JPH03246427A - 信号入力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 光起電力型検知素子等により光電変換して得られた信号
を信号処理回路へ入力する信号入力回路に関し、 信号のダイナミックレンジを十分に確保しつつ注入効率
を改善することを目的とし、 信号源素子に並列に負荷が接続され、かつ、該負荷又は
該信号源素子に直列に直流電圧源が接続され、該信号源
素子の起電圧で電界効果トランジスタのソース電流を変
調し、その電流を信号処理回路へ入力する信号入力回路
において、前記信号源素子の起電圧を増幅する増幅器と
、該増幅器の出力電圧の変化を前記電界効果トランジス
タへそのゲート・ソース間電圧の変化が大なるように印
加する印加手段とを具備するよう構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は信号入力回路に係り、特に光起電力型検知素子
等により光電変換して得られた信号を信号処理回路へ入
力する信号入力回路に関する。

光起電力型素子を一次元或いは二次元に配置し、画像信
号を臀る撮像装置が知られている。このセンサは光起電
力型検知素子の起電圧を電界効果トランジスタを介して
信号処理回路へ入力（注入）する構成であり、よって信
号のダイナミックレンジを十分に確保しつつ信号処理回
路への注入効率を高めることが感度を高める上で重要と
なる。

（従来の技術） 第４図は従来の信号入力回路の一例の回路図を示す。同
図中、１はホトダイオードで、前記した光起電力型検知
素子であり、そのカソードは信号処理回路の入力部のＭ
Ｏ３電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）２の
ソースに接続される一方、反転増幅器３を介してＦＥＴ
２のゲートに接続されている。また、ホトダイオード１
のアノードは接地され、ＦＥＴ２のトレインは信号処理
回路（図示せず）に接続されている。

かかる構成の信号入力回路においては、ホトダイオード
１により入射光を光電変換して得られた光電流をＦＥＴ
２のソースへ供給する一方、反転増幅器３で利４＄−Ｂ
（だし、Ｂ）１）の反転増幅を行なってＦＥＴ２のゲー
トへ供給する。ここで、ＦＥＴ２のドレイン・ソース間
に流れる電流の変化分を１２．ホトダイオード１に流れ
る電流の変化分を夏。、ホトダイオード１の内部インピ
ーダンスをＲｏ、ＦＥＴ２の相互コンダクタンスをＱｌ
とすると、電流■２は次式で表わされることが知られて
いる（例えば、０ｐｔｉｃａｌ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎ
ｇ　。

ＶＯＩ、２６．順３　（１９８７）　）。

従って、注入効率ηは１２／１０であるから、（１）式
のＩｏの係数が注入効率を示す。しかし、この従来の信
号入力回路によれば、利ＷＩ８は安定動作と消費電力及
び高集積化の点から数十ぐらいである。

そこで、本出願人は先に特開平１−１１２８７６号にて
第５図に示す如き構成の信号入力回路（発明の名称「電
荷入力回路」）を提案した。この信号入力回路は、ＦＥ
Ｔ２のソース電位を、利得Ａが１以下であるインピーダ
ンス変換回路４を介してホトダイオード１の基板へ正帰
還するようにしたちのである。

かかる構成の信号入力回路によれば、ホトダイオード１
の内部インピーダンスが増加し、注入効率をより大にす
ることができる。

他方、従来より知られている信号入力回路の他の例とし
て、第６図に示す如く、ホトダイオード１で発生した光
電流をＦＥＴ２のソースに直接注入しない、「間接注入
方式」と呼ばれる回路が知られている。この従来回路で
は負荷抵抗ＲＬ及び直流電圧源５よりなる直列回路をホ
トダイオード１に並列接続し、かつ、ホトダイオード１
のカソード及び負荷抵抗ＲＬの共通接続点をＦＥＴ２の
ゲートに接続すると共に、ＦＥＴ２のソースに直流電圧
源６からの直流電圧Ｖｓを印加する構成とされている。

