JPH03250931A - 移動体通信の時間分割通信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は移動体通信における無線通信チャネルの時間分
割通信方法における変調信号でおる時間圧縮多重信号の
有する多重負荷利得の有効利用に間する。さらに臭体的
には、ある無線チャネルが与えられ、これを用いてサー
ビス・エリア内の多数の移動無線機のうちの１つが対向
する無線基地局と無線回線を設定して通信している最中
に、他の移動無線機か同一無線チャネルを用いて他の無
線基地局と通信を開始したとき、周波数の有効利用上あ
るいは電波伝搬特性上の理由で、それぞれ通信中の移動
無線機と、無線基地局との間の通信に悪影響を及ぼすこ
とを未然に除去すると同時に、送信出力の逓減による周
波数の有効利用性を向上する方法を提供せんとするもの
である。

［従来の技術コ 小ゾーン方式を適用した音声を用いる移動体通信におい
て、時分割時間圧縮多重信号を採用した方式は下記の文
献に記載されている。

文献１．伊藤“携帯電話の方式検討−時分割時間圧縮Ｆ
Ｍ変調方式の提案−″　信学会技報　ＲＣ３８９−１１
平成元年７月 文献２．伊藤”携帯電話の方式検討−時分割時間圧縮Ｆ
Ｍ変調方式の理論検討″　信学会技報ＲＣ３８９−３９
平成元年１０月 すなわち、文献１においては、送信信号（ベースバンド
信号）をあらかじめ定めた時間間隔単位に区切って記憶
回路に記憶し、これを読み出すときには記憶回路に記憶
する速度よりもｎ倍の高速により所定のタイム・スロッ
トで読み出し、このタイム・スロットによって収容され
た信号で搬送波を角度変調または振幅変調して、時間的
に断続して送受信するために移動無線機および無線基地
局に内蔵されている、それぞれ対向して交信する受信ミ
クサを有する無線受信回路と、送信ミクサを有する無線
送信回路と、無線受信回路の受信ミクサに印加するシン
セサイザと無線送信回路の送信ミクサに印加するシンセ
サイザとに対しスイッチ回路を設け、それぞれ印加する
シンセサイザの出力を断続させ、この断続状態を送受信
ともに同期し、かつ対向して通信する無線基地局にも上
記と同様の断続送受信を移動無線機のそれと同期させる
方法を用い、かつ受信側では前記所定のタイム・スロッ
トに収容されている信号のみを取り出すために、無線受
信回路を開閉して受信し、復調して得た信号を記憶回路
に記憶し、これを読み出すときにはこの記憶回路に記憶
する速度のｎ分の１の低速度で読み出すことにより、送
信されてきた原信号であるベースバンド信号の再生を可
能とするシステムを構築したシステム例が報告されてい
る。

また文献２には、上記のようなＴＣＭ（時分割時間圧縮
多重）−ＦＭ方式を小ゾーンに適用した場合に問題とな
る隣接チャネル干渉や、同一チャネル干渉の検討が行わ
れており、システム・パラメータを適切に選定すること
によりシステム実現の可能性が示されている。

また、音声信号を周波数変換し、周波数軸に重ならない
ようにして多重化した、いわゆる周波数分割多重信号の
有する多重負荷利得は、たとえば下記の文献３および４
に示されている。

文献３．Ｂ、Ｄ、　Ｈｏ１ｂｒｏｏｋ、　Ｊ、Ｔ、Ｄｉ
ｘｏｎ：　ＬｏａｄＲａｔｉｎｇ　Ｔｈｅｏｒｙ　ｆｏ
ｒ　Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ
ＢＳＴＪ、１Ｂ、　ＯＣｔ、、　１９３９文献４．　Ｃ
，Ｂ、Ｆｅｌｄｍａｎ他”Ｂａｎｄ　Ｗｉｄｔｈ　ａｎ
ｄＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ
”ＢＳＴＪ、　Ｊｕｌｙ　１９４９４９０〜５９５頁 第１３図は上記の文献３のＦｉｇ、　７より作成された
ものであり、また第１４図は上記の文献４の４９５頁よ
り引用したものであり、第１３図に示したものと実質的
に同じ多重負荷利得を１稈ることができることを示して
いる。

以下簡単に多重負荷利得の得られる理由と、無線の角度
変調への応用を説明する。

電話信号の流れている、おる動作中の通話路のレベルは
、人により、性により、加入者線の長さによっても異な
り、同一人が連続して話していても、八Ｂと語の間には
必ず間隔がある。また、先方か話している間は片方は話
さず１方向は何も信号か加わらない。交換接続中も話さ
ない。このため個々の信号レベルは多様であり、これの
合成信号も簡単に求められない。しかし、これを明らか
にすることが、ひずみ・漏話・準漏話・雑音等を満足さ
れる値に保った中継回線を作るために最も重要で、基本
となる問題である。そのため多くの人々によって研究さ
れてきた。

搬送波を抑圧したＦＤＭ方式（８３：５ｉｎｐｌｅ　５
ｉｄｅｂａｎｄを適用した方式〉のレベルはこのような
音声の合成で、各音声が同時に重なり合う確率はまれで
あり、通話路数Ｎが少ない間は大きく変動する各音声が
、合成信号に与える影響は直接的でおるが、多重数が増
加するに従って、個々の影響は直接的でなくなり、確率
的に平均化される。そのために、合成信号の尖頭値は通
話路数の増加に従って極めてゆっくり増加する。これを
、Ｂ、Ｄ、　ＨＯｂｒｏｏｋとＪ、Ｔ、　Ｄｉｘｏｎ（
上記の文献３）が米国の電話について統計的に求めた。

その結果によれば、多重信号の尖頭値と同じ尖頭値をも
つ制限波の電力の変化は、第１３図のようになる。多重
電話信号の尖頭値の増加がいかに少ないかを示すため、
個々の信号の尖頭電圧の和と比較すると、第１３図の多
重負荷利得のようになる。すなわち、たとえば９６０通
話路方式は６通話路を同時に最高負荷し、９５４通話路
の信号を負荷しなかったのと同じ尖頭電圧になる。

ＳＳ−ＦＭ方式では、合成信号の電圧の変動か周波数偏
移になるから、合成の尖頭周波数偏移をある値にしたと
き、多重通話路数Ｎが大きくなると、各通話信号が電圧
和するときに較べて、第１３図に示した多重負荷利得だ
け各通話路あたりの変調指数を大きくすることができ、
先頭周波数偏移を任意の値にした時に与えられるＳ／Ｎ
よりもそれだけ多く改善される。

［発明が解決しようとする課題］ 前記の文献１および２に示されたシステム構築例では、
無線基地局から多数の移動無線機あてに送信される時分
割時間圧縮多重信号の多重負荷利得の存在について開示
されておらず、この多重負荷利得を活用していない。

したがって、もし、この多重負荷利得に関する解析がな
されていたならば、システム設計において得られるであ
ろう多くの利点、すなわち、周波数変調の深さを増加す
ることにより可能となる送信出力レベルの逓減や、ＴＣ
Ｍ信号を増幅するための増幅器の設計の容易さ、動作レ
ベル設定節回の拡大による経済的増幅器の実現、あるい
はミキサ、抵抗、コンデンサの定格条件の緩和による経
済化などの利点を具体的に実現することができないとい
う解決されるべき課題かあった。

文献３および４に開示されたものは、音声信号を周波数
変換し、周波数軸上において重ならないように多重化し
た、いわゆる周波数分割多重信号における多重負荷利得
について明らかにしたものでおり、時分割時間圧縮多重
（ＴＣＭ）信号に適用できるものではなく、多重負荷利
得の存在も不明であり、ＴＣＭ信号においても多重負荷
利得の存在が明らかにされたならば、システム設計にお
いて得られるであろう多くの利点（前記文献１および２
の場合に同じ）を具体的に実現することができないとい
う解決されるべき課題がおった。

さらに場所的に異なる２つの無線基地局における移動無
線機との通信において、同一の無線チャネルを使用する
ための条件についても具体的な設計上のパラメータを決
定する際に、有効な情報は与えられていないという解決
されるべき課題があった。

［課題を解決するための手段］ ＴＣＭ（時分割時間圧縮多重）信号の多重数（通話路数
）、１フレームの時間長、原信号の有する最高周波数を
パラメータにとり、ＴＣＭ信号の有する多重負荷利得を
標本化定理を用いて、ＦＤＭ＜周波数分割多重信号）に
おける多重負荷利得との関係において明確に導出し、こ
れを実用化可能なものとした。さらに、多重負荷利得を
角度変調の変調偏移の増大に使用するようにした。

［作用］ ＴＣＭ信号においても多重負荷利得が存在することが明
らかとなったことから、システムの各種の設計パラメー
タを用いて多重負荷利得を具体的に算出できるようにな
り、干渉妨害等を許容１直以内に保ちつつ、ＦＭ　（Ｐ
Ｍ）変調の変調度を深めることにより、送信出力の逓減
を可能とした。したがって、増幅器の設計か容易となり
、また、ミクサ、抵抗、コンデンサ等受動回路の定格値
を下げることができ、経済的なシステムの構築か可能と
なった。

さらに上記の多重負荷利得を角度変調の変調偏移の増大
に使用し、場所的に異なる２つの無線基地局と交信する
各移動無線機との通信において、同一の無線チャネルを
使用するための条件についても設計上有効な具体的パラ
メータを提供した。

［実施例］ 第１Ａ図、第１Ｂ図および第１Ｃ図は、本発明の一実施
例を説明するためのシステム構成を示している。

第１Ａ図において、１０は一般の電話網であり、２０は
電話網１０と無線システムとを交換接続するだめの関門
交換機である。３０は無線基地局であり関門交換機２０
とのインタフェイス、信号の速度変換を行う回路、タイ
ム・スロットの割当てや選択をする回路、制御部などが
あり、無線回線の設定や解除を行うほか、移動無線機１
００（１００−１〜１００−ｎ＞と無線信号の授受を行
う無線送受信回路を有している。

ここで、関門交換機２０と無線基地局３０との間には、
通話チャネルＣＨ１〜ＣＨｎの各通話信号と制御用の信
号を含む通信信号２２−１〜２２−ｎを伝送する伝送線
がある。

第１Ｂ図には、無線基地局３０との間で交信をする、移
動無線機１００の回路構成が示されている。アンテナ部
に受けた制御信号や通話信号などの受信信号は受信ミク
サ１３６と受信部１３７を含む無線受信回路１３５に入
り、その出力である通信信号は、速度復元回路１３８と
、制御部１４０とクロック再生器１４１に入力される。

クロック再生器１４１では、受信した信号の中からクロ
ックを再生してそれを速度復元回路１３８と制御部１４
０とタイミング発生器１４２に印加している。

速度復元回路１３８では、受信信号中の圧縮されて区切
られた通信信号の速度（アナログ信号の場合はピッチ）
を復元して連続した信号として電話機部１０１および制
御部１４０に入力している。

電話機部１０１から出力される通信信号は、速度変換回
路１３１で通信信号を所定の時間間隔で区切って、その
速度（アナログ信号の場合はピッチ〉を高速（圧縮〉に
して、送信ミクサ１３３と送信部１３４とを含む無線送
信回路１３２に印加される。

送信部１３４に含まれた変調器の出力は送信ミクサ１３
３において、所定の無線周波数に変換され、アンテナ部
から送出されて、無線基地局３０によって受信される。

移動無線機１００より、使用を許可されたタイム・スロ
ットを用いて無線基地局３０宛に無線信号を送出するに
は、第１Ｂ図に示すタイミング発生器１４２からのタイ
ミング情報が、制御部１４０を介して得られている事が
必要である。

このタイミング発生器１４２では、クロック再生器１４
１からのクロックと制御部１４０からの制御信号により
、送受信断続制御器１２３．速度変換回路１３１ヤ速度
復元回路１３８に必要なタイミングを供給している。

