JPH03265236A - スプレッドスペクトラム変調信号の同期システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の分野） 本発明は、復調器において広帯域ディジタル伝送の受信
時に、同期化及び搬送波周波数を検索するプロセス及び
装置に関するものである。

さらに特定して言えば、本発明は変調器での擬似信号列
（ＰＮ擬似雑音列）によって、直接変調を行った受信信
号に関するものであり、変調はしばしば直接信号列と呼
ばれる。復調器で受信された信号は、データ信号及びデ
ィジタル擬似信号列信号による搬送波の位相変調から生
じる信号である。この形式の伝送法では、有用な信号の
電力は同時に受信される雑音又はその他の妨害の電力よ
りかなり小さい。復調器は、受信信号の広帯域信号列位
相か、又は受信信号の搬送波周波数の精密値に関して、
事前の情報は何も持っていない。搬送波周波数の値に関
する不確かさは、相対値で１０４〜１０−６に対応する
ことがある。

（先行技術の状態） このような伝送プロセスは特に符合分割多重アドレス伝
送（ＣＤＭＡ）に対して実施されている。

ＣＤＭＡとは搬送波に関するある中心周波数帯域を同時
に数個の通信が共有し、各通信が常に全帯域を占有する
ものである。このような伝送は、人工衛星による固定又
は移動局の間、地上無線局と中継局の間、小さな地上移
動局間の直接短距離リンク、又同様に光ファイバに関す
るディジタルリンクに対して行うことができる。

この形式の伝送においては、広帯域信号の受信に関する
主な問題は、受信機中に誘起される局部擬似信号列を受
信信号における擬似信号列と最初に同期化させることで
ある。伝統的には、搬送波周波数に接近しているある周
波数を有する発振器によって出される局部信号とへテロ
ダインすることにより、受信信号が中間周波に向って周
波数の変化を行う。局部信号は、受信信号に含まれる信
号列に等しいが、受信信号列に関するその位相は検索し
なければならない、局部で発生されている擬似信号列に
よって予め変調される。

受信信号列と局部信号列との間の同期化は、１９８２年
ニューヨークのＪｏｈｎ　Ｗｉｌｙ　＆　５ｏｎｓ社刊
行の、標題が「コヒーレントな広帯域システム」という
書物の中で、第９章、特にパラグラフ９．２．３の４１
１〜４１９頁にＪａｃｋ　Ｋ、ＨＯＬＭＥＳが述べてい
る位相ドリフト法によって行われる。

Ｊ、　Ｋ、　ＨＯＬＭＥＳは、受信信号と局部変調信号
の間の相関から生じる中間周波数の二重積分（又は期間
）段階を引用している。局部的に生じる信号列は、受信
信号における信号列に関して半ビットで歩進する増分（
つまり半チップ）だけ、受信信号を順次ずらせることに
より受信信号に加えられる。各シフトは、相関信号が濾
波され整流された後、第一の予め定めた期間にわたる相
関信号の積分を伴う。積分信号が予め定めたしきい値を
超える場合は、復調器は第一の期間の全倍数に通常等し
い、第二の所定の期間第二の積分を行い、この第二の積
分の終りにおいて積分信号を通常第一のしきい値に等し
い第二の電圧しきい値と比較する。積分信号が再び電圧
しきい値を超える場合は、信号列の同期化が得られてい
ると宣言する。

第−又は第二の積分の後しきい値が超えられていない場
合は、受信信号に関して復調器は再び半ビットずつ局部
信号列をずらせ、上記の二重積分サイクルを再開始する
。信号列同期化検索期間を通じて、クロック周波数を擬
似信号列発生器に供給する局部発振器の制御電圧は、ク
ロック周波数が平均の動作値に等しいような所定の値に
設定される。

しかし、連続する積分に伴う二つの判断が正しく解釈さ
れるためには、局部周波数を発生する発振器を受信搬送
波の正確な値に設定しなければならないことは言うまで
もない。一方では、信号は熱雑音に埋もれ、搬送波自身
は変調器での変調の間抑制されているが、他方搬送波の
値は数十ｋＨｚ以内で不確かで、実際上例えば伝送周波
数が数ＧＨｚより大きいときは約１００ｋＨｚ以内で不
確かである。この不確かさは特に周波数交差から生じる
。

更に、これらの不確かさにはドツプラ効果によって影響
されるものも加えなければならない。

従って、復調器においては受信信号によって行おれるデ
ータ処理が受信信号に関する二つの不確かさを前辺て除
去することを前提とすることが明かである。

・広がった信号列の位相１ ・搬送波周波数の値 現在自律受信機、すなわち付加伝送媒体か又は周波数を
ずらした信号を経由して純粋搬送波を間接に受信するこ
とのない受信機用の広帯域復調器においては、復調器は
搬送波周波数の不確かさの範囲を交互に連続して走査す
ることにより、搬送波の値を探し求める。

この走査は、搬送波周波数にご（近い局部周波数を引き
出す局部発振器に、鋸歯状波又は正弦波形の電圧を加え
ることによって得られる。走査周期は普通長く、代表的
には１秒の辺にあり、同期化検索に含まれる回路の応答
及び安定時間を考慮している。この当該回路は特にフィ
ルタ、検波器及び積分器を構成している。例えば前記の
二重積分法によって繰返し信号列の同期化をはかること
が、この周波数走査に重ねられる。同期化が得られるや
否や、すなわち積分が前向きの結果を生じたときは、局
部信号列のシフトは停止する。この既知のプロセスは遅
いという欠点があり、実際上信号列の同期化と搬送周波
数を得るために数十秒も要する。

（発明の目的） 本発明の主目的は、上記の従来プロセスよりもずっと速
い、独立受信機の広帯域信号列の同期化と搬送波周波数
に対する、同時検索プロセスを提、供することである。

特に、本発明を実施するプロセスは、搬送波周波数の不
確かさの範囲の走査に遅く連続的な走査を使用しないで
、個別的な周波数値を選ぶことだけによる迅速走査を使
用する。

（発明の要約） 従って、同期化とある搬送波周波数の検索プロセスは、
データ信号によるディジタル擬似信号列の位相変調で、
そのディジタル擬似信号列が上記搬送波を位相変調し、
長さがＬビットであるものから生じる復調すべき受信信
号を扱うものである。

