータ制御回路6bには電源電圧V。Cが
印加されない。スイッチングレギュレータ制御回路6a
が作動し、整流・平滑回路17の出方電圧が充分立ち上
がってからでないと、スイッチングレギュレータ制御回
路6bは作動しない。
ンサ5の充電電圧の変化が遅く、かかる充電のままでは
、スイッチングレギュレータ制御回路6aが作動開始し
ても、その電源電圧VCCの上昇速度が遅くて不安定状
態が続くような場合でも、−旦スイツチングレギュレー
タ制御回路6aが作動開始すると、整流・平滑回路17
から電圧が出力されてダイオード18がオンし、整流・
平滑回路17からダイオード18を介して供給される電
流によってコンデンサ5が急激に充分大きな電圧まで充
電される。したがって、抵抗3での電力消費を低減でき
て、しかも、起動後直ちにスイッチングレギュレータ制
御回路6aの作動の安定化を図ることができる。
電流保護回路の作動により、作動を停止すると、整流・
平滑回路17から電圧が出力されなくなり、コンデンサ
5の充電電圧によってダイオード18が逆バイアスされ
、スイッチングレギュレータ制御回路6bも作動停止す
る。したがって、このダイオード18の作用により、コ
ンデンサ5はスイッチングレギュレータ制御回路6bの
放電が禁止される。このため、スイッチングレギュレー
タ制御回路6aには高電源電圧VCCが印加され続け、
スイッチングレギュレータ制御回路6aの過電流保護回
路は作動し続ける。これが作動している限り、スイッチ
ングレギュレータ制御回路6bは作動停止し続ける。ス
イッチングレギュレータ制御回路6a、6bの過電流保
護回路は電源電圧■6゜が低下すると復帰し、このため
に、スイッチングレギュレータ制御回路6a、6bを作
動可能状態に復帰させるためには、−旦入力直流電圧■
oの供給を停止させればよい。
ギュレータ制御回路6aの過電流保護回路が作動したと
き、次のような誤動作が生ずる。
滑回路17から電圧が出力されなくなるがら、この瞬間
スイッチングレギュレータ制御回路6bは作動停止する
が、コンデンサ5の充電電圧によって電源電圧v0゜が
上昇し、再び作動開始する。しかし、スイッチングレギ
ュレータ制御回路6bは、作動開始により、コンデンサ
5に蓄積されている電力を消費するために、コンデンサ
5の充電電圧が低下する。これにより、スイッチングレ
ギュレータ制御回路6aでは、電源電圧vccが低下す
ることにより、過電流保護回路が復帰する。
分高くなると、スイッチングレギュレータ制御回路6a
が作動開始して整流・平滑回路17から電圧が出力され
る。これとともに、過電流検出回路11aが一次巻線1
3a、FET9aの過電流を検出し、スイッチングレギ
ュレータ制御回路6aは、その過電流保護回路が作動し
て、作動停止する。このようにして、スイッチングレギ
ュレータ制御回路6a、6bは作動、作動停止を繰り返
すことになる。ダイオード18は、コンデンサ5の充電
電圧がスイッチングレギュレータ制御回路6bに印加さ
れないようにして、かかる誤動作を防止しているのであ
る。
電圧v1と出力端子22b、23bでの出力電圧v2と
の発生タイミングやこれら発生タイミングの時間差をも
たらせるために用いられる。
示すものであって、1.は入力直流電圧■。の投入時点
、t□は出力電圧V□の発生開始時点、t2は出力電圧
v2の発生開始時点を夫々示している。
回路7aの遅延時間とで決まり、t、〜t2間の時間差
Δtは遅延回路7bの遅延時間で決まる。
一例を示す回路図であって、24は電源端子、25〜2
8は抵抗、29はコンデンサ、30はツェナーダイオー
ド、31はトランジスタ、32は接地端子、33は出力
端子である。
の充電電圧(遅延回路7aの場合)もしくは整流・平滑
回路17の出力電圧が印加され、接地端子32は第1図
におけるスイッチングレギュレータ制御回路6aまたは
6bの端子GNDに接続され、出力端子33は同じくス
イッチングレギュレータ制御回路6aまたは6bの電源
端子νCCに接続される。
V、の抵抗25,27による分圧電圧によってコンデン
サ29が充電される。このコンデンサ29の充電電圧が
ツェナーダイオード30のツェナー電圧v2に達するま
ではツェナーダイオード30はオフしており、トランジ
スタ31もオフしている。このために、出力端子33の
電位は接地端子32の電位に等しい。
ると、ツェナーダイオード30がオンし、コンデンサ2
9の充電電圧がトランジスタ31のベースに印加され、
トランジスタ31がオンする。
28によって分圧されて出力端子33から出力される。
電圧v8の印加時点よりも、コンデンサ29でのツェナ
ー電圧v2までの充電時間だけ遅れて電圧が出力される
。この遅延時間は抵抗25゜27の抵抗値およびコンデ
ンサ29の容量値に応じて任意に設定できる。
ィジタル回路など制御系の電源電圧とし、出力電圧v2
をモータやサーマルヘッドなどの電源電圧とすることが
できる。これによると、制御系が異常であるときには、
制御系とともにモータやサーマルヘッドなどの電源が同
時に切られ、また、モータやサーマルヘッドなどが異常
であるときには、これらの電源が切られ、プリンタの不
慮な事故を防止できる。また、制御系の電源電圧が安定
化した後、モータやサーマルヘッドなどに電源電圧が印
加されるので、電源投入時でも制御系が正しく作用して
、モータやサーマルヘッドなどが誤動作することはない
。
に接続される緩衝回路10a、10bは、FET9a、
9bのオンからオフへの切換え時に発生するスパイクノ
イズを吸収する。また、ゲート制御回路8a、8bは、
夫々FET9a、9bに流れる電流を制限することによ
り、FET9a。
ングレギュレータ制御回路6a、6bの電源電圧VCC
による出力電流を規制する。
にしてもよいし、これらを除いてもよい。
、異なる負荷への電源電圧の印加タイミングをずらすこ
とができるので、入力突入電流を減少させることができ
、大電流による電気部品の破損、特性劣化などを防止す
ることができるし、起動回路の鄭動電流も小さくできて
、消費電力の低減、低い耐久性の素子の使用などを可能
とする。