この移動無線機１００には、ざらにシンセサイザ１２１
−１および１２１−２と、切替スイッチ１２２−１，１
２２−２と、切替スイッチ１２２−１．１２２−２をそ
れぞれ切替えるための信号を発生する送受信断続制御器
１２３およびタイミング発生器１４２が含まれており、
シンセサイザ１２１−１，１２１−２と送受信断続制御
器１２３とタイミング発生器１４２とは制御部１４０に
よって制御されている。各シンセサイザ１２１−１．１
２１−２には、基準水晶発振器１２０から基準周波数が
供給されている。

第１Ｃ図には無線基地局３０が示されている。

開門交換機２０との間のｎチャネルの通信信号２２−１
〜２２−ｎは伝送路でインタフェイスをなす信号処理部
３１に接続される。

さて、関門交換機２０から送られてきた通信信号２２−
１〜２２−ｎは、無線基地局３０の信号処理部３１へ入
力される。信号処理部３１では伝送損失を補償するため
の増幅器か具備されているほか、いわゆる２線−４線変
換がなされる。すなわち入力信号と出力信号の混合分離
か行われ、関門交換機２０からの入力信号は、信号速度
変換回路群５１へ送られる。また信号速度復元回路群３
８からの出力信号は、信号処理部３１て入力信号と同一
の伝送路を用いて関門交換機２０へ送信される。上記の
うち関門交換１２０からの入力信号は多くの信号速度変
換回路５１−１〜５１−ｎを含む信号速度変換回路群５
１へ入力され、所定の時間間隔で区切って速度（ピッチ
）変換を受ける。

また無線基地局３０より関門交換機２０へ伝送される信
号は、無線受信回路３５の出力か、信号選択回路群３９
を介して、信号速度復元回路群３８へ入力され、速度（
ピッチ）変換されて信号処理部３１へ入力される。

さて、無線受信回路３５の制御または通話信号の出力は
タイム・スロット別に信号を選択する信号選択回路３９
−１〜３９−ｎを含む信号選択回路群３９へ入力され、
ここで各通話チャネルＣＨ１〜ＣＨｎに対応して通話信
号か分離される。この出力は各チャネルごとに設けられ
た信号速度復元回路３８−１〜３８−ｎを含む信号速度
復元回路群３８で、信号速度（ピッチ）の復元を受けた
後、信号処理部３１へ入力され、４線−２線変換を受け
た後この出力は関門交換１１２０へ通信信号２２−１〜
２２−自として送出される。

つぎに信号速度変換回路群５１の機能を説明する。

一定の時間長に区切った音声信号や制御信号等の入力信
号を記憶回路で記憶させ、これを読み出すときに速度を
変えて、たとえば記憶する場合のたとえば１５倍の高速
で読み出すことにより、信号の時間長を圧縮することが
可能となる。信号速度変換回路群５１の原理は、テープ
・レコーダにより録音した音声を高速で再生する場合と
同じでアリ、実際ニハ、たとえば、ＣＣＤ　（Ｃｈａｒ
ｇｅＣｏｕｐｌｅｄ　Ｄｅｖｉｃｅ　）　、　３３［）
　（Ｂｕｃｋｅｔ　１３ｒｉｇａｄｅＤｅｖｉｃｅ　）
が使用可能でめり、テレビジョン受信機や会話の時間軸
を圧縮あるいは伸長するテープ・レコーダに用いられて
いるメモリを用いることができる（参考文献：小板　他
　“会話の時間軸を圧縮／伸長するテープ・レコーダ゛
　日経エレクトロニクス　１９７６年７月２６日　９２
〜１３３頁）。

信号速度変換回路群５１で例示したＣＣＤヤＢＢＤを用
いた回路は、上記文献に記載されているごとく、そのま
ま信号速度復元回路群３Ｂにも使用可能で、この場合に
は、クロック発生器４１からのクロックと制御部４０か
らの１ｙ１１１１１信号によりタイミングを発生するタ
イミング発生器４２からのタイミング信号を受けて、書
き込み速度よりも読み出し速度を低速にすることにより
実現できる。

閘門交換機２０から信号処理部３１を経由して出力され
た制御または音声信号は信号速度変換回路群５１に入力
され、速度（ピッチ〉変換の処理が行われたのちにタイ
ム・スロット別に信号を割当てる信号割当回路群５２に
印加される。この信号割当回路群５２はバッファ・メモ
リ回路であり、信号速度変換回路群５１から出力された
１区切り分の高速信号をメモリし、制御部４０の指示に
より与えられるタイミング発生回路４２からのタイミン
グ情報で、バッファ・メモリ内の信号を読み出し、無線
送信回路３２へ送信する。この結果、通信信号はチャネ
ル対応でみた場合には、時系列的にオーバラップなく直
列に並べられており、後述する制御信号または通話信号
が全実装される場合には、あたかも連続信号波のように
なる。

この圧縮した信号の様子を第２Ａ図および第２Ｂ図に示
し説明する。

信号速度変換回路群５１の出力信号は信号割当回路群５
２に入力され、あらかじめ定められた順序でタイム・ス
ロットが与えられる。第２Ａ図（ａ）のＳＤｌ、　５Ｄ
２−、ＳＤｎは速度変換された通信信号が、それぞれタ
イム・スロット別に割当てられていることを示している
。

ここで、１つのタイム・スロットの中は図示のごとく同
期信号と制御信号または通話信号か収容されている。通
話信号か実装されていない場合は、同期信号だけで通話
信号の部分は空スロツト信号が加えられる。このように
して、第２Ａ図（ａ＞に示すように、無線送信回路３２
においては、タイム・スロットＳＤ１〜ＳＤｎで１フレ
ームをなす信号が変調回路に加えられる事になる。

送信されるべく時系列化された多重信号は、無線送信回
路３２において、角度変調されたのちに、アンテナ部よ
り空間へ送出される。

電話の発着呼時において通話に先行して無線基地局３０
と移動無線機１００との間で行われる制御信号の伝送に
ついては、電話信号の帯域内または帯域外のいづれを使
用する場合も可能でおる。

第３Ａ図はこれらの周波数関係を示す。すなわち、同図
（ａ）においては帯域外信号の例であり、図のごとく、
低周波側（２５０Ｈｚ）や高周波側（３８５０Ｈｚ＞を
使用することができる。この信号は、たとえば通話中に
制御信号を送りたい場合に使用される。

第３Ａ図（ｂ）においては、帯域内信号の例を示してお
り、発着呼時において使用される。

上記の例はいづれもトーン信号の場合であったが、トー
ン信号数を増したり、トーンに変調を加え副搬送波信号
とすることで多種類の信号を高速で伝送することが可能
となる。

以上はアナログ信号の場合であったが、制御信号として
ディジタル・データ信号を用いた場合には、音声信号も
ディジタル符号化して、両者を時分割多重化して伝送す
ることも可能であり、この場合の回路構成を第３Ｃ図に
示す。第３Ｃ図は、音声信号をディジタル符号化回路９
１でディジタル化し、それとデータ信号とを多重変換回
路９２で多重変換し、無線送信回路３２に含まれた変調
回路に印加する場合の一例である。ただし、ディジタル
・データ信号においては、後述するアナログ信号多重時
の多重負荷利得は通常存在しないから、システム設計に
はこの点の留意が必要である。

そして対向する受信機で受信し復調回路において第３Ｃ
図で示したのと逆の操作を行えば、音声信号と制御信号
とを別々にとり出すことが可能である。

一方移動無線機１００から送られてきた信号は、無線基
地局３０のアンテナ部で受信され、無線受信回路３５へ
入力される。第２Ａ図（ｂ）は、この上りの入力信号を
模式的に示したものである。

すなわち、タイム・スロットＳＵ１．ＳＵ２．・・・Ｓ
Ｕｎは、移動無線ｖａ１００−１．１００−２゜・・・
、１００−ｎからの無線基地局３０宛の送信信号を示す
。また各タイム・スロット５ｔＪ１．ＳＵ２、・・・、
ｓｕｎの内容を詳細に示すと、第２Ａ図（ｂ）の左下方
に示す通り同期信号および制卸信号またはくおよび）通
話信号より成り立っている。

ただし、無線基地局３０と移動無線機１００との間の距
離の小さい場合や信号速度によっては、同期信号を省略
することが可能である。さらに、上記の上り無線信号の
無線搬送波のタイム・スロット内での波形を模式的に示
すと、第２Ｂ図（Ｃ）のごとくなる。

さて、無線基地局３０へ到来した入力信号のうち制御信
号については、無線受信回路３５から直ちに制御部４０
へ加えられる。ただし、速度変換率の大きざによっては
、通話信号を同様の処理を行った後に信号速度復元回路
群３８の出力から制御部４０へ加えることも可能である
。また通話信号については、信号選択回路群３９へ印加
される。

信号選択回路群３９には、制御部４０からの制御信号の
指示により、所定のタイミングを発生するタイミング発
生回路４２からのタイミング信号か印加され、各タイム
・スロット５Ｌ１１〜Ｓｕｎごとに同期信号、制御信号
または通話信号が分離出力される。これらの各信号は、
信号速度復元回路群３８へ入力される。この回路は送信
側の移動無線機１００における速度変換回路１３１（第
１Ｂ図）の逆変換を行う機能を有しており、これによっ
て原信号が忠実に再生され関門交換機２０宛に送信され
ることになる。

以下本発明における信号空間を伝送される場合の態様を
所要伝送帯域や、これと隣接した無線チャネルとの関係
を用いて説明する。

第１Ｃ図に示すように、制御部４０からの制御信号は信
号割当回路群５２の出力と平行して無線送信回路３２へ
加えられる。ただし、速度変換率の大きさによっては通
話信号と同様の処理を行った後、信号割当回路群５２の
出力から無線送信回路３２へ加えることも可能である。

つぎに移動無線機１００においても、第１Ｂ図に示すご
とく無線基地局３０の機能のうち通話路を１チヤネルと
した場合に必要とされる回路構成となっている。

原信号たとえば音声信号（０，３に８２〜３．０ＫＨ２
）が信号速度変換回路群５１（第１Ｃ図）を通った場合
の出力側の周波数分布を示すと第３Ｂ図に示すごとくに
なる。すなわち前述のように音声信号が１５倍に変換さ
れるならば、信号の周波数分布は第３Ｂ図のこと＜　４
．５ＫＨｚ　〜４５ＫＨ２に拡大されていることになる
。ここでは信号の周波数分布が拡大されているが、波形
の形態は単に周波数軸を引き延ばされただけであり、波
形そのものは変化がないことに留意する必要がある。こ
れは多重負荷利得の値を求める時に必要となる。さて、
第３Ｂ図においては、制御信号は音声信号の上側周波数
帯域を用いて同時伝送されている場合を示している。こ
の信号のうち制御信号（０，２〜４．０ＫＨｚ　＞およ
び通話信号ＣＨ１（４，５〜４５ＫＨ２でＳＤＩとして
表されている）がタイム・スロット、たとえばＳＤＩに
収容されているとする。

他のタイム・スロットＳＤ２〜ＳＤｎに収容されている
音声信号も同様である。

すなわち、タイム・スロットＳＤｉ　　（ｉ＝２゜３、
・、ｎ＞には制御部＠（ｏ、２〜ａ、ｏＫＨｚ　＞と通
信信号ＣＨｉ（４，５〜４５ＫＨ２）が収容されている
。ただし、各タイム・スロット内の信号は時系列的に並
べられており、−度に複数のタイム・スロット内の信号
が同時に無線送信回路３２に加えられることはない。