前記搬送波の周波数に極く近い局部周波数を有する局部
信号は、受信信号中の信号列に等しい局部ディジタル擬
似信号列によって位相変調され、次いで上記受信信号と
混合されて中間周波数との混合信号となる。混合信号は
、予め定めた中間中心周波数を中心とし、所定の幅を持
っている濾波周波数帯域で濾波されて、フィルタ信号と
なる。

このプロセスは、濾波された信号を少くとも、所定の期
間積分して積分信号とし、局部周波数の所定の値及び受
信信号における信号列に関する局部信号列の所定のシフ
トに対する、少くとも一つの所定のしきい値とフィルタ
信号を比較することにある、積分−段階から成る。

本プロセスは本発明に従って、次の事項によって特徴づ
けられている。

・濾波帯域を含む広くある帯域に事実上等分に分散して
いる、第一の中間周波数に対応する局部周波数の第一の
所定の個別的値に対する、それぞれ連続する一連の積分
段階であって、各連続する段階はそれぞれ局部信号列の
連続する２Ｌ長の半ビット時間シフトに対応する、少く
とも２Ｌ積分段階であり、局部周波数の個別的な変動及
び局部信号列の半ビットシフトは、第一の見つかった中
間周波数において、また積分信号が上記所定のしきい値
を超えるや否や見つかる、見出された時間シフトにおい
て終息するもの。

・それに対して局部信号列は何も時間シフトを行わず、
その間局部周波数は、二つの第一の中間周波数間の差よ
り小さい第二の歩進増分からのそれぞれから差引かれ、
上記第一の検知周波数を中心とする、濾波帯域よりも広
い第二の周波数帯域に含まれる中間周波数に対応する、
第二のそれぞれ個別の値で推定される、所定の数の最終
積分段階であって、上記積分信号の終りにある最終段路
の各々が適合すると言われているしきい値を超えるもの
。及び、 ・最終の適合する段階にそれぞれ対応し、それによって
局部信号を前記平均の周波数で設定する、局部周波数の
平均周波数と比例して変化するパラメータの計算。

局部平均周波数は従って、数十ｋＨｚ変化し得る受信信
号の搬送波の周波数に事実上等しくなる。

本発明の別の特徴によれば、前記複数の連続する一連の
積分段階の後で、前記最終の積分段階の前に、このプロ
セスは、個別の上記局部周波数の変動により、また信号
列の時間シフトなしで前記濾波帯域の中心周波数に関し
て中間周波数を中心に置くことを含んでいる。

上記周波数のセンタリングは、 その平均が第一の検知周波数に事実上等しく、その差が
濾波帯域の幅より小さいような、第三及び第四の周波数
に関する二つの積分段階を継続して行うこと、及び 第一の検知周波数及び上記第三及び第四の周波数を含み
、前記しきい値を超す積分信号を生じた、平均周波数に
等しい第二の検知周波数により、第一の検知周波数を第
二の周波数帯域の中心周波数として置換すること、から
成る。

本発明を実施するプロセスを実行する、信号列の同期化
と搬送周波数の検索を行う装置は、所定の局部周波数で
信号を引出す手段、局部ディジタル擬似信号列を発生す
る手段、及び第一の相関器から成る。第一の相関器は、
局部信号列による局部周波数信号を位相変調して変調さ
れた信号を作る第一の変調手段、変調信号により受信さ
れた信号を位相変調して混合信号とする第二の変調手段
、濾波信号を積分して積分信号とする手段、及びこの積
分信号を少くとも所定のしきい値と比較する手段から成
る。この装置は更に、積分手段における積分期間及び発
生手段における局部信号列の時間シフトを、比較手段に
よって供給される比較信号の関数として変更する、制御
手段、及び特に局部周波数をその第一の所定の個別値と
第二の個別値に等しくさせることのできる、獲得手段に
おいて上記局部周波数を変更するための制御手段で制御
される手段、とから成る。

このような装置は、直接信号列復調器と呼ばれる一つの
復調器の中に含ませることができる。その上、この装置
は、上記の受信信号を受信し、半ビットの進み及び遅れ
によって局部信号から引出される二つの擬似信号列を、
前記制御手段の制ｉ卸のもとに、交互に受信する、第二
の相関器を含む。この第二の相関器は、周波数及び同期
化獲得位相の終了後、受信信号列と進み信号列との間、
及び受信信号列と遅れ信号列との間の各相関に対応する
、二つの相関信号を交互に生じる。第−及び第二の相関
器は、それぞれの制御手段によって制御される、可変利
得増幅器を含む。各増幅器は、第二の相関器によって生
じる二つの相関信号の和の関数として得られる利得を有
している。

（実施例） 事象を確定するため、信号列同期化及び搬送波周波数検
索装置１のこれ以降の説明は、提案する例として提供さ
れる数個の数値を伴う。この装置は以下に詳細に述べる
モデムの位相復調器に含ませることができる。

入力側では、本装置１は約１００ｋＨｚ以内に定められ
た搬送波周波数ＦＰ−７０ＭＨｚを有する、無線周波信
号ＲＦを受信する。実際に、信号ＲＦは送信変調器によ
って、例えば数ＧＨｚで転置される電波チャンネルを経
由して伝送される。復調器では、ＤＤ＝　１６にビット
／秒の低速を有するデータ・ディジタル信号は、変調さ
れたディジタル信号に擬似ディジタル信号列の流れを位
相変調する。この変調ディジタル信号はそれ自身がＦＰ
２７０ＭＨｚの高周波搬送波を約ＤＩ／２＝±７０ｋＨ
ｚの位相変調する。信号列は予め定めたＬ　＝　１２７
ビットの長さを持っており、データとは独立している。

全位相変調は２−又は４−状態変調、代表的には２−状
態形ＭＤＰ２としよう。実際には、搬送波を上記無線周
波信号ＲＦにＭＤＰ２又はＭＤＰ４変調する変調された
ディジタル信号に、データ信号及び信号列の流れがモジ
ューロ−２加算される。このような信号は、広帯域変調
の二つのカテゴリーの一つに基づいてくる変調である、
擬似信号列による直接変調の信号である。