かかる従来回路においては、ホトダイオード１で発生し
た光電流は負荷抵抗ＲＬへ流れ、ここで発生した起電圧
ＶｏｆＦＥＴ２のゲート電圧Ｖｃとし、ＦＥＴ２のソー
ス電流をゲート電圧Ｖｃで変調して、その電流をドレイ
ンから取り出して信号処理回路へ供給する。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、上記の各信号入力回路において、ＦＥＴ２の
ドレインから取り出される信号には、搬像対象による電
流成分だけでなく、暗電流が多量に含まれており、それ
らの電流は直流成分である。

しかるに、上記の第４図及び第５図に示した信号入力回
路では、ホトダイオード１で発生した光電流をＦＥＴ２
のソース・ドレインを介して直接読み出しているため、
上記の直流成分がそのまま読み出されることから、この
直流成分により信号のダイナミックレンジが制限され、
よって直流成分が多い［ｔｌ対象条件下では信号のダイ
ナミックレンジが小さくなってしまう。

他方、第６図に示した従来回路は、直流電圧源６の直流
電圧Ｖｓを制御することにより、ホトダイオード１から
の光電流に含まれる直流成分の多少によらず、信号処理
回路へ流入する直流成分を少なくできるから、信号のダ
イナミックレンジを大きくできる。

しかし、その反面、この従来回路の注入効率ηは一般に
ホトダイオード１の内部インピーダンスＲｏと負荷抵抗
ＲＬの並列合成抵抗Ｒ（＝Ｒｏ・ＲＬ　／　（Ｒｏ　＋
ＲＬ　）　）と、ＦＥＴ２の相互コンダクタンスｇ−と
により次式、 で表わされるから、ホトダイオード１の内部インピーダ
ンスＲｏが低い場合には、信号電荷が信号処理回路へ流
入しにくくなり、いわゆる注入効率ηの低下が生じる。

本発明は以上の点に鑑みてなされたもので、信号のダイ
ナミックレンジを十分に確保しつつ注入効率を改善する
ことができる挿通装置を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は本発明の原珊桐成図を示す。本発明は、信号源
素子１１に並列に接続された負荷１２に直列に直流電圧
源１３を接続し、信号源素子１１の起電圧で電界効果ト
ランジスタ１４のソース電流を変調し、そのＮ流を信号
処理回路へ入力する信号処理回路において、信号源素子
１１の起電圧を増幅する増幅器１５と、増幅器１５の出
力電圧を電界効果トランジスタ１４へそのゲート・ソー
ス間電圧変化が大なるように印加する印加手段１６とを
設けたものである。なお、直流電圧源１３は信号源素子
１１に直列接続してもよい。

〔作用〕

本発明における注入効率ηは前記０式と同様に表わされ
る。ただし、０式中のＲは本発明では信号源素子１１の
内部インピーダンス２と負荷１２のインピーダンスとの
並列合成インピーダンスを示す。２式かられかるように
、この並列合成インピーダンスＲを大きくすることと、
電界効果トランジスタ１４の相互コンダクタンスＱ−を
大きくすることは等価である。Ｑｌは次式で表わせる。

ｇｗ＝ΔＩｓ／ΔＶｃｓ　　　　　　　　　　（３１タ
タシ、０式中、△Ｉｓは電界効果トランジスタ１４のソ
ース電流の変化分、ΔＶｃｓはゲート・ソース問電圧の
変化分を示す。

一方、検知部の出力電圧の変化分Δｖ０は、光電流の変
化分を△Ｉｐとすると次式で表わせる。

ΔＶｏ＝Ｒ・△ｆρ　　　　　　　　　　　４）従来回
路では電界効果トランジスタ１４のソースには直流電圧
を印加しているため、ソース電圧Ｖｓの変化分△Ｖｓは
ゼロであり、また電界効果トランジスタ１４のゲートに
は（４）式で表わされる変化分△■。が印加される。こ
のため、従来回路では、電界効果トランジスタ１４のゲ
ート・ソース間電圧の変化分△Ｖｃｓはゲート電圧の変
化分を△ＶＧとすると、 △Ｖｃｓ＝ΔＶｃ−△Ｖｓ＋△ＶＧ＝△Ｖ。