これらの通話信号が制御信号とともに無線送信回路３２
に含まれた角度変調部に加えられると、所要の伝送帯域
として、すくなくとも ｆｏ±４５ＫＨｚ を必要とする。ただし、ｆＣは無線搬送波周波数である
。ここでシステムに与えられた無線チャネルが複数個あ
る場合には、これらの周波数間隔の制限から信号速度変
換回路群５１による信号の高速化は、ある値に限定され
ることになる。複数個の無線チャネルの周波数間隔をｆ
、。。とじ、上）小の音声信号の高速化による最高信号
速度をｆＨとすると両者の間には、つぎの不等式が成立
する必要がある。

ｆ　　　＞　２　ｆ　Ｈ 「ｅｐ 一方、ディジタル信号では、音声は通常６４ｋｂ／Ｓ程
度の速度でディジタル化されているからアナログ信号の
場合を説明した第３Ｂ図の横軸の目盛を１桁程度引上げ
て読む必要があるが、上式の関係はこの場合にも成立す
る。

また、移動無線機１００より無線基地局３０へ入来した
制御信号は、無線受信回路３５へ入力されるが、その出
力の一部は制御部４０へ入力され、他は信号選択回路群
３９を介して信号速度復元回路群３８へ送られる。そし
て後者の制御信号は送信時と全く逆の速度変換（低速信
号への変換）を受けた後、一般の電話網１０に使用され
ているのと同様の信号速度となり信号処理部３１を介し
て関門交換機２０へ送られる。

つぎに、本発明によるシステムの発着呼動作に関し、音
声信号の場合を例にとって説明する。

（１〉移動無線機１００からの発呼 第４Ａ図および第４Ｂ図に示すフローチャートを用いて
説明する。

移動無線機１００の電源をオンした状態にすると、第１
Ｂ図の無線受信回路１３５では、下り（無線基地局３０
→移動無線ｌ１１００）無線チャネル（チャネルＣＨ１
とする）に含まれている制御信号の捕捉を開始する。も
しシステムに複数の無線チャネルが与えられている場合
には、ｊ〉　最大の受信入力電界を示す無線チャネルｊ
ｉ）　　無線チャネルに含まれている制御信号により指
示される無線チャネル ｉｉｉ　）　　無線チャネル内のタイム・スロットのう
ち空タイム・スロットのあるチャネル など、それぞれシステムに定められている手順にしたが
い無線チャネル（以下チャネルＣＨ１とする）の受信状
態にはいる。これは第２Ａ図（ａ）に示されているタイ
ム・スロットＳＤｉ内の同期信号を捕捉することにより
可能である。制御部１４０では、シンセサイザ１２１−
１に無線チャネルＣＨ１の受信を可能とする局発周波数
を発生させるように制御信号を送出し、また、スイッチ
１２２−１もシンセサイザ１２１−１側に倒し固定した
状態にある。

そこで、電話機部１０１の受信機をオフ・フック（発呼
開始）すると（３２０１、第４Ａ図）、第１Ｂ図のシン
セサイザ１２１−２は、無線チトネルＣＨ１の送信を可
能とする局発周波数を発生させるような制御信号を制御
部１４０から受ける。

またスイッチ１２２−２もシンセサイザ１２１−２側に
倒し、固定した状態になる。つぎに無線チャネルＣＨＩ
を用い電話機部１０１から出力された発呼用制御信号を
送出する。この制御信号は、第３Ａ図（ｂ）に示される
周波数帯により、これを、たとえばタイム・スロットＳ
ｕｎを用いて送信される。

この制御信号の送出はタイム・スロットＳｕｎだけに限
定され、バースト的に送られ他の時間帯には信号は送出
されないから他の通信に悪影響を及ぼすことはない。た
だし、制御信号の速度が比較的低速であったり、あるい
は信号の情報量が大きく、１つのタイム・スロット内に
収容不可能な場合には、１フレーム後またはざらに、次
のフレームの同一タイム・スロットを使用して送信され
る。

タイム・スロットＳｕｎを捕捉するには具体的にはつぎ
の方法を用いる。無線基地局３０から送信されている制
御信号には、第２Ａ図（ａ）に示す通り、同期信号とそ
れに続く制御信号が含まれており移動無線機１００はこ
れを受信することにより、フレーム同期が可能になる。

さらにこの制御信号には、現在使用中のタイム・スロッ
ト、未使用のタイム・スロット（空タイム・スロット表
示）などの制御情報が含まれている。システムによって
は、タイム・スロットＳＤｉ　（ｉ＝１．２゜・・・、
ｎ）が他の通信によって使用されているときには、同期
信号と通話信号しか含まれていない場合もあるが、この
ような場合でも未使用のタイム・スロットには通常同期
信号と制御信号が含まれており、この制御信号を受信す
ることにより、移動無線機１００かどのタイム・スロッ
トを使用して発呼信号を送出すべきかを知ることができ
る。

なお、すべてのタイム・スロットが使用中の場合には、
この無線チャネルでの発呼は不可能であり、別の無線チ
ャネルを掃引して探索する必要かある。

また別のシステムでは、どのタイム・スロット内にも空
スロツト表示がなされていない場合があり、このときは
、それに続く音声多重信号ＳＤ１゜ＳＤ２．・・・、Ｓ
Ｄｎの有無を次々に検索し、空タイム・スロットを確認
する必要がある。

さて本論にもどり無線基地局３０から、以上のいづれか
の方法により送られてきた制御情報を受信した移動無線
機１００では、自己がどのタイム・スロットで発呼用制
御信号を送出すべきか、その送信タイミングを含めて判
断することができる。

そこで上り信号用のタイム・スロットＳｕｎが空スロッ
トと仮定すると、この空タイム・スロットを使用するこ
とにし、発呼用制御信号を送出して無線基地局３０から
の応答信号から必要なタイミングをとり出して、バース
ト状の制御信号を送出することができる。

もし、他の移動無線機から同一時刻に発呼があれば呼の
衝突のため発呼信号は良好に無線基地局３０へ伝送され
ず再び最初から動作を再開する必要を生ずるが、この確
率はシステムとしてみた場合には、十分に小さい値にお
さえられている。もし呼の衝突をさらに低下させるには
、つぎの方法がとられる。それは移動無線機１００が発
呼可能な空タイム・スロットをみつけたとして、そのタ
イム・スロットを全部使用するのではなく、ある移動無
線機には前半部、ある移動無線機には後半部のみを使用
させる方法である。すなわち発呼信号として、タイム・
スロットの使用部分を何種類かに分け、これを用いて多
数の移動無線機を群別し、その各群に、それぞれその１
つのタイム・スロット内の時間帯を与える方法である。

別の方法は、制御信号の有する周波数を多種類作成し、
これを多数の移動無線機を群別し、その各群に与える方
法である。この方法によれば周波数の異なる制御信号が
同一のタイム・スロットを用いて同時に送信されても無
線基地局３０て干渉を生じることはない。以上の２つの
方法を別々に用いてもよいし、併用すれば効果は相乗的
に上胃する。

さて移動無線機１００からの発呼用制御信号が良好に無
線基地局３０で受信され移動無線機１００のＩＤ（識別
番号）を検出したとすると（３２０２）、制御部４０で
は、現在空いているタイム・スロットを検索する。移動
無線ｌｌ１１００に与えるタイム・スロットはＳｕｎで
もよいが、念のために検索を実行する。それは移動無線
機１００のほかに、他の移動無線機からの同時発呼に対
応するためヤ、サービス種類やサービス区分に適したタ
イム・スロットを与えるためでもある。

この結果、たとえばタイム・スロットＳＤ１が空いてい
るとすると、移動無線機１００に対し前記無線チャネル
ＣＨ１のタイム・スロットＳＤ１を用い下り制卸信号に
よりタイム・スロット上り（移動無線ｌ１１００→無線
基地局３０）ＳＬＪｌ。

およびこれに対応する下り（無線基地局３０→移動無線
機１００）ＳＤｌを使用するように指示する（３２０３
）。これに応じて移動無線機１００では、指示されたタ
イム・スロットＳＤ１で受信可能な状態へ移行するとと
もに下りのタイム・スロットＳＤ１に対応する上り無線
チャネル用のタイム・スロットであるＳＵｌ　（第２Ａ
図（ｂ）参照）を選択する。このとき移動無線機１００
の制御部１４０においては、送受信断続側−器１２３を
動作させ、スイッチ１２２−１６よび１２２−２を動作
開始させる（８２０４＞。それと同時にスロット切替完
了報告を上りタイム・スロットＳＵ１を用いて無線基地
局３０に送出しく３２０５）、ダイヤル・トーンを待つ
（Ｓ２０６＞。

この上り無線信号の無線搬送波のタイム・スロットＳＵ
Ｉの状態を模式的に示すと第２Ｂ図（Ｃ）のごとくなる
。無線基地局３０には、タイム・スロット５ｔＪ１のほ
かに、他の移動無線機１００からの上り信号としてＳＵ
３やＳｕｎか１フレームの中に含まれて送られてきてい
る。

スロット切替完了報告を受信した無線基地局３０では（
３２０７＞、発呼信号を関門交換機２０に対し送出しく
３２０８＞、これを受けた関門交換機２０では移動無線
機１００のＩＤを検出し、関門交換１１２０に含まれた
スイッチ群のうちの必要なスイッチをオンにして（５２
０９＞、ダイヤル・トーンを送出する（Ｓ２１０、第４
Ｂ図）。

このダイヤル・トーンは、無線基地局３０により転送さ
れ（Ｓ２１１＞、移動無線機１００では、通話路が設定
されたことを確認する（３２１２＞。

この状態に移行したとき移動無線機１００の電話機部１
０１の受話器からダイヤル・トーンか聞えるので、ダイ
ヤル信号の送出を始める。このダイヤル信号は速度変換
回路１３１により速度変換され送信部１３４および送信
ミクサ１３３を含む無線送信回路１３２より上りタイム
・スロットＳＵ１を用いて送出される（Ｓ２１３＞。か
くして、送信されたダイヤル信号は無線基地局３０の無
線受信回路３５で受信される。この無線基地局３０では
、すでに移動無線Ｉ！１００からの発呼信号に応答し、
使用すべきタイム・スロットを与えるとともに、無線基
地局３０の信号選択回路群３９および信号割当回路群５
２を動作させて、上りのタイム・スロットＳＵ１を受信
し、下りのタイム・スロットＳＤＩの信号を送信する状
態に移行している。したがって移動無線機１００から送
信されてきたダイヤル信号は、信号選択回路群３９の信
号選択回路３９−１を通った後、信号速度復元回路群３
８に入力され、ここで原送信信号が復元され、信号処理
部３１を介して通話信号２２−１として関門交換機２０
へ転送され（３２１４）、電話網１０への通話路か設定
される（３２１５）。

一方、関門交換１２０からの入力信号（当初制御信号、
通話が開始されれば通話信号〉は、無線基地局３０にお
いて信号速度変換回路群５１で速度変換を受けた後、信
号割当回路群５２の信号割当回路５２−１によりタイム
・スロットＳＤ１か与えられている。そして無線送信回
路３２から下りの無線チャネルのタイム・スロットＳＤ
１を用いて前記移動無線機１００宛に送信される。前記
移動無線機１００では、無線チャネルＣＨ１のタイム・
スロットＳＤ１において受信待機中であり無線受信回路
１３５で受信され、その出力は速度復元回路１３８に入
力される。この回路において送信の原信号か復元され、
電話機部１０１の受話器に入力される。かくして、移動
無線機１００と一般の電話網１０の内の一般電話との間
で通話が開始されることになる（Ｓ２１６＞。

終話は移動無線機１００の電話機部１０１の受話器をオ
ン・フックすることにより（５２１７）、終話信号と制
御部１４０からのオン・フック信号とが速度変換回路１
３１を介して無線送信回路１３２より無線基地局３０宛
に送出されるとともに（３２１８）、制御部１４０では
送受信断続制御器１２３の動作を停止させかつ、スイッ
チ１２２−１および１２２−２をそれぞれシンセサイザ
１２１−１および１２１−２の出力端に固定する。