第１図に基づくと、信号列同期化及び搬送波周波数検索
装置１は主として、信号列相関器２、発振器３０と関連
する局部擬似（擬似雑音）信号列発生器３、マイクロプ
ロセッサを組込んだコントローラ４、及び局部周波発振
器５がら成り立っている。

相関器２の第一の入力は、信号ＲＦを増幅し、帯域フィ
ルタで濾波する入力段６を経由して、無線周波信号ＲＦ
を受信する。第一の発振器５は搬送波周波数ＦＰに接近
した局部周波数ＦＬを持っており、ディジタル・ポテン
ショメータ５工を経てコントローラ４によって電圧制御
されている。局部周波数ＰＬの公称周波数は６９．５４
５ＭＨｚである。第二の発振器３０は、周波数２　ＦＳ
＝　８　ＭＨｚのクロック信号を半ビットシフト回路３
１に加える。回路３１は、周波数ＦＳのクロック信号を
信号列発生器３に供給する。

このとき、周波数ＦＳは一定で受信した擬似信号列ＳＱ
の速度、すなわちＦＳ＝　４　ＭＦ（ｚに等しいと仮定
している。回路３１内のシフトはコントローラ４で制御
され、受信した信号列に関して評価される。発生器３の
出力は、相関器２に含まれるリング変調器２１の第一人
力に加えられる局部擬似信号ＳＬを周期的に伝送する。

変調器２１の第二人力は、第一の発振器５によって生じ
る局部搬送周波数ＦＬにおける信号が、局部信号列ＳＬ
で位相変調されるように、この信号を受信する。

相関器２はまた第二のリング変調器２２を持っており、
その一つの入力は入力段６を経て遠方の送信変調器によ
って送信された無線周波信号ＲＦを受信し、その第二人
力は第一の変調器２１の出力に接続されている。リング
変調器２２は、その出力で、発振器５の周波数ＦＬによ
る搬送波ＦＰの周波数転換から生ずる、中間周波数ＦＩ
＝　ＦＰ　−ＦＬ　＝　４５５ｋＨｚを有する混合信号
ＳＭを得る。信号列の位相と搬送波周波数の両方に関し
て同期化が得られたとき、すなわち、復調器の恒久的動
作においては、信号ＳＭは、搬送波を変調する速さＤＤ
の情報しかもはや含まない。信号列が同期しているとき
、局部信号列によって制御されて、信号ＲＦの位相跳躍
によりＲＦを二回目にリング変調器２２が変調するとい
う事実により、擬似信号列は混合信号ＳＭ中に見えなく
なってしまっている。こうして相関器２はヘテロゲイン
検波器と等価となり、変調された局部信号と受信した信
号ＲＦとの間の相関が中間周波数において処理されるこ
とができるようにする。

リング変調器２２の出力には、相関器２の中で帯域通過
フィルタ２３、全波整流器２４、コントローラ４で制御
される積分器２５、及びその論理出力がコントローラ４
に接続される電圧比較器２６が直列に接続されている。

帯域通過フィルタ２３は、有用なデータ信号に対応する
周波数帯域をとり、従って受信した妨害の大抵を減らす
ために使用される。帯域通過フィルタ２３は、その通過
帯域が幅ＤＦＩＬ＝　６０ｋＨｚで予め定めた周波数Ｆ
Ｃを中心としている能動フィルタである。周波数ＦＣが
実際上一定で４５５ｋＨｚに等しいから、第一の発振器
５の局部周波数ＦＬは、中間周波数ＦＩ＝　ＦＰ−ＦＬ
が実際上ＤＩ＝　１４０ｋＨｚの不確かさ範囲を有する
帯域ＤＦＩＬの中心になるように、受信信号ＲＦの未知
の搬送周波数ＦＰの関数として調整しなければならない
。この場合、発生器３によって生じる信号列が信号ＲＦ
中の受信信号列ＳＱと同期化されるならば、フィルタ２
３から出て行く中間周波数ＦＩを有するフィルタを通っ
た信号ＳＦは適当に位相変調されて、搬送波を消去しＤ
Ｄの速さのデータ信号を見出すことができる。

整流器２４と積分器２５の目的は、清流器２４を出てゆ
くフィルタ信号ＳＦの包絡線、及びバス４１を経てコン
トローラ４で決る積分周期の間色絡線を積分することか
ら生じる、積分信号ＳＩを導くことである。積分信号Ｓ
■の振幅は、発生器３で生じる信号列ＳＬと信号ＲＦに
含まれる受信信号列との間の相関の量を定める。実際、
信号ＳＩの振幅増加は広帯域信号列が受信信号ＲＦに含
まれた状態で、発生器３が生じる広帯域信号列の同期化
の第一の現れである。電圧比較器２６では、積分器２５
から出てくる積分信号ＳＩの振幅が所定の電圧しきい値
ＳＥと比較される。Ｓｒ＞ＳＥのときは、比較器２６か
ら出て行く論理比較信号ＳＣは、代表的に“ｌ”の状態
から“Ｏ”の状態へ跳躍し、少くとも積分器２５におけ
る積分期間に関して、且つここに論じられている他の基
準を考慮しないで、信号列の同期化が得られたことを示
している。

コントローラ４は積分期間を変更するように積分器２５
にあるスイッチを働かせることによって積分器を制御し
、発生器３でＦＳ＝　４　ＭＨｚにおけるクロック信号
の引出しをほぼ停止するようにシフト回路３１を制御し
、このようにして受信信号列ＳＱに関して半ビットだけ
局部信号列ＳＬを「シフト」し、最後に発振器５のアナ
ログ制御電圧に対応するポテンショメータの滑り線のデ
ィジタル位置の値を供給することにより、ディジタル・
ボテンシ。

ヨメータ５１を制御する。コントローラからの異なる命
令が、バス４１を経由して伝送される。

受信した擬似信号列の位相及び搬送波周波数の値を検索
するプロセスを説明する前に、受信信号の列に関して、
局部周波数ＦＬの所定の値及び局部信号ＳＬの列の所定
のシフトに対する、信号列積分段階の手順を先ず思い出
してみよう。