■ となる。

しかして、本発明では増幅器１５により上記出力電圧Ｖ
ｏの変化カムＶｏを増幅し、その増幅電圧を印加手段１
６により上記のゲート・ソース閣電圧の変化分△Ｖｃｓ
が大になるように、電界青果トランジスタ１４へ印加す
るようにしているｋめ、本発明では上記の△ＶＧＳは０
式のΔＶｏより大となる。

従って、０式かられかるように、本発明では従来に比べ
て相互コンダクタンスｇ腫を大にすることができる。

また、本発明は前記した間接注入方式と同様に信号のダ
イナミックレンジを第４図及び第５図に示した従来回路
よりも大にすることができる。

〔実施例〕

第２図は本発明の第１実施例の回路図を示す。

同図中、２１はホトダイオードで、光起電力型検知素子
である信号源素子１１及びホトダイオード１に相当する
。また、ＲＬＧ、を負荷１２に相当する負荷抵抗、２２
は直流電圧源で、前記した直流電圧源１３及び５に相当
し、ホトダイオード２１のバイアス電圧を調整するため
に設けられている。

２３は反転増幅器で、前記増幅器１５に相当し、２４は
ＭＯＳＦＥＴで、前記した電界効果トランジスタ１４及
び２に相当する。

また、反転増幅器２３の入力端子はＭＯ８ＦＥＴ２４の
ゲートに接続され、かつ、反転増幅器２３の出力端子は
ＭＯ３ＦＥＴ２４のソースに接続されており、この接続
が前記した印加手段１６に相当する。

次に本実施例の動作について説明する。ホトダイオード
２１は多数の画素を有するイメージセンサの１画素を構
成しており、撮像対象からの光を受けて光電変換し、光
電流１ｐを発生する。この光Ｎ流１ｐはホトダイオード
２１の内部インピーダンスＲｏ及び負荷抵抗ＲＬの合成
抵抗（抵抗値Ｒ）によって起電圧■。を発生する。

この起電圧ＶＯはＭＯ８ＦＥＴ２４のゲートへゲート電
圧Ｖｃとして印加される一方、利得ＧＩの反転増幅器２
３で反転増幅されることにより、−Ｇ＋　　・Ｖｏとさ
れた後ＭＯ８ＦＥＴ２４のソースへソース電圧Ｖｓとし
て印加される。

これにより、ＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　２４のソース電流Ｉ
ｓがゲート電圧Ｖｃで変調され、その電流が信号処理回
路へ出力される。

ここで、反転増幅器２３は利Ｎ　Ｇ　＋が＾い方が信号
を＾感度で読み出せるから例えばＧ＋　＝　１００であ
り、また入力インピーダンスが高く、出力インピーダン
スが低いものが適しているので、通常は演算増幅器で構
成されている。

ホトダイオード２１の光電流の微小変化分△Ｉｐに対す
る前記起電圧Ｖｏの変化分△Ｖｏは前記４）式で表わさ
れる。本実施例では、この変化分△ｖ０が反転増幅器２
３で−Ｇ１倍に増幅されてからＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　２
４のソースへ注入される一方、変化分Δｖ０が直接にＭ
Ｏ８ＦＥＴ２４のゲートに印加されるから、ＭＯ８ＦＥ
Ｔ２４のゲート・ソース間電圧の変化分△Ｖｅｓは次式
で表わされる。