一方、無線基地局３０の制御部４０では、移動無線機１
００からの終話信号を受信すると関門交換機２０宛に終
話信号を転送しく３２１９＞、スイッチ群（図示せず）
のスイッチをオフにして通話を終了する（５２２０＞。

同時に無線基地局３０内の信号選択回路群３９および信
号割当回路群５２を開放する。

以上の説明では無線基地局３０と移動無線ｌ１１００と
の間の制御信号のヤリとりは信号速度変換回路群５１．
信号速度復元回路群３８等を通さないとして説明したが
、これは説明の便宜上であって、音声信号と同様に信号
速度変換回路群５１、信号速度復元回路群３８、制御信
号速度変換回路４８や信号処理部３１を通しても何ら支
障なく通信が実施可能である。

（２）移動無線機１００への着呼 移動無線機１００は電源をオンした状態で待機中とする
。この場合移動無線ｌ１１００からの発呼の項で説明し
たごとく、システムで定められている手順にしたがった
無線チャネルＣＨ１の下り制御信号を受信待機状態にあ
る。

一般の電話網１０より関門交換機２０を経由して移動無
線機１００への着呼信号が無線基地局３０へ到来したと
する。これらの制御信号は通信信号２２として音声信号
と同様に、信号速度変換回路群５１を通り、信号割当回
路群５２を介して制御部４０（第１Ｃ図〉へ伝えられる
。すると制御部４０では移動無線機１００宛の無線チャ
ネルＣＨ１の下りタイム・スロットのうちの空スロット
、たとえばＳＤｌを使用して移動無線ｌ１１１００のＩ
Ｄ信号十着呼信号表示信号士タイム・スロット使用信号
（移動無線ｌｌ１１００からの送信には、たとえばＳＤ
ｌに対応するＳＵｌを使用）を送出する。

この信号を受信した移動無線１１００では、無線受信回
路１３５の受信部１３７より制御部１４０へ伝送される
。制御部１４０では、この信号が自己の移動無線機１０
０への着呼信号であることを確認するので電話機部１０
１より呼出音を鳴動させると同時に、指示されたタイム
・スロットＳＤ１、ＳＵｌで待機するように送受信断続
制御器１２３を動作させるとともに、スイッチ１２２−
１゜１２２−２のオン、オフを開始させる。かくて通話
が可能な状態に移行したことになる。

なお、本システムを用いて良好な状態で信号伝送が実行
され、かつシステム内の他の無線チャネルへ悪影響を与
えることのないことは文献２によって理論的に説明され
ているので省略し、以下、本発明に適用するＴＣＭ信号
が多重負荷利得を有することを理論的に説明し、その後
にその応用について述べる。

（３）無線基地局３０より送信されるＴＣＭ信号の多重
負荷利得について ＴＣＭ（時分割時間圧縮多重）信号の有する多重負荷利
得をＦＤＭ（周波数分割多重）信号の有する多重負荷利
得と関連づけるため、まず、ＦＤＭの各チャネルＣＨ１
，ＣＨ２，・・・ＣＨｎに流れている各音声信号を関数
の形に表わす。ＦＤＭ信号は公知のように音声信号を周
波数変換し、第５図に示すように周波数軸上に１列に並
べたものであり、この多重信号は同軸伝送方式やマイク
ロ波アナログ通信方式に多用され、また多重負荷利得も
実用システムの中にとり入れられ、大きな効果を発揮し
ている。なお、第５図のスペクトルはチャネル数１２個
（ＣＨ１〜１２）の場合を示したが、一般には、１２個
の他、６０，１２０，４８０．９６０，１２００．２７
００個等と多種類のものが用いられている。

以下の説明においては、ＦＤＭ信号あるいはＴＣＭ信号
への入力音声信号レベルは同一と仮定する。さて、第５
図のチャネルＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３，・・・・・・　
ＣＨｎに流れる音声信号（有線の場合、伝送すべき周波
数帯域は０．３〜３．４ＫＨ２であるが移動無線信号で
は、０．３〜３．０にＨｚであるので、この値に限定し
た）をｆｌ（ｔ）ｆ２ｆｔ）、・・・・・・、ｆｎ（ｔ
）とする。これらの信号の有する周波数成分は、チャネ
ルＣＨ１が０．３〜３．０ＫＨｚ、ＣＨ２が４．３〜７
．０ＫＨ２゜・・・・・・、ＣＨｎが４ｘ　（ｎ−１＞
　＋０．３〜４ｘ（ｎ−１）ＫＨｚとなっており、互い
に重複することはない。

しかしながら、信号波形からみた場合のこれらｎ個の音
声信号の振幅分布は、単に周波数軸上で高い周波数ヘシ
フトしているだけで、信号波形そのものは全く変化して
いない。これは多重負荷利得を求めるうえで重要であり
、つどのように表現することができる。ＦＤＭ信号の公
知の多重負荷利得はｎ個の音声を周波数軸上に第５図の
ように並べた場合の信号と、周波数変換をしないｎ個の
音声を単に混合した場合と全く同一である。これを数式
で証明する。チャネルＣＨ１，ＣＨ２，・・・・・・、
ＣＨｎの混合信号は次式で表わされる。

Ｆ（ｔ）　−ｆｌ　（ｔ）　十ｆ２　（ｔ）　十−＋ｆ
ｏ（ｔ）（１） 具体的にはｆ （１） はつぎのように表現される。

ｋＨｚ （２） （３） ただし、　　Ｉ≧２ また、周波数変換をしない場合の混合信号は、次式で与
えられる。

Ｇ（ｔ）　＝Ｃ１１（ｊ）　十ｇ２　（ｔ）＋・・・十
ｇ。は）（４） ここに、 （ｊｌ　（ｔ）　＝ｆ１　（ｊ）　　　　（５）ｋＨｚ 〈６〉 ただし、 １≧２ つぎに、 （１）。

（４）式の信号の有する電力 を求める。

まず、 Ｆ　（ｔ） の電力は、 一方、 Ｇ　（ｔ） の電力は、 ■ Ｔ−１ＸｆＧ（ｔ） ｔ ただし、 異なる信号間では、 電力は形成されな いことを用いた。

すなわち、 ｆｊｄｔ＝０ ■ ｆ　　ｇｉ　Ｃｌｊ　ｄｔ＝０ ｆ　　ａｐｉｓｉｎ（ω、ｉ＋βｐ・）ｘ　ａ　ｏｊｓ
　＋　ｎ　（ｗ　Ｌ）Ｊ＋βｌ）ｊ＞ｄ↑＝Ｏ（９） ただし、 ≠Ｊ さて、 （２）。

（３）式より、 （１０） （１１） ただし、　　ｉ≧２ （コＯ＞、（１１）式より、 Ｆ（ｔ）　２＝Ｇ（ｔ）　２（１２） が得られる。

すなわち、信号の有する電力は、周波数変換に関係しな
いことが、以上の説明から明らかになった。

つぎに、標本化定理をｑ・（１）に適用することを考え
る。Ｊ（ｔ）の有する最高周波数ｆｈは３ＫＨ２である
から、時間間隔１／（２ｆｈ）、すなわち、１／６００
０秒ごとにサンプリングすれば、そのサンプル値（電圧
値）のみを伝送しても、後で原信号を再生可能なことは
よく知られている。

そこで、ｆ・（１）を第６Ａ図（ａ＞のごとく、それぞ
れ時間間隔 ’、１／６０００−１−　（１／６０００）（１−１）
、／６０００］秒（１３） ごとにサンプリングする。同図において、ｔａ＝１／６
０００　　秒。

ｔ　ｂ＝　（１／６０００）　ｘ　（１／６０００）　
　秒。

ｔｏ＝　（１／６０００）　ｘ　（５９９９／６０００
）　　秒。

ｔｄ＝１／６０００＋　（１／６０００）　ｘ　（３０
００／６０００＞　　秒。

ｔ　８＝　１／６００．０　　秒。

である。以下、具体的に説明するために、多重数ｎを６
０００．１７レ一ムｌｌヲ１／６０００秒トＴル。

さて、第６Ａ図（ａ＞の横軸に第６Ｂ図（Ｃ）のような
小袋（直径１／６０００Ｘ　１／６０００秒）を６００
０個、直径１／６０００秒の大袋を１個、図のように並
べることにする。そして、上記のサンプリング値をマツ
チ棒にたとえ、これらのマツチ棒がどのようにして８袋
に入るかを考える。

関数Ｑｉ　（ｔ）　（ｉ＝１．２．−、　ｎ）は１秒間
に各６０００本のマツチ棒を所有し、かつ、時間的には
等間隔であるから、８袋（１）、　（２）、・・・、（
Ｎ）には、それぞれ１本宛入れられ、この動作が、各フ
レーム毎にくり返されることになる。すなわち、 袋（１）には、Ｑ　１　　（１／６０００）袋（２）に
は、Ｑ　２　　（１／６０００＋１／６０００ｘ　１／
６０００）袋（３）には、Ｑ　３　　（１／［３０００
＋　１／６０００ｘ　２／６０００）袋（６０００）に
は、ｇ（１／６０００＋　１／６００００００ ｘ５９９９　／６０００） か、それぞれ入れられることになる。

また、大袋（Σ６０００　）には混合された信号Ｇ（ｔ
）をサンプリングしたマツチ棒を入れることにする。こ
の場合、サンプリングする時刻は、１　／６０００＋　
１／６０００ｘ　３０００　／６０００．すなわち、１
フレームの中間点とする。すると、大袋くΣ６０００　
）には、つどのマツチ棒の値が入れられることになる。

大袋（Σ６０００　）には、 Ｇ　（１／６０００＋１／６０００ｘ　３０００　／６
０００）以下、袋（１）〜（６０００）までのマツチ棒
の値、ＣＪ　１　　（１／６０００　） Ｑ　２　　（１／６０００＋１／６０００Ｘ　１／６０
００）　。

Ｑ　６０００　（１／６０００＋　１／６０００ｘ　５
９９９　／６０００）の合計と大袋（Σ６０００　）と
に入れられたマツチ棒の値 Ｇ　（１／６０００＋１／６０００ｘ　３０００　／６
０００）を下記の（１４）、（１５）式のように比較す
る。

０００ Σｑ・＝Ｃ］１　　（１／６０００） ＝１ ＋　ｇ２　　（１／６０００＋１／６０００ｘ　１／６
０００）＋　に１３　　（１／６０００＋１／６０００
ｘ２／６０００）＋・・・・・・ 十ｇ・　（１／６０００＋　１／６０００ｘ　（ｉ　−
１）／６０００　）＋Ｑ　６０００　（１／６０００＋
　１／６０００ｘ　５９９９　／６０００）（１４） Ｇ　（１／６０００＋１／６０００ｘ３０００／６００
０　）　＝Ｑ１　　（１／６０００＋１／６０００ｘ３
０００／６０００　）＋　ｇ２　　（ｔ／６０００＋　
１／６０００ｘ３０００／６０００　）＋・・・・・・ ＋０ｎ（１／６０００＋１／６０００Ｘ３０００／６０
００　）（１５） （１４〉と（１５）式を比較した結果、もし、０００ （１６） であり、Δが１／６０００秒間隔でサンプリングされる
毎に順次その平均値がＯに収斂すれば、ＦＤＭ信号にお
ける多重負荷利得は、ＴＣＭ信号においても同様、かつ
、同一値が存在することが証明されたことになる。なぜ
ならば、横軸上に置かれた６０００個の袋は、多装が１
タイム・スロットを表わし、袋の合計が１フレームでお
り、袋の中に入ったマツチ棒は、各信号に１１　、　Ｑ
２　、・・・・・・１ｇ、が時分割時間圧縮多重（ＴＣ
Ｍ＞された信号と考えてよく、ＴＣＭ信号は第６Ｂ図（
ｃ）の大袋（Σ６０００　）のように、よくかき混ぜら
れており、１つのＦＤＭ信号とみなせるからである。し
たがって、この例では丁ＣＭ信号といっても、とくに時
間圧縮の必要性はなく、圧縮度は１ておる。