代表的には１半ビットである予め定めた時間シフトに引
続き、帯域通過フィルタ２３から出て行く信号ＳＦが安
定化できるように、コントローラ４は４２μｓの待ち時
間を一杯に過ごす。この時間経過の間に、積分器２５内
の積分容量は、コントローラで制御されるＣＭＯ５のス
イッチで側路される。次いでコントローラ４は信号列の
周期にできるだけ近く、すなわち１２７ビットの信号列
長に対してＴＩ＝３２μｓ、第一の所定期間Ｔ１の間Ｃ
ＭＯＳスイッチを開く。従って積分器２５は濾波され、
整流された信号を積分し、第一のこの期間ＴＩの終りに
、コントローラ４は比較器２６の出力で論理信号ＳＣの
状態を読み取る。

ＳＥ＞　ＳＩの場合、すなわち信号ＳＣが好ましくない
状態“１”にある場合は、コントローラ４は積分器２５
をリセットし、局部信号列の更に半ビットの時間シフト
にある可能性のある、次に示す段階に移動する。

比較器２６の出力からの論理信号ＳＣが、好ましい状態
“Ｏ”にあるならば、コントローラ４は、最初の期間Ｔ
Ｉのに倍（Ｋは整数）に等しい期間Ｔ２、つまりＴ２＝
　Ｋ−Ｔｌ、の間、第二の積分を行う。ここで、Ｋは代
表的には１．０に等しく、Ｔ２＝３２０μｓに相当する
。積分信号ＳＩと、最初のしきい値ＳＥよりも大きい、
あるいはこの実施例によるＳＥに等しい第二のしきい値
との比較、したがって比較器２６の出力の新たな読みは
、コントローラ４に、試験された信号列の位相が受信信
号ＲＦの信号列の位相に半ビット以内で実質的に等しい
かどうかを最終決定させる。

期間Ｔｌの後にＳＣ＝″Ｏ”であり、期間Ｔ２＝　Ｋ−
Ｔｌの後にＳＣ＝　１であるとき、比較器２６の出力は
、期間Ｔ２の第二の積分に引続いて、好ましくない状態
“１”にある。この結果は、受信信号内の雑音ピーク又
は相関によって引き起こされた“偽警報”と解釈できる
。この試験された信号列の位相は不合格とされ、コント
ローラ４は次の段階に移行する。

逆に、比較器２６の出力が再び第二の積分に続いてＳＣ
＝“Ｏ”の状態にあるとき、信号列の同期化が得られた
と表わされる。これから先わかってくるように、粗い周
波数の走査が停止され、局部信号列の位相が維持され、
コントローラは、搬送波の値をもっと精密に定義する段
階に移動する。

前記の二重積分段階は、信号列の同期化及びそのプログ
ラムがコントローラ４に前辺て記憶されている搬送波の
値の検索によって、何回も繰返す基本の段階である。こ
のプログラムは本質的に、局部信号列及び受信信号列の
同期化の検索、及び受信搬送波の大まかな評価に関係し
、次いでフィルタの帯域ＤＦＩＬにおける局部周波数Ｆ
Ｌの大体の中心配置に、最後に受信搬送波の値の精密な
検索に関係する、三つの主段階から成る。第二の中間段
階は、コントローラ４のプログラムが本発明を実施する
プロセスのより簡単な実施例においては抑制されること
があるけれども、このプログラムに含まれることが好ま
しい。

装置１の電源が入るや否や、第一の段階がコントローラ
４によって行われる。発振器Ｓの局部周波数ＦＬは、こ
の場合１４０ｋＨｚに等しいと考えられる幅ＤＩを有し
、中間周波数ＦＩ＝４５５−７０＝３８５ｋ１１ｚに対
応する、搬送波周波数の不確かさの範囲の周波数下限に
設定されるが、この下限は理論的には６９５４５−　（
１４０／２）　＝６９４７５ｋＨｚである。第２図〜第
４図のグラフは中間周波数ＦＩに関係するものである。

但し局部周波数ＦＬは並進によって推論することができ
る。

第一の段階は範囲ＤＩで個別の周波数値による走査にあ
る。これらの個別値は逐次算術級数にグループ化され、
この級数ではある個別周波数値は、体表的にはＤＩ／Ｎ
ｌに等しい第一の周波数歩進増分Ｐｉ　＜　ＤＦＩＬの
加算又は減算によって、前回値から演繹される。ここで
Ｎｌは代表的には４に等しい、すなわち第２図に示すと
おり、ＰＩ　＝　３５ｋＨｚである。

逐次級数は２／２でインターレースされ交互に増加、減
小する級数である。第一の級数は従って逐次周波数Ｆｌ
、　Ｆ１＋Ｐｌ、　Ｆ１＋２（ＰＬ）、　Ｆｌ　＋３（
Ｐｉ）、及びＦ１＋４（ＰＬ）　＝Ｆｌ＋ＤＩから成る
。ここでＦ２＝Ｆ１＋ＤＩは不確かさの範囲ＤＩの周波
数上限である。それで第二の級数は逐次周波数Ｆ２−Ｐ
Ｉ／２．　Ｆ２−３・Ｐ１／２．　Ｆ２−５・Ｐ１／２
及びＦ２−７・ＰＩ／２から成る。

そこで走査は上記の第一級数につき、Ｆｌにおいて再開
始される。

ポテンショメータ５１の抵抗の個別の変動によって選ば
れる局部周波数ＦＬの各個別の値において、コントロー
ラ４は、局部信号列ＳＬにおける２Ｌ逐次半ビット時間
シフトに対応する多くとも２Ｌ積分段階を実行する。第
−又は第二の積分が適していない間は、各積分段階の終
りには、回路３１における更に半ビットのシフトに対応
して次の段階が伴う。２Ｌの逐次シフトがＳＣ＝”ｌ”
で適していなかったときは、コントローラ４は、上で定
義された信号列当り次に示す周波数歩進増分に移動する
。

（以下余白） 比較信号ＳＣが、期間Ｔ２の第二の積分後退している状
態“Ｏ”へ変化すると直ちに、信号列の半ビット時間シ
フトが止り、コントローラ４は広帯域擬似信号列の同期
化が得られたことを示す。コントローラ４は周波数ＦＬ
に関して見出された現在値、すなわち対応する中間周波
数ＦＴＩもつと精密に言えば実際にはポテンショメータ
５１の位置を記憶する。次いでコントローラ４はプログ
ラムの第二の段階に移行し、見出された時間シフトすな
わち局部信号列ＳＬの位相が維持される。