△ＶＧＳ＝△ＶＧ−△Ｖｓ ＝（１＋０１）・ΔＶ　ｏ　　　　　　　　　　（５）
しかし、ソース電圧Ｖｓが変化すると、ＭＯ８ＦＥＴ２
４はそのしきい値が基板効果により変化し、そのため、
更にゲート・ソース間電圧は大きく変化する。この基板
効果を考慮すると、上記のゲート・ソース間電圧の変化
分ΔＶｃｓは次式で表わされる。

ΔＶｃ　ｓ　＝　（１＋Ｇ＋　＋（ｄ　Ｖｔｈ／ｄ　Ｖ
ｓ　））・△Ｖ。

６） ただし、上式中、ｖｔｈはしきい値電圧で、ｄ　Ｖｔｈ
／ｄ　Ｖｓ　＞Ｑである。

従って、本実施例におけるＭＯ３ＦＥＴ２４の見掛は上
の相互コンダクタンスｇ　ｌ１ｅｆｆは、ソース電流の
変化分をΔＩｓとすると、次式のようになる。

Ｑ　１ｅｆｆ＝−−へ、１ｓ−− △Ｖ。

＝（１十Ｇ＋＋（ｄＶｔｈ／ｄＶｓ））・ＱＩ　　　（
７）の式かられかるように、見掛は上の相互コンダクタ
ンスｇｓｅＨは増大し、よって前記０式がらりがるよう
に注入効率ηが改善される。

このように、本実施例によれば、ホトダイオード２１の
内部インピーダンスＲｏが小さくても、ＭＯ５ＦＥＴ２
４の見掛は上の相互コンダクタンス９ｍを増大すること
で、ＭＯ８ＦＥＴ２４の読み出し信号を大きくすること
ができる。なお、反転増幅器２３のオフセット電圧を調
整することにより、ＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　２４に流れる
電流の直流成分を調整することができる。

次に本発明の第２実施例について説明する。第３図は本
発明の第２実施例の回路図で、同図中、第２図と同一構
成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。第３
図において、ホトダイオード２１のカソードと負荷抵抗
ＲＬとの共通接続点は、利得Ｇ２の非反転増幅器２６を
介してＭＯ３ＦＥＴ２４のゲートに接続されている。非
反転増幅器２６は前記した増幅器１５に相当し、反転増
幅器２３と同様の理由から、利＠　１００程度の演算増
幅器で構成されている。

また、２８は直流電圧源で、前記した直流電圧［！６に
相当する。この直流電圧源２８の正側端子をＭＯ８ＦＥ
Ｔ２４のソースに接続し、非反転増幅器２６の出力端子
をＭＯ８ＦＥＴ２４のグ・−トに接続することによって
、前記した印加手段１６が実現される。

次に、本実施例の動作について説明する。本実施例では
ホトダイオード２１及び負荷抵抗ＲＬなどからなる検知
部の出力電圧■。は非反転増幅器２６により６２倍に非
反転増幅されてＧ２　・Ｖ。

とされた後、ＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　２４にゲート電圧Ｖ
ｃとして印加される。従って、ホトダイオード２１の光
電流１ｐにより、ＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　２４のゲート電
圧Ｖｃが変調される。このＭＯ８ＦＥＴ２４に流れる電
流の直流成分（オフセット成分）は、直流電圧源２８の
直流電圧により調整できる。なお、この直流電圧源２８
の代りに非反転増幅器２６のオフセット電圧で調整する
こともできる。

本実施例においては、ＭＯ８ＦＥＴ２４のゲート電圧の
変化分△Ｖｃは △ｖＧ−Ｇ２　・ΔｖＯ。

であるので、ＭＯ３ＦＥＴ２４の見掛は上の相互コンダ
クタンスｇ　ｍｅｆｆは次式のようになる。

ｇｓｅｆｆ−△Ｉｓ／△Ｖｏ−△Ｉｓ／（ΔＶｃ／Ｇ２
＞＝Ｇ２　・ｇｍ　　　　　　　　　　　　（９）従っ
て、本実施例の注入効率ηは２式に（９）式を代入して η＝　（Ｇ２　・Ｒ−Ｑ−）／（１＋Ｇ２　　・Ｒ・０
１　）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１
０）となり、従来に比べて注入効率を改善することがで
きる。