なお、第６Ｂ図（Ｃ）において多装の横軸（時間軸）上
の位置は、 袋（１）は、 １／６０００≦ｔ　＜　１／６０００↓１／６０００ｘ
　１／６０００袋（２）は、 １／６０００＋　１／６０００ｘ　１／６０００≦↑＜
　１／６０００＋　１／６０００ｘ　２／６０００ 袋（ｉ）は、 １／６０００＋　ｔ／６０００ｘ　（１−１）／６００
０≦↑＜　１／６０００＋　１／６０００Ｘ　ｉ／６０
００ 袋（６０００）は、 １／６０００＋　１／８０００ｘ　５９９９／６０００
　≦ｔ　＜　１／６０００＋　１／６０００ｘ　６００
０／６０００に設置されている場合を示している。一方
、音声信号 Ｊ　（ｊ）　、　Ｑ２　（ｉ）　、・・・・・・、　Ｊ
　（ｔ）　、・・・・・・”６０００’） の各サンプリングをする時刻は、それぞれ、１／６００
０．１／６０００＋　１／６０００ｘ　１／６０００．
・・・・・・、　１／６０００＋　ｔ／６０００ｘ　（
ｉ−１）／６０００．　　・・・・・・、　　１／６０
００＋１／６０００ｘ５９９９／６０００ に設定されているから、各マツチ捧は袋の側面に接しな
がら１本宛袋の中に入ることになる。これは便宜上この
ようにしたまでで、袋の中央にマツチ棒を入れたければ
、たとえば、ｑ・（１）の時刻ｔを ｔ　＝１／６０００＋１／６０００ｘ　（ｉ＋　０．５
）　／６０００のごとく選定すればよい。ただし、この
ように選定しても本証明の結論は変らない。

さて、（１４）と（１５）式のそれぞれの右辺の対応す
る項を比較する。

Δ・　＝ｑ・　（１／６０００＋１／６０００Ｘ　（ｉ
　−１）／６０００　）−ｇｉ（１／６０００＋　１／
６０００ｘ　３０００　／６０００）（１７） 上式の意味することは、第ｉチャネル（ＣＨｉ　）の音
声をサンプリングするとき、時刻 （１／６０００＋（ｉ−１）／６０００２）　　秒と、
（１／６０００＋３０００　／６０００”　）　　秒と
における信号の大きさの相違を表わしている。この相違
はランダム雑音の誤差値のようなものであり、チャネル
（ＣＨｉ　）　ｉ　＝　１　、２．　＝、　ｎにおいて
、プラスの値、あるいはマイナスの値、あるいは、たま
にはＯをもとり得るであろうか、膜内にはＯを中心に左
右にバラツキ、そのバラツキは正規分布することになる
でおろう。

以上は、ある時刻ｔ＝１０に関するものであった。つぎ
のサンプリングは１／６０００秒後に行われる。

そのつぎは更に１／６０００秒遅れて行われる。このサ
ンプリングを、たとえば１秒間に実に６０００回実施す
るわけであるから、（１７〉式の１秒間における平均値
は、 （１８） すなわち、Ｏに接近するであろう。このことは、更に時
間をかければ一層明確となり、１０秒あるいは３０秒の
平均をとれば（１８〉式はＯになると考えてもよいこと
になる。

以上により、同一多重度（６０００）のＦＤＭおよびＴ
ＣＭの各信号の平均電力レベルは同一であることが明ら
かにされたが、つぎに上記２種類の多重信号の振幅分布
について説明する。

電話１チヤネルに流れている信号ｆ　　（ｅ）　　＜ｅ
＝１．２，３．・・・・・・）の平均値と分散をつぎの
ように仮定する。

平均値　　　Ｅ［ｆ（ｅ）］＝０ 分散　Ｅ［ｆ（ｃ）２］−σ２ まず、Ｎ多重のＦＤＭ信号の平均値と分散はよく知られ
ているように、平均値は、 Ｅ［Σｆ、　（ｎ）　］＝Ｏ ｉ＝１ 分散は、 したがって、周波数軸上にＦＤＭ信号のように並べられ
ておらず、前述の関数ｑ・　（１＝１．２゜・・・・・
・　ｎ）で表わされる信号の混合信号も同様に求められ
る。平均値は、 Ｅ［Σｑ・　（ｎ）］＝Ｏ ｉ＝１ 分散は、 つぎに、本発明に使用するＴＣＭ信号の平均値と分散を
求める。この場合、音声信号を表わす関数ｆ；（ｎ十ｋ
）を、つぎの関係で名称を変更する。

ｆ　＝　　（ｎ＋ｋ）　＝　ｆ　（ｋＮ＋ｎ＋１−１）
さて、平均値をもとめる。

簡単にするために、 Ｌ＝ｒＮ とすると、 ［ｆ　（ｎ） コ ＝／１ｎ（１／ｒＮ） ｒ→■ ＝Ｅ　［ｆ （ｅ） ］ ＝Ｏ つぎに分散を求める。

簡単にするために、 Ｌ＝ｒＮ とすると、 ｒ−＋■ ＝σ２ 以上によって、分散は音声信号１チヤネルと同一である
ことが証明され、 音声信号と任意の多重度のＴＣＭ信号とは同一の分散σ
２の振幅分布を有することが明らかとなった。

以上のことは、ＦＤＭで得られる多重負荷利得が、ＴＣ
Ｍでも得られることを示していることにほかならない。

ただし、前記の文献３から引用した多重負荷利得の値は
、音声信号の周波数帯域が、０．３〜３．４ＫＨｚであ
るのに対し、上記では我国の電波法施行規則で定められ
ている音声伝送帯域である０、３〜３．０ＫＨｚでも同
一の値を得られるものと仮定した。この仮定は実質上誤
差なく容認されよう。

なお、丁ＣＭ信号の場合、信号が時間圧縮されるため、
その有する周波数成分が圧縮度だけ高くなるが、これは
前述した通り単に周波数成分のみが変更されただけであ
り、信号波形そのものは周波数軸上に延ばす相似変換を
受けただけなので、多重負荷利得量には変化はないが、
以下、厳密に数式を用いて証明する。ＴＣＭ信号は（５
）。

（６）式を用いて下記のように書き表される。

３．０にＨｚ （１９） ただし、　ｆＴ＜ｔ＜Ｔ／ｎ−＋ｌ！Ｔｈ・　（ｔ）＝
０ ただし、　１／ｎ＜１！、Ｔ＜ｔ＜丁子ｅＴＺ＝１．２
．３．・・・・・・ Ｔは１フレームの時間長 したがって、時間圧縮された金工ＣＭ信号は、＋β・）
）×ｎ１／２ （２０） （２０）式右辺でｎ１７２倍しているのは、ＴＣＭ信号
は１フレームの時間内で１／ｎの時間しか送信されない
ことによる。これを電圧で表した（電力ではｎ倍となる
）。さて、（２０〉式の有する電力を１フレームの時間
Ｔに対し求めると、（７）（８）式と同様に、 （２１） したがって、時間をフレームの整数倍にとれば、信号Ｈ
（ｔ）とＧ　（ｔ）の有する電力は、Ｈ（ｔ）　２＝Ｇ
（ｔ）　２（２２＞ となることがわかった。

つぎに音声ｎチャネル多重ＴＣＭ信号のフレーム長が１
／　（２ｆｈ）より短い場合の多重負荷利得を説明する
。

この場合は、上記と同様に音声ｎチャネル多重のＦＤＭ
信号における多重負荷利得と同等の値を有することは容
易に証明できる。

たとえば、フレーム長が１／８０００秒であったとする
。するとサンプリング周波数を前述の６０００ＨＺから
８０００Ｈｚに改め、各音声信号ａ１　（ｔ）　、　ｇ
２（℃）、・・・・・・、　［３，（ｔ）をサンプリン
グし、また混合音重信＠Ｇ（ｔ）も８０００Ｈ２でサン
プリングし、これら両者を比較すればよいことになる。

すなわち、第６Ａ図（ａ）、（ｂ）、　第６Ｂ図（Ｃ）
（７）横軸を１　／６０００から１／８０００に変更し
ただけで、上記の説明がすべて適用できる。

ざらに、フレーム長が１／　（２ｆｈ＞より長くなった
場合の多重負荷利得がどうなるかを説明する。結論から
言うと、一般に多重負荷利得が減少することになるが、
その具体的な値を以下に求める。具体的な数値として、
多重数６０００は前例と同じでフレーム長が１／３００
０秒になった場合を例にとり説明する。時間軸上に並べ
られる袋の大きさは、第６Ｂ図（ｄ）に示すように１フ
レーム長が大きくなった分だけ大きくなる。正確には多
装の直径が１／６０００ｘ　１／３０００秒となる。そ
してｎ個の袋のすべての直径を合計すれば、１／３００
０秒となる。また大袋（Σ６０００　）は直径が１／３
０００秒となる。

さて、前述と同じようにサンプリング周波数１７６００
０秒でサンプリングしたマツチ棒を多装に入れることを
考える。この場合、前述のフレーム長を１　／６０００
秒とした場合と全く同様な方法で入れたのでは、つぎの
ような不都合が起ることになる。すなわち、第６Ｂ図（
ｄ）に示すように１／６０００秒の間には、袋は（１）
〜（３０００）までしかなく、一方、マツチ棒は６００
０本あるから、多装には２本づつ入れられることになる
。すなわち第６Ｂ図（ｄ＞に示すように袋（１）には音
声信号ｇ１　（ｊ）とｇ２　（ｔ）１袋（２）には同Ｃ
］２　（ｔ）とｇ３　（ｔ）　、袋（３）にはｑ３（ｔ
）とｇ４は）、・・・、以下、袋（３０００）にはｇ３
０００（ｔ）と”　３００１　（ｔ）とを示すそれぞれ
のマツチ棒（信号の値）が入れられる。なおＣａ１（ｔ
）はその前のサンプリング時間である袋（６０００）に
入れられている。反面、袋（３００１）〜（６０００）
には、この時間内にサンプリングされたマツチ棒は１本
も入れられないで、つぎのサンプリング時間である１／
６０００秒内にサンプリングされたマツチ棒が、それぞ
れ２本宛入れられることとなる。

一方、大袋（Σ６０００　）の方は１フレーム内に２本
のマツチ棒を所有することになるから、２本のマツチ棒
すなわち、 Ｇ　（１／６０００＋１／６０００ｘ３０００／６００
０　）　　　とＧ　（１／６０００＋１／６０００ｘ９
０００／６０００　）　　とが入れられることになる。

ただし、Ｇ　（１／６０００＋　１／６０００ｘ　９０
００／６０００　）はつぎの１　／６０００秒内にサン
プリングされたマツチ棒（信号）であることは上述と同
様である。

以上のことは何を物語っているのであろうか。

それは、袋（１）〜（３０００）に２本のマツチ棒が入
れられているということは、ＴＣＭ信号の各タイム・ス
ロットに音声ＣＪ　（ｔ）　、　ｇｉ、１　（ｔ）を２
チヤネルづつ混合して入れるべきことを意味する。これ
を技術的に行うためには、２チヤネル（ＣＨ）のＦＤＭ
を行い、３０００スロツトの合計で２　（ＣＨ）Ｘ　３
０００＝　６０００　（ＣＨ）のＴＣＭ信号をつくるべ
きことを意味する。そして、これらと大袋（Σ６０００
　）の中の前の方のマツチ棒１本との大きざを前述と同
様な方法で比較することとなる。