この第二の段階は、濾波帯域ＤＦｒＬ＝　６０ｋＨｚで
見出されたＦＴＩという周波数をほぼ「再び中心に持っ
てゆくＪことにある。これを行うために、コントローラ
４はディジタルポテンショメータ５１を、Ｐ２＜ＰＬ及
び２Ｐ２　＜ＤＦＩＬすなわち例えばＰ２二ＤＦＩＬ／
３〜２．Ｐ１／３〜２２ｋＨ２においてＦ３＝ＦＴ１−
Ｐ２及びＦ４＝ＦＴ１＋Ｐ２のような、中間周波数Ｆ３
及びＦ４に対応する、発振器５の二つの局部周波数ＦＬ
に順次位置させる（第３図参照）。基本的な積分段階は
周波数Ｆ３及びＦ４のそれぞれについて行われる。それ
ぞれの周波数Ｆ３及びＦ４による基本的積分段階の一つ
だけが適合二重積分を生じた場合、すなわち期間Ｔ２の
後ＳＩ＞ＳＥでＳＣ２“○”ならば、コントローラ４は
発振器５を、ＦＴＩと維持されている周波数Ｆ３又はＦ
４の平均、すなわちＦＴ２　＝ＦＴｌ±Ｐ２／２、つま
りＦＴ２　＝　（ＦＴ１＋Ｆ３）／２又はＦＴ２　＝　
（ＦＴ１＋　Ｆ４）／２に対応する局部周波数に設定す
る。ＦＴ２という第二の周波数は従って周波数ＦＴＩよ
りも、濾波帯域ＤＦＩＬの中心周波数ＦＣに近くなる。

この二つの基本的段階が適合する二重積分を生じる場合
は、第一の段階の終りに先立っている局部周波数がその
まま残り、ＦＴ２　＝ＦＴ１であり、周波数ＦＴＩは従
って中心周波数ＦＣに近くなる。

第三及び最終の段階は、ＦＴ２の値に関して受信搬送波
周波数の検索値を見出すことにある。この見つけ出しは
、値ＦＴ２の周りにあり、ＤＦＩＬよりも大きい幅ＤＦ
２を有する周波数範囲の、小さい歩進増分Ｐ３＜（ＰＩ
による個別的走査から生ずる。帯域ＤＦ２は、ＦＴ２が
事実上帯域ＤＦＩＬの中心部分にあり、ある幅を超えた
所では、雑音が受信信号ＲＦ中で支配的になる故、信号
列の同期化検証結果がはっきりと悪いことを演繹的に知
っている限り、広過ぎることはない。典型的な例として
、第４図を見れば幅ＤＦ２は、２・ＤＦＩＬ＝　１２０
ｋＨｚに等しい。

周波数ＦＴ２の周りの短周波数範囲ＤＦ３は、誤差を最
小にするために小さい歩進増分Ｐ３による個別的走査か
ら除外されることが好ましく、このことは帯域ＤＦ３内
での全同期化検証が期間Ｔ２の後適合する結果、ＳＣ２
”Ｏ”を確かに生じること、及び第三段階を短縮するた
めこの検証を行うことは従って価値がないと考えること
と同じである。

代表的には、ＤＦ３はＤＦＩＬ／２より短い、例えばＰ
２＝　２２ｋＨｚに等しい、またＰ３はほぼ１．７ｋＨ
ｚに等しい。このことは継続して行われたＮ２＝　（Ｄ
Ｆ２−　ＤＦ３）／Ｐ３　＝５８という基本積分段階に
対応する。例えばＦ５＝ＦＴ２−ＤＦ２／２からＦＴ２
−ＤＦ３／２まで、それからＦＴ２　＋ＤＦ３／２から
Ｆ６＝Ｆ１２　＋ＤＦ２／２までである。

第三段階の初めに、コントローラ４はカウンタのような
２個の内部レジスタをリセットする。それぞれの適合す
る基本積分段階において、これらレジスタの第一のもの
が、例えば周波数Ｆ５での段階のランクが１に等しく、
周波数Ｆ６＝ＦＴ２　＋ＤＦ２／２に対応する段階のラ
ンクがＮ２＋Ｎ３に等しいと仮定して、歩進増分Ｐ３の
ランクで歩進的に漸増される。ここでＮ３＝　ＤＦ３／
Ｐ３は、禁止されている帯域ＤＦ３における歩進増分Ｐ
３の数である。同時に、第二のレジスタは各適合基本積
分段階に応じて一単位だけ歩進される。

第三段階の終りに、Ｎ３個の基本段階終了後、受信搬送
波周波数ＦＰの値は、局部周波数値ＦＬＥであると推定
される。ＦＬＥは中心周波数ＦＣに非常に近く、コント
ローラ４によって計算される次に示す平均のランクＲＭ
によって選ばれる中間周波数ＦＩＥに対応するものであ
る。

ＲＭ＝Σ／δ ここでΣは適合する段階のランクの和、δ＝適合する段
階の数 である。すなわち、ＦＩＥ　＝Ｆ５＋　（Ｐ３・Σ）／
δコントローラ４は次にポテンショメータ５１を調節し
て局部周波数値ＦＬＥに合せる。

本発明を実施する本プロセスの利点は数多くあり、次の
ような事を示すことができる。

本発明を実施する同期化検索技術は、この検索に含まれ
る回路２２から２６までの応答と安定時間の問題を解決
する。発振器５の周波数ＦＬの各個別的変化に引続いて
、コントローラ４は信号列同期化検索を出発させる前に
、これらの回路の出力が静定するのに、数マイクロ秒し
か待つ必要がない。

更に、本発明を実施するプロセスは、シフト歩進増分だ
け離れている数点Ｆｌ、Ｆｌ　＋Ｐ１．・・・において
、搬送波周波数の不確かさの範囲ＤＩを探すだけという
点で、検索を加速する。妥当に拡がっている試験を、普
通はＦ１＋２・ＰＬ、　Ｆ１＋３・ＰＩ、　Ｆ２−３・
ＰＬ／２．　Ｆ２−５・Ｐ１／２のような３個か４個だ
けの隣接周波数値がフィルタ２３の帯域ＤＦＩＬに含ま
れる見込であるようなふうに行うことで十分である。