このように、本実施例によれば、ゲート・ソース間電圧
の変化分ΔＶｃｓを、ゲート電圧の変化分△Ｖｃを大き
くすることで大きくすることにより、ホトダイオード２
１の内部インピーダンスＲｏが低くても注入効率を大き
くでき、よって高感度で信号を得られる。また、信号の
ダイナミックレンジもホトダイオード２１からの電流に
含まれる直流成分の多少によらず、信号処理部へ注入す
る直流成分を少なくするよう直流電圧源２８又は非反転
増幅器２６のオフセット電圧を調整することができるた
め、第４図及び第５図に示した従来回路より大にするこ
とができる。

なお、本発明は以上の実施例に限定されるものではなく
、その他の光センサや圧力センサ等電流読み出し型の信
号発生源であれば適用可能である。

また、負荷１２としては負荷抵抗ＲＬに限られるもので
はなく、トランジスタ等実効的に負荷の働きをする回路
要素であればよい。

（発明の効果） 上述の如く、本発明によれば、増幅器のオフセット電圧
等により信号処理部へ流入する信号の直流成分を少なく
できるため、十分な信号ダイナミックレンジを確保でき
、しかも電界効果トランジスタの相互コンダクタンスを
従来より大にできるため、注入効率を従来よりも大にす
ることができ、光起電力型検知素子の内部インピーダン
スが小さくても高品位の読み出し信号を得ることができ
る等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理構成図、 第２図及び第３図は夫々本発明の各実施例の回路図、 第４図は従来の一例の回路図、 第５図は本出願人の提案になる信号入力回路の一例の回
路図、 第６図は従来の他の例の回路図である。 図において、 １１は信号源素子、 １２は負荷、 １３．２２．２８は直流電圧源、 １４は電界効果トランジスタ、 １５は増ａ器、 １６は印加手段、 ２３は反転増幅器、 ２６は非反転増幅器 を示す。 ５ ６ ４ 本発明の原理構成図 第１図 本発明の第１実施例の回路図 第２図 本発明の第２実施例の回路図 第 図 第 図 本出願人提案の一例の回路図 第５図 従来の他の例の回路図 第６図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）信号源素子（１１）に並列に負荷（１２）が接続
   され、かつ、該負荷（１２）又は該信号源素子（１１）
   に直列に直流電圧源（１３）が接続され、該信号源素子
   （１１）の起電圧で電界効果トランジスタ（１４）のソ
   ース電流を変調し、その電流を信号処理回路へ入力する
   信号入力回路において、 前記信号源素子（１１）の起電圧を増幅する増幅器（１
   ５）と、 該増幅器（１５）の出力電圧変化を前記電界効果トラン
   ジスタ（１４）へそのゲート・ソース間電圧変化が大な
   るように印加する印加手段（１６）と、 を具備したことを特徴とする信号入力回路。
2. （２）前記増幅器（１５）は反転増幅器（２３）であり
   、前記印加手段（１６）は該反転増幅器（２３）の入力
   電圧を前記電界効果トランジスタ（１４）のゲートへ印
   加し、かつ、該反転増幅器（２３）の出力電圧を該電界
   効果トランジスタ（１４）のソースへ印加する手段であ
   ることを特徴とする請求項１記載の信号入力回路。
3. （３）前記増幅器（１５）は非反転増幅器（２６）であ
   り、前記印加手段（１６）は該非反転増幅器（２６）の
   出力電圧を前記電界効果トランジスタ（１４）のゲート
   へ印加し、かつ、所定直流電圧を該電界効果トランジス
   タ（１４）のソースへ印加する手段であることを特徴と
   する請求項２記載の信号入力回路。