これも一つの方式ではあるが、本来の意味でのＴＣＭ信
号ではない。したがって各タイム・スロットに１つの音
声信号のみを入れるためには、つぎのようにしなければ
ならない。６０００個の音声信号を２群に分け、１群を
袋（１）〜（３０００）に入れられるようにし、他の群
を袋（３００１）〜（６０００）に入れられるようにす
る。この操作を第６Ｄ図（ｆ）を用いて説明する。そこ
には袋（１）〜（６０００）および大袋（Σ６０００）
がそれぞれ２組用意されている。

さて、上部に書かれた袋（１）〜（６０００）には、マ
ツチ棒ｇ１．Ｑ３．Ｑ５．・・・、”５９９９かそれぞ
れ１本宛入れられている様子を示している。そして大袋
（Σ６０００）にはＧ１（１／６０００＋１／６０００
ｘ３０００／６０００　）を示すマツチ棒が１本人れら
れている。

方、下部に書かれた袋（１）〜（６０００）にはマツチ
棒ＣＩ２．ｇ４．ｇ６．・・・２ｇ６ｏｏｏがそれぞれ
１本宛入れられ、また大袋（Σ６０００）にはＧ２　　
（１／６０００十１／６０００ｘ　９０００／６０００
　）を示すマツチ棒が１本人れられている。この図のよ
うにすれば同じ袋の中に２本のマツチ棒が混在すること
がなくなり、すでに説明した１フレーム長が１　／６０
００秒の場合と全く同一の証明により、ＦＤＭ信号の多
重負荷利得（この場合、３０００多重となっている〉が
ＴＣＭ信号のそれと同一となることがわかる。

上記の説明を式で表わすとつぎのようになる。

（４）式で表わされるｎ個の音声（この場合口＝６００
０　）を２分割して、つぎのように表す。

Ｇ１　（ｊ）　＝Ｃ］１　（ｔ）　＋に１３　（ｊ）＋
・・・＋ｇ５９ｇ９ｆｔ）（４′　） Ｇ２　ｍ　＝（１２（ｊ）　＋０４　（ｔ）　＋−＋Ｃ
１６０００（１）（４”　　） そして、上式のそれぞれに対し前述の証明を行えばよい
。ただし、サンプリングするタイミングは、前述と全く
同一の条件で行うものとする。

以上の説明では、多重負荷利得を求めるために群別する
必要性のあることが明らかになったが、ＴＣＭ信号では
、信号の圧縮が必要となることを以下に説明する。

第６Ｄ図（ｆ）で上部の袋の群（１）〜（６０００）と
下部の袋の群（１）〜（８０００）には、たしかにマツ
チ棒は１本宛しか入っていないが、ＴＣＭ信号としてみ
た場合、依然として不満が残っている。それは、上部の
袋の群と下部の袋の群とは時間的には同時進行中であり
、したがってＴＣＭ信号の１タイム・スロット内には、
依然としてｑｌとＧ２゜ｇ３とｇ４．・・・、”５９９
９と”　６０００が共存していることになっている。こ
れを除去するのが信号圧縮でおり、以下の方法を実現す
ればよい。すなわち、Ｑｌ　、　Ｇ３　、・・・、”５
９９９に蘭しては、２つの袋（１）と（３００１）、　
（２）と（３００２）、・・・、　（３０００）と（６
０００）を、それぞれ前の袋（１）　、　（２）　、・
・・、　（３０００）内に収容し、ｑ２　、　Ｃｌ３　
、・・・−”６０００に関しては、同様にして後の袋（
３００１）、　（３００２）、・・・　（６０００）内
に収容する。

そのためには、たとえばｇｌに関しては、つぎの合成信
号を作成すればよい。すなわち、相隣る２つのサンプリ
ング・タイムで得た信号の和を作ればよい。技術的には
音声信号を記憶回路に記憶し、２倍の速さで時分割して
読出しくデユーティ比５０％）、この続出した信号をサ
ンプリング速度１／３０００秒でサンプリングして得ら
れる信号が所望のものである。ただし、この場合サンプ
リング時間の瞬時値のＴＣＭ信号の値（電圧値）では、
原信号の忠実な再生は不可能で、一定の時間幅（タイム
・スロット長）の信号を伝送する必要がおる。

以上の動作を多重負荷利得の観点からみると、つぎのよ
うになる。

フレーム長がサンプリング時間間隔１／６０００秒より
長くなった場合、多重数ｎが６０００であっても６００
０ＣＨ多重のＦＤＭにおける多重負荷利得は得ることか
できず、フレーム長が１／３０００秒では、等価的には
３００（＞ＣＨのＦＤＭ信号の多重負荷利得になること
でめる。

さらにフレーム長の時間か長くなり、１秒で、かつ、多
重数ｎ　＝　６０００の場合の多重負荷利得を求める。

この場合の説明図は第６Ｃ図（ｅ）に示されている。同
図を説明すると、１フレームは１秒であり、ｎ　＝　６
０００であるから、横軸の時間軸上には直径１／６００
０秒の袋が６０００１ｉ１設けられ、これで１フレーム
を形成していることになる。この場合ｇ１（１）、・・
・−”６０００（１）を、それぞれサンプリングしたマ
ツチ棒はどこへ入れられるのか考える。サンプリングの
タイミングを前述のフレーム長が１７６０００秒の場合
と同一にとると、袋（１）　、　（２）　、　（３）　
。

・・・、　（６０００）のすべてに各音声信号を示すマ
ツチ棒が、それぞれ１本宛入ってしまうことになる。

一方、大袋（Σ６０００　）にはＧ　（ｔ）を示すマツ
チ棒（各サンプリング周期ごとにサンプリングされた値
を有する）が６０００本人ることになる。このことは、
ＴＣＭ信号の各タイム・スロットに音声を６０００チャ
ネル混合して入れることを意味する。これを可能とする
技術はＦＤＭであるが、これでは本願の目的とする工Ｃ
Ｍ信号に適用することができない。したがって、各タイ
ム・スロットに１つの音声信号のみを入れるためには、
６０００個の音声信号を６０００の群に分け、１群づつ
（この場合は１チヤネルづつ）入れるようにしなければ
ならない。

このことは、この場合の多重負荷利得は○でおり全く得
られないことを示している。また、この場合のＴＣＭ信
号の信号圧縮度は６０００となる。

以上の説明で明らかであるように、１フレ一ム時間長が
音声信号を忠実に再現するのに必要なすンプリング周期
より長くなった場合に、多重負荷利得が低下することを
示したが、一般的に表現すれば、フレーム長Ｔｔが、Ｔ
ｔ　＞１／　（２ｆｈ＞であり、多重数がｎの場合、多
重負荷利得は、ｒ＋’　＝ｎｘｌ／　（２ｆｈＴ。＞ （２３〉 なる値で定まる多重数を有する周波数分割多重信号の多
重負荷利得に等しい値となる。

フレーム長Ｔｔ、多重数ｎのとり得る実用的範囲は前述
の文献１および２によると、 フレーム長Ｔ　　：　　　０．１秒≧Ｔｔ≧ｏ、ｏｏｉ
秒を 多重数ｎ　　　　：　　　３０００≧　ｎ≧２程度であ
り、上記の範囲にある限り、（２３）式が常時成立する
ことは前述の例から明らかであろう。

また、ＴＣＭ信号として８袋の中にマツチ棒を１個宛入
れるためには、換言すれば原音声信号を１個宛入れるた
めには、１フレ一ム時間長Ｔｔが１／２ｆ１．より長い
場合、信号を圧縮しなければならず、その圧縮率ψは、 ψ＝Ｔｔ／（１／２ｆｈ） で与えられることも明らかになった。

（４）無線基地Ｑ３０にて受信されるＴＣＭ信号の多重
負荷利得について 無線基地局３０は多数の移動無線機１００から送信され
てくるＴＣＭ信号を受信することになるが、この受信波
の有する多重負荷利得について考える。結論を述べると
、後述するように移動無線機１００からは無線基地局３
０から送信する場合と全く同一の多重負荷利得が得られ
るものとして、変調度を深くして送信してよいことがわ
かる。

具体例として、１フレーム長をサンプリング時間間隔１
／６０００秒、多重数を６０００とする。無線基地局３
０は６０００個の移動無線ｖｓ１００と同一の搬送波を
用いて１フレームのタイム・スロット６００．０個を全
部使用して同時に通信しているものとする。

移動無線機１００の位置は無線基地局３０から見て同一
円周上に等間隔に並んでおり、無線基地局３０の受信ア
ンテナは無指向性であり移動無線機１００の送信アンテ
ナも無指向性で、かつ、各移動無線機１００からの送信
電力の大きさはすべて同一であり、各移動無線機１００
の送信に使用している搬送波は、互いに位相同期がとれ
ているものとする。また、移動無線機１００と無線基地
局３０どの間の電波伝搬特性は、どの移動無線１％１１
００と無線基地局３０との間をとっても同一とする。以
上の仮定のもとでは、無線基地局３０に入来する各移動
無線機１００の送信信号は全く同一に受信されることに
なる。したがって、この場合の１フレーム内の受信信号
の様子は、あたかも無線基地局３０から送信する場合と
全く同一と考えてよいことになる。逆に言えば各移動無
線機１００からは、自己に与えられたタイム・スロット
において単一の音声チャネルしか送信していないにもか
かわらず、多重負荷利得が得られるものとして多重数５
ｏｏｏの多重負荷利得を見込んだ変調の深さを用いて送
信してよいことを示している。

以上は理想的条件を設定したが、実際のシステム運用状
態で考える。この場合、各移動無線ｌ１ｌＯＯの位置は
ランダムに散在しており、電波伝搬状態は種々変化する
から、無線基地局３０の受信電力は各タイム・スロット
毎に変動することになる。また、各移動無線機１００か
らの搬送波も、必らずしも位相同期がとられてはいない
。したかって、受信レベルの大きいタイム・スロットで
変調の深さが大きいと、電波の多重波伝搬等の影響によ
り隣接するタイム・スロットへの悪影響を与えることが
予想される。しかし、これはガード・タイムを大きくと
る等の他の対策で、これを軽減することが可能である。

また、小ゾーン方式の場合、同一チャネル干渉として、
ある移動無線機１００の送信波が場所的に異なる他の無
線基地局３０へ干渉妨害を与える可能性はあまり心配す
る必要はなく、逆に、くり返しゾーン数を逓減すること
に利用できる可能性がある。それはＦＭ　（ＰＭ）変調
として多重負荷利得を利用し、深く変調をかける結果、
広帯域利得を得ることができて、同一チャネル干渉に対
する耐性が増加しているからである。

以上を総合して、移動無線機１００が送信し、無線基地
局３０が受信する場合も、無線基地局３０から送信する
場合と実質的に全く同一の多重負荷利得が得られるもの
として、システム設計することができることが明らかに
なった。

（５）多重負荷利得の具体的活用法 １フレーム長１ｍ５ｅｃ　、　ＴＣＭ　（時分割時間圧
縮多重）の多重数５００の場合の多重負荷１す得を求め
、その活用例を説明する。

まず、５ＣＰＣ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｐｅ
ｒ　Ｃａｒｒｉｅｒ。

１つの搬送波に電話１チヤネルの信号が変調されている
〉アナログＦＭの信号Ｓ対雑音Ｎ比を求め、これとＴＣ
Ｍとの比較を行う。受信機への入力信号のレベル（電圧
値）をＣ，ＦＭの変調指数をｍｆ、単位周波数当りの雑
音レベル（電圧値）をｎ。

弁別器出力段の低周波増幅器の帯域幅をＦａとし、変調
波の最高変調周波数ｆａがＦａに等しいとすると、信号
対雑音比は下式で与えられる。

Ｓ／　Ｎ＝３””　ｍｆＣ（２Ｆａ　）　−１７２（２
４） なお、この式は下記の文献より引用した。

菅原編°“ＦＭ無線工学パ　日刊工業新聞社刊昭和３４
年４０１頁（１３，２５＞式 つぎに、多重数ＱのＴＣＭ信号か以下の条件の下でＦＭ
された場合のＳ／へは、下式で与えられる。