二つの最初の不確かさは、従って、同時に相補的に除か
れる。広帯域信号列が同期化できるのは受信搬送波周波
数の値のアプローチであり、装置１の回路での調節がこ
の搬送周波数に関して見出すことができるのは、信号列
同期化状態である。

同期化検索に参加する重要な構成部分はディジタル・ポ
テンショメータ５１であって、個別的な校正済の周波数
変化を発振器５に印加することができる。更にこれらの
変化は、コントローラ４のレジスタ中の、ランクと呼ば
れる数が各周波数歩進増分に対応するから、コントロー
ラ４によって完全に制御可能である。

本発明を実施するプロセスの信頼性は、発振器の周波数
について述べられたディジタル値、フィルタ２３の帯域
ＤＦＩＬの幅、周波数探索歩進増分Ｐ１〜Ｐ３、前記で
定義された異る周波数範囲ＤＩ、　ＤＦ２、及びＤＦ３
　、又はディジタル・ポテンショメータ５１の滑り線の
位置の数、には全く依存していないこともまた記憶すべ
きことである。上記ディジタル値は、提案する実施例に
従ってプロセスが仕上げられている、モデムの特性的特
徴である。

さて第５図を参照すれば、第１図と同じ回路が示されて
いるが、これらがモデムの復調器に含まれている。この
復調器は、既に述べた信号列相関器２及び別の進み／遅
れ相関器２ａによって入力で実現される、二つの並列チ
ャンネルから成る。第一の相関器２は「相関器Ｏ」と呼
ばれ、受信信号列ＳＱと局部信号ＳＬが同相にあるとき
、この相関器の局部信号列は何ら遅れを行わないことを
示している。他方第二の相関器２ａにおいては、受信信
号列ＳＱと相関をとった二つの局部信号列ＳＡとＳＲは
、相関器２における同位相局部信号列ＳＬに関して、従
ってＳＱが信号列ＳＬと同位相にあるとき、この受信信
号列ＳＱに関して、半ビットだけ進み又は遅れを受けて
いる。同期化に際し受信信号ＲＦの信号列ＳＱに関して
、三つの局部信号列ＳＬ、　ＳＡ及びＳＲは、それぞれ
同位相、半ビットだけ進み、半ビットだけ遅れているが
、擬似信号列発生器３の出力に直列に接続されている、
ＤフリップフロップＢＡ、　ＢＬ及びＢＨ３個の出力が
供給され、発振器３０から出てくる周波数２ＦＳの信号
でクロックが与えられる。

第二の相関器は、信号列ＳＡ及びＳＲを生じるフリップ
フロップＢＡ及びＢＲの出力の中−つを選択するための
、バス４１を経由するコントローラ４で制御されるスイ
ッチ２７を含む。信号列ＳＬを生じるフリップフロップ
ＢＬの出力は相関器２のリング変調器２１の第１の入力
に接続されている。

相関器２のように、相関器２ａは局部周波数発振器５の
出力に接続された第二の入力を有する第一のリング変調
器２１ａ　、復調器２１ａと入力段階６の各出力にそれ
ぞれ接続される入力を有する第二のリング変調器２２ａ
、のみならずフィルタ２３に同じ帯域通過フィルタ２３
ａ、全波整流器２４ａ、積分器２５ａ、及ヒＡＤ変換器
２６ａから成り、このフィルタ以下は直列に変調器２２
ａの出力に接続されている。コントローラ４は、積分器
２５ａでの積分期間及びバス４１の導線を経て変換器２
６ａでのサンプル読取りを制御する。

第二の相関器２ａは、前に詳記した本発明のプロセスに
従ってこの瞬間に同期が得られた後、これを維持するの
に使用される。同期化は相関器２ａと、ポテンショメー
タ５１を経て局部周波数発振器５に、及び周波数２ＦＳ
を有する他の発振器３ｏに加見られる主として順序との
間の、制御ループ番こよって維持される。実際において
は、発振器３０は、スイッチング回路３３、ＤＡ変換器
３４、フォロワー増幅器３５及び低域通過フィルタ３６
を経て電圧制御される発振器である。変換器３４及びフ
ィルり３６４よ、信号列同期化及び搬送波周波数の検索
の間は、コントローラ４による動作から外される。そう
するために、スイッチング回路３３の移動接点は、コン
トローラ４の制御のもとにある変換器３４のディジタル
入力に接続されている、スイッチング回路の第一の出力
接点に対して適用される。同期化の閉ループ制御におい
ては他の制御信号も生じることがある。例えばフィルタ
２３の出力に接続され、慣例的に適切に再波形整形され
たＤＤ−速度のデータ信号を伝送する、復調回路７その
ものの位相回路に含まれるフィルタによって出される信
号がある。

簡単に言うと、同期化の閉ループ制御プロセスは次のと
おりである。コントローラ４は交互にスイッチ２７を制
御し、その出力は信号列ＳＡ及びＳＲと相関がとられる
中間周波数信号ＦＩの、受信信号列ＳＱに関する変調器
２１ａの第一の入力に接続されている。それぞれ積分器
２５ａ中での約２ｍｓの二つの積分の後、変換器２６ａ
を出てゆく二つのディジタル「進み及び遅れ」電圧信号
ＶＡ及びＶＲはコントローラ４で差引される。第６Ａ図
及び第６Ｂ図に示すように、信号ＶＡ及びＶＲの振幅は
、受信信号列ＳＱに関して信号列ＳＡの進み、及び信号
列ＳＲの遅れの関数として可変であり、信号列ＳＡ及び
ＳＲが信号列ＳＱと同期しているときそれぞれ最大とな
る。第７図に示すとおりコントローラ４で計算された差
ＶＡ−ＶＲの関数として、厳密な同期化からのドリフト
をオフセットするために、特に発振器３０に対して補止
信号が引き出される。