差をもたせることができ、起動時における各負荷の誤動
作を防止することもできる。
でき、それらの誤動作を防止することができる。
、第2図は第1図における遅延回路の作5・・・・・・
コンデンサ、6a、6b・・・・・・スイッチングレギ
ュレータ制御回路、7a、7b・・・・・・遅延回路、
9 a、9 b・・・電界効果トランジスタ、11a。 11b・・・・・・過電流検呂回路、12a、12b・
・・トランス、13a、13b・・・・・・一次巻線、
14a。 14b・・・・・・二次巻線、16・・・・・・補助巻
線、17・・・・・・整流・平滑回路、18・・・・・
・ダイオード。 第1又 第2図 第 3 図
Claims (3)
- (1)入力直流電圧が印加される一次巻線、二次巻線お
よび補助巻線を有する第1のトランスと、該入力直流電
圧の分圧電圧によつて充電するコンデンサと、該コンデ
ンサの充電電圧を電源電圧とする第1のスイッチングレ
ギュレータ制御回路と、該第1のスイッチングレギュレ
ータ制御回路から出力されるスイッチングパルスに応じ
て該一次巻線に流れる電流をオン,オフする第1のトラ
ンジスタと、該一次巻線に流れる電流のオン,オフによ
つて該補助巻線に誘起される電圧を整流・平滑する整流
・平滑回路と、該整流・平滑回路側をアノードとして該
整流・平滑回路と該コンデンサとの間に接続されたダイ
オードと、該整流・平滑回路の出力電圧を電源電圧とす
る第2のスイッチングレギュレータ制御回路と、該入力
直流電圧が印加される一次巻線および二次巻線を有する
第2のトランスと、該第2のスイッチングレギュレータ
制御回路から出力されるスイッチングパルスに応じて該
第2のトランスの該一次巻線に流れる電流をオン,オフ
する第2のトランジスタとを備え、該第1,第2のトラ
ンスの二次巻線に誘起される電圧を夫々整流・平滑して
異なる電源電圧を得ることができるように構成したこと
を特徴とする電源回路。 - (2)請求項1において、前記コンデンサと前記第1の
スイッチングレギュレータ制御回路の電源端子との間、
前記整流・平滑回路の電圧出力端子と前記第2のスイッ
チングレギュレータ制御回路の電源端子との間の少なく
ともいずれか一方に遅延回路を設けたことを特徴とする
電源回路。 - (3)請求項1または2において、前記第1,第2のト
ランスの一次巻線に流れる過電流を夫々検出する第1,
第2の過電流検出回路を設け、該第1の過電流検出回路
の過電流検出とともに前記第1,第2のスイッチングレ
ギュレータ制御回路を作動停止させ、該第2の過電流検
出回路の過電流検出とともに前記第2のスイッチングレ
ギュレータ制御回路を作動停止させることを特徴とする
電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6958990A JPH072010B2 (ja) | 1990-03-22 | 1990-03-22 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6958990A JPH072010B2 (ja) | 1990-03-22 | 1990-03-22 | 電源回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03273864A true JPH03273864A (ja) | 1991-12-05 |
JPH072010B2 JPH072010B2 (ja) | 1995-01-11 |
Family
ID=13407166
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6958990A Expired - Lifetime JPH072010B2 (ja) | 1990-03-22 | 1990-03-22 | 電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH072010B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5262933A (en) * | 1992-08-11 | 1993-11-16 | Acer Incorporated | Control circuit for dual power supply having different start-up operating voltages |
JPH07327371A (ja) * | 1994-05-31 | 1995-12-12 | Nemitsuku Ramuda Kk | スイッチング電源装置 |
JPH0981252A (ja) * | 1995-09-20 | 1997-03-28 | Fuji Electric Co Ltd | 自己バイアス型電子回路用のスタータ回路装置 |
-
1990
- 1990-03-22 JP JP6958990A patent/JPH072010B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5262933A (en) * | 1992-08-11 | 1993-11-16 | Acer Incorporated | Control circuit for dual power supply having different start-up operating voltages |
JPH07327371A (ja) * | 1994-05-31 | 1995-12-12 | Nemitsuku Ramuda Kk | スイッチング電源装置 |
JPH0981252A (ja) * | 1995-09-20 | 1997-03-28 | Fuji Electric Co Ltd | 自己バイアス型電子回路用のスタータ回路装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH072010B2 (ja) | 1995-01-11 |
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