（Ｓ／へ＞１゜、− ３””　”ｆＱｃＱ　（２Ｆａｇ）　−”２（２５） ただし、 ＦａＱ＝ＱＦａ ”ｆＱ＝ｏｍｆ　　　　　　　　　　（２５’　＞ｎｑ
冨Ｑｎ すなわち、ＴＣＭ信号では原信号の周波数がＱ倍された
ために、低周波増幅器の帯域幅はＱ倍に増加し、また変
調の深さ（変調指数）もＱ倍になり、したがって雑音レ
ベルも帯域がＱ倍となっているから、（２５’　　）式
のようにおくことが適切である。

つぎに、（２３）式と（２４）式の左辺のＳ／へが同一
の値をとるためのＴＣＭの受信信号レベ３１／２　ｍｆ
ＱＣｏ（２Ｆ、、）　−１／２（２６） （２６）式より、 ｃｏ＝Ｑ”　Ｃ（２７＞ を得る。すなわち、受信レベルとしては、電圧で０１７
２倍、電力レベルとしてはＱ＠必要であることを意味す
る。したがって、送信電力としては５ＣＰＣよりＱ倍増
加する必要がある。

つぎに上記の例のＴＣＭ信号の多重負荷利得を求める。

すでに（３）項において説明した通り、この場合ＦＤＭ
等価多重数は、 ｎ’　＝　５００ｘｌ／６０００（ｓｅｃ）　−＝−（
１／１０００（ｓｅｃ）　）＝　　５００ｘ１／６　　
＝８３　　ＣＨしたがって、第１３図より多重負荷利得
は、６０チヤネル（通話路）多重の２８．６ｄＢと、１
２０チャネル多重の３２．６ｄＢの中間の値となること
がわかる。

第１３図をもとに第１２図に示すグラフを作成して推定
すると、多重負荷利得３０ｄＢを得る。故に、変調の深
さ（偏移）を深め、送信電力の逓減をはかることにこの
多重負荷利得を使用する。ＴＣＭしていない５ＣＰＣ１
すなわち１チャネルアナログＦＭ信号での送信出力をコ
ードレス電話レベルの１０ｍＷとすると、この場合の所
要送信電力はく２７）式により５００倍した債、多重負
荷利得を引けば求められ、 １０ｅｏｇ（１０ｍＷｘ　５００）　−３０ｄＢ＝７ｄ
Ｂｍ（２８） すなわち、５．０ｍＷを得る。このように、ＴＣＭ化し
た方が小さな電力ですむことになる。

つぎにＴＣＭ信号における多重負荷利得の物理的意味を
説明し、システムとして、これを利用した場合の留意事
項を述べる。

ＴＣＭ信号でフレーム期間が長く、１秒以上（多重数６
０００として）になると、多重負荷利得は全く得られな
いことはすでに述べたか、この場合、ＴＣＭ信号のＦＭ
変調指数はシステムで定められる一定の値を有している
。たとえば、原信号（０，３〜３．０ＫＨ２＞の変調指
数か１．７５　ＫＨ２（１ＫＨ２のトーン信号で標準変
調偏移の場合）でおり、これを５００多重したＴＣＭの
場合の信号帯域は１５０〜１５００ＫＨ２、標準変調偏
移は８７５ＫＨ２となる（　５００ＫＨ２のトーン信号
を標準変調した場合）。ところか、フレーム長を１ｍ５
ｅｃにすれば、上述のように多重負荷利得として３０ｄ
Ｂが得られ、この多重負荷利得を変調の深さの増大に用
いたが、実際の被変調波の様態はどうなっているか説明
する。

まず全チャネル実装、すなわち、すべてのタイム・スロ
ットに電話信号が流れている場合を考える。この場合多
重負荷利得３０ｄＢか変調偏移増大に及ぼす影響は、第
１４図から考えると、尖頭値が等しい正弦波の相対電力
として約＋８ｄＢを引いた値が多重負荷利得となってい
るのであるから、任意のフレーム長を有するＴＣＭ信号
で１タイム・スロットのみ使用している場合の信号の変
調偏移に等しいことがわかる。

つぎに、全タイム・スロット実装から徐々に軽負荷され
ていった場合を考える。すなわち、タイム・スロットの
何割かが実際の音声信号伝送に用いられ、他は空タイム
・スロットとして使用されない場合の信号の変調偏移は
どうなるのかと言う問題である。

この場合、実装チャネル数が減少するのであるから、当
然に多重負荷利得も減少する。たとえば、１／２の２５
０実装の場合、多重負荷利得は（２３）式より ｎ’　＝　２５０ｘｌ／６０００÷（１／１０００）＝
　２５０Ｘ１／６　＝４２　（ＣＨ）したがって、第１
２図より多重負荷利得は、２４．５ｄＢであることがわ
かる。ところが、負荷が１７２になっているから、変調
信号の電力レベルは３ｄＢ低下している。故に、この場
合の等化的な多重負荷利得は２７．５ｄＢとなり、丁Ｃ
Ｍ−ＦＭの実効的な変調の深さは若干大きくなっている
が、システム動作としての影響はないものと考えられる
。

さらに実装数が減少し、１個のタイム・スロットのみが
使用されている場合の実効変調偏移を求める。１チヤネ
ルの多重負荷利得はＯｄＢであるか、信号の負荷が全実
装時に比へ１１５００　、すなわち、２７ｄＢ減少して
いる。したがって見かけ上の多重負荷利得は２７ｄＢと
なり、これを３０ｄＢとして変調器を動作させてもシス
テム動作への影響はないものとしてよい。また、実際の
無線機の変調回路の入力段には、Ｉ　Ｄ　Ｃ（Ｉｎ５ｔ
ａｎｔａｎｅｏｕｓ　Ｄｅｖｉａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｔｒ
ｏｌ瞬時変調偏移■抑圧）回路が設けられており、変調
の深さを一定の値以下に制限する機能が与えられている
。したがって変調器出力としては、ＴＣＭの電話信号の
実装状態の如何にかかわらず、実効変調偏移は一定値以
下に押えられていることになる。

以上に説明したように、ＴＣＭ信号の有する多重負荷利
得をＦＭ信号の変調偏移の増大に使用することにより、
送信出力を大幅に逓減可能であることが明らかとなった
。これは技術的には省電力化に大変大きな効果をもたら
すことを意味する。

すなわち、５ＣＰＣで連続送信１０ｍＷの無線機を時間
率１１５００　、すなわち０．２％で動作させ、しかも
その出力は１０ｍ−の１／２の５ｍＷですむというので
あるから省電力効果の大きいことは自明である。

なお、本発明によるＴＣＭ信号のタイム・スロット間に
カード・タイムを設けた例について、利害得失を説明す
る。

本文で説明したＴＣＭ信号には、ディジタル信号のよう
にパルス列間にカード・タイムを設ける必要は必らずし
もない。しかしながら、同期信号のタイミングのずれや
、電波伝搬上の多重波による遅延波の影響を除去するた
めに、タイム・スロット間にガード′・タイムを設ける
場合がある。ガード・タイムの具体的数値は適用すべき
システムにより異なるが、たとえば、屋内の携帯電話シ
ステムには０．１〜０．５μｓｅｃ　、自動車電話には
５〜１０μｓｅｃ位が妥当である。

ガード・タイムを設けたシステムではフレーム長を一定
とした場合、カード・タイムの大きざだけスロット・タ
イムの時間幅が減少するため、原信号の圧縮比を高くし
なければならず、したがって、信号の最高周波数は高く
なる。前述のコードレス電話の例では、タイム・スロッ
トは１ｍ５ｅＣ：　　５００＝２　μｓｅｃであり、−
１０％すなわち、０．２μｓｅｃのガード・タイムをと
ると、タイム・スロットは１．８μｓｅｃとなる。また
、最高周波数はガード・タイムなしの場合３ＫＨｚ　ｘ
　５００＝　１．５ＭＨ２から１０％のカード・タイム
をとると、１．５ＭＨｚ　ｘｌＯ／９　＝　１．６７　
Ｍｌ−１２となる。したがって所要帯域幅がその分だけ
広くなり、周波数有効利用率が１１％低下することにな
る。

つぎに、多重負荷利得を増幅器の設計に適用する。この
場合、ＴＣＭ化された多重音声のレベルは、従来考えら
れていたレベルより多重負荷利得分だけ低レベルと考え
てよい。したがって、増幅率をその分だけ大きく取るこ
とができ、あるいは出力レベルを従来より多重負荷利得
だけ高出力としても、歪率等は従来想定していた値にと
どまることになる。

多重負荷利得は、以上のような能動回路ばかりでなく、
以下に説明するような受動回路にも適用可能である。す
なわち、ミクサ回路に適用すれば、定格出力を多重負荷
利得分だけレベルアップしても、従来想定していた動作
状態で動作させることが可能となる。これは無線送信機
に適用すると、つぎのごとき利益かある。たとえば第１
Ｂ図の送信ミクサ１３３の出力に電力増幅器を挿入する
ことは、電波の到達距離を大きくするためによく使用さ
れる。この場合、多重負荷利得を導入すれば、送信出力
レベルとして従来想定していたレベルより多重負荷利得
で示される量だけ高くすることが可能である。あるいは
従来と同一の送信レベルで十分でおれば、増幅器の定格
出力として従来よりも多重負荷利得の量だけ低レベル出
力のもので間に合うことになる。

以上の定格電力の概念は、単に送信ミクサのみならず抵
抗、コンデンサ、インダクタンス等のすべてに適用する
ことが可能である。

（６）多重負荷利得の同一チャネル干渉逓減への活用 ここで説明に用いる移動通信システム構成は、第７図に
示すごとく小ゾーン構成を用いるものとする。つぎに各
小ゾーンで割当てる１フレーム内タイム・スロット割当
の原理の説明を簡単にするために、小ゾーン方式で公知
のくり返しゾーン数と対比しながら説明する。

基本ゾーン構成を第７図に示すように、同一の大きざの
正６角形によりサービス・エリアがくまなく覆われてい
るものとする。第７図の正６角形の中心に各無線基地局
３０（図示は省略）があり、無指向性アンテナの使用に
より単位正６角形内のすへてがサービス・エリアでおり
、かつ隣接ゾーンへの漏洩によるエリアの重畳はないも
のとする。

単位正６角形の中央の数字はゾーン番号で、ｎ＝７迄を
示している。ｎ＝１．２．・・・、７、を用いて無限平
面をサービス・エリア（小ゾーン）で、くまなく覆うこ
とが可能である。もつとも、ｎはこれより小であっても
大てめっても、くり返しゾーン数として適しておれば、
とくに７である必要はない。また、ｎの値はシステム条
件から定められる。さて、くり返しゾーン数７とは、無
線チャネルとしてシステムに要求される数は最低７でお
ることを意味する。すなわち、ゾーン１に使用した無線
チャネル（ＣＨｌとする）は無線干渉の点から、隣接す
るゾーン２〜７では使用不可であり、第７図に示すごと
く次々隣接ゾーンで初めて使用可能であることを意味す
る。

以上に述べたゾーン構成は、一般に小ゾーンと云われて
おり、無線ゾーンを小ゾーン構成にすることによって周
波数の利用率を高めている。小ゾーン構成を採用するの
は、より近くの無線基地局３０で同じ無線周波数が使用
できるためであるが、小ゾーン構成はこのほかにつぎの
ような利点もある。

）　既存の移動通信の使用帯域では通信トラヒックの輻
瞬のために、新しい用途のための通信に使用できない場
合が多く、この場合１０００Ｍ　Ｈ２以上の高周波数帯
を使わざるを得なくなる。この場合、技術的もしくは経
済的な理由により、高周波出力が大きくとれない欠点が
あるが、小ゾーン方式はこれをカバーできる。