二つの相関器２及び２ａは、図示していない増幅器と同
様可変利得の増幅器２８及び２８ａを伝統的に含んでお
り、後者の利得はコントローラ４で制御されている。増
幅器２８及び２８ａの目的は、復調回路７の入力におい
てだけでなく、積分器２５及び２５ａの出力においても
、最適の信号レベルを維持することである。特に、積分
器２５の出力における信号ＳＩは、同期化の時にのみし
きい値ＳＥを超えなければならない。従って最適信号レ
ベルは復調器における信号列の同期化の関数である。

先行技術によれば、増幅器２８及び２８ａの自動利得調
整信号（ＡＧＣ）は、積分器２５の出力での信号の関数
として引き出される。この事は濾波された信号の包絡線
を供給する整流器２４のような、振動数検出器を使用す
ることを必要とする。

先行技術の欠点は、利得が半ビットよりずっと少い範囲
内までの同期化に僅かだけ依存するというので無く、従
って同期化の閉ループ制御に依存するということである
。第６Ａ図及び第６Ｂ図に示すように、半ビットだけ早
いにしろ遅いにしろ、局部信号列ＳＬが事実上受信信号
列ＳＱとの同期から外れているときは、受信電力の情報
はひどく誤差があって電力ゼロを示し、それによって受
信増幅器２８及び２８ａの利得の増加を禁止的にする。

本発明によれば、コントローラ４はまた第８図に示すよ
うに電圧信号の和ＶＡ＋ＶＲを計算し、この和の関数と
して増幅器２８及び２８ａの利得を制御する。

第５図に説明する実施例によれば、増幅器２８及び２８
ａの利得は、スイッチング回路３３の可動接点が回路３
３の出力における第二の接点に対して適用されるとき、
同期化の維持の間コントローラ４によって制御される。

この第二の接点は、ＤＡ変換器２９４、フォロワー増幅
器２９５、及び低域通過フィルタ２９６から成る直列の
組合せ回路を経由して、増幅器２８及び２８ａの利得制
御用入力に接続されている。変換器３４又はフィルタ３
６は同期化維持の開発振器３０における制御電圧を維持
する。ただし、他の実施例によれば、この制御電圧は、
スイッチング回路３３を止めて変換器３４と２９４から
コントローラ４に直接接続することにより、コントロー
ラ４によって任意に変えることができる。

第８図の破線で示すように、信号ＲＦの受信信号列ＳＱ
に関して信号列Ｓ［、の位相を半ビットだけ多く、又は
少く変えることは信号ＶＡ＋ＶＲの振幅に影響を与えな
い。実際には、和の信号ＶＡ＋ＶＲとコントローラ４の
予め定めたしきい値との差は、増幅器２８と２８ａの利
得を直接決定する。この利得は従って、シフトの補正が
信号列の半ビットを多少なりとも超えない限りは、同期
化の閉ループ制御期間及び復調器の正常使用時の間は、
実際上一定である。

更に、比較器２６における比較しきい値ＳＥは従って、
同期取得期間の間で、変調器と復調器との間の同期がと
れてない時に、相関器２ａで測定可能な変調器と復調器
との間のリンク中の、雑音の関数として選択される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を実施するある信号列同期化並びに搬
送波検索装置の線図的ブロック図である。 第２図は、受信信号列及び局部信号列の同期化の検索、
及び受信した搬送波の周波数の概略的評価とに関係する
、本発明を実施するプロセスの第一の主段階を説明する
、周波数ダイアグラムである。 第３図は、復調器の帯域通過フィルタの濾波帯域に関す
る、局部周波数の大略のセンタリングに関係した、本発
明を実施するプロセスの第二の主段階を説明する周波数
ダイアグラムである。 第４図は、受信した搬送波周波数の値の精密な検索に関
係する、本発明を実施するプロセスの第三の主段階を説
明する周波数ダイアグラムである。 第５図は、二個の相関器から成る、本発明を実施する広
帯域復調器のブロック図である。 第６Ａ図と第６Ｂ図は、第５図の復調器に含まれている
第二の進み／遅れ相関器で積分された二つの信号の振幅
変動をそれぞれ示す、タイミング図である。 第７図は第６Ａ図と第６Ｂ図に示す、二つの信号間の差
を示すタイミング図である。 第８図は、第６Ａ図と第６Ｂ図に示す二つの信号の和の
タイミング図である。

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. （１）データ信号による擬似信号列の位相変調から生じ
   る受信信号を復調するために、同期化と搬送波周波数を
   検索するプロセスであって、上記擬似信号列が上記搬送
   波を位相変調しており、長さＬビットを有するものであ
   ると同時に、 このプロセスによって、上記搬送波の上記周波数に非常
   に近い局部周波数を有する局部信号が、上記受信信号の
   上記信号列に等しい局部ディジタル擬似信号列で位相変
   調され、次いで中間周波数を有する混合信号へと上記受
   信信号と混合され、この上記混合信号が予め定めた中間
   中心周波数を中心とし、濾波信号への予め定めた幅を有
   する濾波周波数帯域で濾波されるようなプロセスであり
   、また、 少くとも予め定めた期間積分した信号へと濾波した上記
   信号を積分すること、及び上記濾波した信号を、予め定
   めた上記局部周波数の値と上記受信信号の上記信号列に
   関して上記局部信号列の予め定めたシフトとに対する、
   予め定めた少くとも一つのしきい値と比較することにあ
   る積分段階を含むプロセスであって、以下の各項によっ
   て特徴づけられる方法； （ａ）広く上記帯域を含む帯域中に事実上均等に分布し
   ている第一の中間周波数に対応する、上記局部周波数の
   第一の予め定めた個別的な値に対する、各積分段階の複
   数の逐次に連なる段階。この各連なる段階はそれぞれ上
   記局部信号列の２Ｌの逐次半ビット時間シフトに対応す
   る、少くとも２Ｌの積分段階から成り、上記局部周波数
   の個別的変化及び上記信号列の半ビットシフトは、上記
   積分した信号が上記予め定めたしきい値を超えると直ち
   に、第一に見出された中間周波数と見出された時間シフ
   トにおいて終息すること、 （ｂ）上記局部信号列が何ら時間シフトを行わず、その
   間上記局部周波数がそれぞれ第二の個別的な値において
   推定されるような、予め定めた数の最後の積分段階；こ
   の第二の個別値は、二つの第一の中間周波数の間の差よ
   りも小さい第二の周波数歩進増分から互いに演繹され、
   上記第一の見出された周波数を中心とし、上記の濾波帯
   域よりも広い第二の周波数帯域に含まれる、中間周波数
   に対応する；その段階の終りに上記積分信号が上記しき
   い値を超える上記の各最終段階は適していると宣言され
   ること；及び、 （ｃ）それぞれ最終の適合する段階に対応し、それによ
   って上記平均の周波数で上記局部信号を設定する、上記
   局部周波数の平均周波数に対して比例して変化するパラ
   メータの計算。
2. （２）前記第一の中間周波数は、それぞれ同じ第一の歩
   進増分を有し、第一の歩進増分の半分のシフトにより２
   ／２にインタレースされる二つの算術級数を構成する請
   求項１に記載の方法。
3. （３）前記第一の中間周波数は前記濾波帯域の事実上２
   倍に等しい周波数帯域に含まれている、請求項２に記載
   の方法。
4. （４）前記複数の逐次に連る積分段階の後で、前記最終
   の積分段階の前に、前記局部周波数の個別的変化及び信
   号列時間シフトなしに前記濾波帯域の前記中心周波数に
   関して、上記中間周波数を中心にもってゆくことを含み
   、上記周波数中心化は、第三及び第四の周波数に対する
   二つの積分段階を逐次行い、その周波数の平均は事実上
   前記第一の見出された周波数に等しく、その差は上記濾
   波帯域の幅より小さいこと、及び 上記第三及び第四の周波数及び第一の見出された周波数
   を含み、上記しきい値を超える積分信号（ＳＩ）を生じ
   ている、周波数の平均に等しい第二の見出された周波数
   によって、上記第二の周波数帯域の中心周波数として、
   上記第一の見出された周波数を置換えることにあるよう
   な、請求項１に記載の方法。
5. （５）前記第一の見出された周波数と、第三及び第四の
   周波数との差が、二つの引続く中間周波数の間の差より
   も小さいような、請求項４に記載の方法。
6. （６）前記第二の周波数帯域が前記第一の見出された周
   波数を中心とする、短い周波数帯域を含まず、上記短い
   周波数帯域は前記濾波帯域の前記幅の半分より小さい幅
   を有している、請求項１に記載の方法。
7. （７）前記第二の周波数帯域の幅が前記濾波帯域の前記
   幅よりも大きく、事実上上記濾波帯域の上記幅の２倍に
   等しい、請求項１番こ記載の方法。
8. （８）データ信号によるディジタル擬似信号列の位相変
   調から生じる受信信号を復調する、位相復調器に含まれ
   、上記ディジタル擬似信号列は前記搬送波を位相変調し
   ており、予め定めた長さＬビットを有するような、信号
   列同期化並びに搬送波周波数検索装置であって、 この装置が上記搬送波の周波数に非常に近い、予め定め
   た局部周波数において信号を引出す手段、上記受信信号
   の上記信号列に等しい局部ディジタル擬似信号列を発生
   するための手段、及び第一の相関器から成る装置であり
   、 上記第一の相関器が、上記局部信号列によって上記局部
   周波数信号を変調信号に位相変調する第一の変調手段、
   上記変調された信号によって上記受信信号を中間周波数
   を有する混合信号に位相変調する第二の変調手段、上記
   混合信号を濾波帯域において濾波された信号に濾波する
   手段、上記濾波された信号を少くとも予め定めた積分期
   間の間積分された信号に積分する手段、及び上記積分さ
   れた信号を少くとも一つの予め定めたしきい値と比較し
   、それによって比較信号を供給する手段から成り、 上記装置が更に、上記積分手段で上記積分期間を、又上
   記比較信号の関数として上記発生手段における局部信号
   列時間シフトを、変更する制御手段、並びに上記局部周
   波数が第一の個別的値及び第二の個別的値に等しくなる
   ことができるようにする上記導出手段における、上記局
   部周波数を変更するための制御手段によって制御される
   手段とから成り、 上記局部周波数の上記第一の個別的値は、上記濾波帯域
   を含み広く帯域中に広く事実上均等に分布している上記
   混合信号中の、第一の中間周波数に対応しており、上記
   第一の局部周波数の個別的値は、それぞれ複数の逐次連
   る積算段階の間上記制御手段の制御下で、上記導出手段
   において導出を行っており、各一連の段階は上記信号列
   発生手段における上記局部信号列の２Ｌ逐次半ビット時
   間シフトに対応して、上記積分手段における少くとも２
   Ｌ個の積分段階を含んでおり、上記制御手段は上記局部
   周波数の個別的変化を停止させ、上記積分された信号に
   応答する上記局部信号列の半ビット・シフトは、上記予
   め定めたしきい値を超えており、 上記局部周波数の上記第二の個別的値は、二つの第一の
   中間周波数の間の差よりも小さい第二の周波数を歩進さ
   せる増分から互いに演繹され、且つ上記第一の見出され
   た周波数を中心とし、上記濾波帯域よりも広い第二の周
   波数帯域に含まれる、中間周波数に対応しており、 上記第二の局部周波数の個別値は、上記局部信号列が何
   ら時間シフトを行わない、最終の積分段階の間上記制御
   手段の制御のもとに、上記導出手段によって導出されて
   いる、 ような信号列同期化並びに搬送波周波数検索装置。
9. （９）前記変更手段が前記制御手段によって制御される
   ディジタル・ポテンショメータから成る、請求項８に記
   載の装置。
10. （１０）更に前記局部信号列に関して半ビットだけ進め
    又は遅れさせた擬似信号列を演繹するための、上記局部
    信号列発生手段に接続された手段、相関された前記受信
    信号用で、交互に前記制御手段の制御下にある第二の相
    関器を含み、二つの相関信号への上記進め及び遅れさせ
    た擬似信号列はそれぞれ、上記受信信号列と上記進み信
    号列との間の相関及び、上記受信信号列と上記遅れ信号
    列との間の相関に対応しており、 上記相関器が上記制御手段により制御されるそれぞれ可
    変利得の増幅器を含み、上記増幅器が上記第二の相関器
    からの上記の二つの相関信号の和の関数としてある利得
    を有しているような、請求項８に記載の装置。