ｉｉ）　　小ゾーン方式を用いない、いわゆる大ゾーン
方式では、１無線基地局あたりのチャネル数、すなわち
送受信機数が膨大となり、複数個のアンテナも必要とす
るので機器設置上の問題が生じるほか、相互変調等の干
渉妨害が問題となるが、小ゾーン方式ではこれを軽減す
ることができる。以下、既存の小ゾーン方式におけるく
り返しゾーン数と、本発明を適用したシステムにおける
くり返しゾーン数とを対比しながら説明する。

第８図において無線ゾーン半径をｒ　（触）　、同一周
波数を使用する局間の距離をｄ　（ｂ＞とすると繰返し
ゾーン数Ｎは、 Ｎ−３’（ｄ／ｒ）２ で表わされる。同一周波数を使用する局間の距離ｄは、
被干渉層の無線ゾーンの周辺であるＡ点における希望波
（被干渉層の電界強度Ｄ）対妨害波（干渉層の電界強度
Ｕ）の比Ｄ／ｌｌが規定値になるように決められる。

また、一般に移動体通信において満足な通信を行うため
に、希望波り対妨害波Ｕの比は、レイシー・フェージン
グの影響を考慮して、２４ｄ１３とされている（文献５
．鎌田他“自動車電話無線方式パ日本電信電話公社電気
通信研究所　研究実用化報告　ＶＯｌ、２６．　ＮＯ，
７，１９７７１８４８〜１８４９頁）　、　ソｎ故、繰
り返しゾーン数は第９図を用いて求めることが可能とな
る。第９図は準平滑地の市街地における伝搬を想定し、
無線基地局のアンテナ高を７０ｍ、移動無線機のアンテ
ナ高を１．５ｍ、使用周波数は８００Ｍ　ＨＺ帯とし、
縦軸はダイポール比ゲインＯｄＢのアンテナで送受信す
るときの伝搬損失（ｄＢ＞を、横軸は無線基地局からの
距離（ＫＩＩＩ＞を表わしている。

第９図によれば、無線基地局からの距離が５藺である場
合よりも、さらに２４ｄＢだけ伝搬損失の大きい地点は
無線基地局より２５藺となる。したがつて無線基地局間
の距離を３０階離して置局する必要がある。この場合、
くり返しゾーン数は、３−１（３０１５）２＝１２ ・となる。

以上は文献５に記されているアナログ電話信号１チヤネ
ルを１つの無線搬送波に載せるいわゆるＳ　ＣＰ　Ｃ（
Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｐｅｒ　Ｃａｒｒｉｅ
ｒ）の結果であるが、以下、本発明によるシステムでは
如何にくり返しゾーン数が少ないかを説明する。なお、
この方式においては変調の深さは３．５ｒａｄ　ｒｍｓ
（１ｋＨｚのトーン信号に対して〉である。そのため、
本発明のＴＣＭ−ＦＭ信号の有する多重負荷利得を、Ｆ
Ｍ変調の変調偏位の増大に使用しているシステムにおい
ては、一般にこれを用いないシステムに比較して、同一
無線チャネルや隣接無線チャネルによる妨害に対する耐
久性が増加していることを証明すればよいことになる。

ＴＣＭ方式を用いたシステムは実用化されていないので
、多重数ｎを、１０，１００および１０００の３通りに
変化させ、他のシステム・パラメータを第１０図に示す
ような値にとった場合の同一チャネル干渉歪を求める。

ここで、 Ｔ　・・・フレーム長、　　Ｔ・・・タイム・スロット
長Ｔ　・・・ガード・タイム長、　　　ｎ・・・音声多
重度Ｔ０／Ｔ・・・スロット間オーバラップ率Ｔ　ＯＶ
Ｒ・・・オーバラップの時間長Ｔ　ＡＬＤ・・・多重伝
搬による遅延時間許容値Ｔ、・・・同期パルス時間長 Ｔｄ・・・データ信号タイム・スロット長η・・・フレ
ーム効率、　　ｆｏ・・・搬送波周波数ｆ０・・・変調
信号周波数。

Ｍｄ・・・変調の深さ　標準変調偏移 ｆＵＭ・・・干渉波の変調信号周波数 である。

まず、同一無線チャネル干渉であるが、変調の深さをパ
ラメータにして、他は第１０図の設計パラメータを用い
た場合、第１１図に示すごとき特性を有する。すなわち
、同一の希望波対妨害波比Ｄ／Ｕにおいては変調偏移Δ
ｆを大にする程、信号対雑音比（Ｓ、Ｎ＞が向上してい
ることがわかる。あるいは、同一のＳ／Ｎ、たとえばＳ
／Ｎ　＝２５ｄＢにおいては、変調偏移Δｆが大きいほ
ど大きな妨害波にも耐え得ることかわかる。

この結果を用いると、くり返しゾーン数へを減少するこ
とができ、ひいては、周波数の有効利用がはかられるこ
とを説明する。

すでに説明した通り、Δｆ　＝　３．５　（ｒａｄ　ｒ
ｍｓ　）がＮＴＴ方式の周波数偏移であり、−八本発明
のＴＣＭ−ＦＭ信号のそれらは、第１０図のシステム１
０が７．システム１００が１４．システム１０００が２
８（それぞれｒａｄ　ｒｍｓ　）とする。ＮＴＴの文献
５によるＤ／Ｕ＝２４ｄ１３を基本にとり、見かけ上第
１１図のΔｆ　＝　３．５　（ｒａｃｔ　ｒｍｓ　）を
ＮＴＴ方式の変調の深さとすると、Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢを
得る。このとき、ＴＣＭ−ＦＭは同−Ｓ／Ｎに対しどの
位のＤ／Ｕでよいかを第１１図を用いて求めると、それ
ぞれシステム１０が１６ｄＢ、同１００が８ｄＢ　、同
１０００が、ｉｄＢを得る。そこで、第９図より無線基
地局からの距離が５階である場合よりも、ざらに１６．
８．４ｄＢだけ伝搬損失の大きい地点は、無線基地局よ
りそれぞれ１４，７，６７７離して置局する必要がある
。この場合、くり返しゾーン数はそれぞれ、 １ ３　　（１４１５）２＝２．６ ３　　（７１５）２＝０．６５ １ ３　　（６１５）２＝０．４８ １ となる。

上式より、くり返しゾーン数は３または２となる（２以
下のくり返しゾーン数はない〉。したがって周波数の利
用効率は、ＮＴＴ方式等で使用されている５ｃｐｃに比
較して本発明による方法の方が４倍向上することが解っ
た。

つぎに隣接チャネル干渉についても本発明の方法が５Ｃ
ＰＣに比較して、耐干渉特性に優れていることを説明す
る。それには再び第１１図を用いればよい。すなわち、
隣接チャネル干渉で最も妨害が大きくなった場合が同一
チャネル干渉と考えてよく、変調偏移量が大きいほど耐
干渉妨害が大きいことは隣接チャネル干渉の場合も同様
だからである。したがって隣接チャネルとの搬送波間隔
を狭域化することか可能となり、これまた、周波数利用
効率の向上に貢献することになる。

［発明の効果］ 以上の説明で明らかなように、従来明確に示されていな
かった時分割時間圧縮多重信号の有する多重負荷利得を
、システムパラメータを用いて定量的に明らかにした結
果、たとえば、角度変調の深さ（偏移）を多重負荷利得
の優だけ深くして送信しても他の無線チャネルへの影響
を従来の設計値以内におさえられることが可能で、がっ
、無線１チャネル当りの送信出力レベルを従来のシステ
ムより逓減することが可能となり、本発明を小ゾーン方
式に適用した場合には、くり返しゾーン数が大幅に減少
するので周波数利用効率か飛躍的に向上するとともに、
省電力化かはかられるほか、増幅器の設計や受動素子の
定格の定めかたに至るまで、合理的、かつ、経済的な設
計が可能となったので、通信システム、とくに無線シス
テムに及ぼす効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図は本発明のシステムの概念を示す概念構成図、 第１Ｂ図は本発明のシステムに使用される移動無線機の
回路構成図、 第１Ｃ図は本発明のシステムに使用される無線基地局の
回路構成図、 第２Ａ図は本発明のシステムに使用されるタイム・スロ
ットを説明するためのタイム・スロワｌへ構造図、 第２Ｂ図はタイム・スロットの無線信号波形を示す図、 第３Ａ図および第３Ｂ図は通話信号および制御信号のス
ペクトルを示すスペクトル図、第３Ｃ図は音声信号とデ
ータ信号を多重化する回路構成図、 第４Ａ図および第４Ｂ図は本発明によるシステムの動作
の流れを示すフロー・チャート、第５図は周波数分割多
重信号のスペクトル図、第６Ａ図は時分割時間圧縮多重
信号の振幅の変化を示す振幅図、 第６Ｂ図、第６Ｃ図および第６Ｄ図は時分割時間圧縮多
重信号のサンプリングの様子を示すサンプリング図、 第７図は小ゾーン構成を示す構成図、 第８図は周波数くり返し距離を決定するための被干渉局
と干渉局の電界強度を表わす電界強度図、第９図は無線
基地局からの距離に対する電波伝搬特性を表わす電波伝
搬特性図、 第１０図は時分割時間圧縮多重通信システムに使用され
る各種パラメータの例を示すパラメータ数値図、 第１１図は変調偏移をパラメータにしたＤ／Ｕの変化に
対するＳ／Ｎを表わすＳ／Ｎ図、第１２図は時分割時間
圧縮多重信号の多重負荷利得と音声信号の多重数との関
係を示す図、第１３図および第１４図は公知文献から引
用された周波数分割多重信号の多重負荷利得と通話路数
との関係を示す多重負荷利得図である。 １０・・・電話網　　　　　２０・・・関門交換機２２
−１〜２２−ｎ・・・通信信号 ３０・・・無線基地局 ３つ・・・信号処理部 ３２・・・無線送信回路　　３５・・・無線受信回路３
８・・・信号速度復元回路群 ３８−１〜３８−ｎ・・・送信速度復元回路３９・・・
信号選択回路群 ３９−１〜３９−ｎ・・・信号選択回路４０・・・制御
部 ４つ・・・クロック発生器 ４２・・・タイミング発生回路 ５１・・・信号速度変換回路群 ５１−１〜５１−ｎ・・・信号速度変換回路５２・・・
信号割当回路群 ５２−１〜５２−〇・・−信号割当回路９１・・・ディ
ジタル符号化回路 ９２・・・多重変換回路 ｎ・・・移動無線機 ００．１００ ０１・・・電話機部 ２０・・・基準水晶発振器 ２１−１．１２１−２・・・シンセサイザ２２−１．１
２２−２・・・スイッチ ２３・・・送受信断続制御器 ３１・・・速度変換回路 ３２・・・無線送信回路　１ ３４・・・送信部　　　　１ ３６・・・受信ミクサ　　１ ３８・・・速度復元回路　１ ３３・・・送信ミクサ ３５・・・無線受信回路 ３７・・・受信部 ４１・・・クロック再生器。 １〜１００

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 複数のゾーンをそれぞれカバーしてサービス・エリアを
   構成する各無線基地手段（３０）と、前記複数のゾーン
   を横切って移動し、前記無線基地手段と交信するために
   フレーム構成のタイム・スロットに時間的に圧縮した区
   切られた信号をのせた無線チャネルを用いた各移動無線
   手段（１００）との間の通信を交換するための関門交換
   手段（２０）とを用いる移動体通信方法において、 前記時間的に圧縮した区切られた信号により得られる多
   重負荷利得にもとづいて前記無線基地手段と前記移動無
   線手段との間の交信に使用する無線信号の角度変調の変
   調偏移レベルを決定することによって、異なる場所に設
   けられた２つの無線基地手段において同一の無線チャネ
   ルを使用する移動体通信の時間分割通信方法。