JPH03241925A - ダイバーシチ受信回路 - Google Patents
ダイバーシチ受信回路Info
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- JPH03241925A JPH03241925A JP2037263A JP3726390A JPH03241925A JP H03241925 A JPH03241925 A JP H03241925A JP 2037263 A JP2037263 A JP 2037263A JP 3726390 A JP3726390 A JP 3726390A JP H03241925 A JPH03241925 A JP H03241925A
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- JP
- Japan
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- signal
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- signals
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 18
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 22
- 230000010287 polarization Effects 0.000 claims description 5
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 abstract description 8
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 abstract description 8
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 5
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はダイバーシチ受信回路に関し、特に送信側から
の送信信号によりディジタル変調された信号を、空間、
偏波、角度、周波数、あるいは時間的に独立な複数のブ
ランチを用いて受信側で受信するダイバーシチ受信方式
において、畳み込み符号・ビタビ復号を適用し、さらに
軟判定復調信号のみを用いる簡易な方法で最大比合成を
実現し、信号伝送特性の改善を図るダイバーシチ受信回
路に間するものである。
の送信信号によりディジタル変調された信号を、空間、
偏波、角度、周波数、あるいは時間的に独立な複数のブ
ランチを用いて受信側で受信するダイバーシチ受信方式
において、畳み込み符号・ビタビ復号を適用し、さらに
軟判定復調信号のみを用いる簡易な方法で最大比合成を
実現し、信号伝送特性の改善を図るダイバーシチ受信回
路に間するものである。
（従来の技術）
移動通信等では、マルチパスフェージングによる信号伝
送特性の劣化を改善するため、空間、偏波、角度、周波
数、あるいは時間的に独立な複数のブランチを用いて受
信するダイバーシチ受信方式が用いられている。ダイバ
ーシチにおける合成方式としては、選択合成法、等利得
合成法、および最大比合成法が知られており、選択台或
は検波後、等利得合成および最大化合或は検波前に行う
のが一般的である。
送特性の劣化を改善するため、空間、偏波、角度、周波
数、あるいは時間的に独立な複数のブランチを用いて受
信するダイバーシチ受信方式が用いられている。ダイバ
ーシチにおける合成方式としては、選択合成法、等利得
合成法、および最大比合成法が知られており、選択台或
は検波後、等利得合成および最大化合或は検波前に行う
のが一般的である。
この中で最もダイバーシチ効果の高い方式は最大比合成
法であるが、これを検波前で実現するためには、各ブラ
ンチ毎に包路線検波器、位相検出器、移相器、利得可変
増幅器が必要である。これに対して、ディジタル信号伝
送を行う場合には、検波後最大比合成が比較的容易に実
現できることが知られている。
法であるが、これを検波前で実現するためには、各ブラ
ンチ毎に包路線検波器、位相検出器、移相器、利得可変
増幅器が必要である。これに対して、ディジタル信号伝
送を行う場合には、検波後最大比合成が比較的容易に実
現できることが知られている。
第２図は従来の最大比合成法によるダイハーシチ受信回
路の構成を示すブロック図である。ここでは、ブランチ
数２の空間ダイバーシチの例を示している。同図におい
て、アンテナ１およびアンテナ２で受信された信号は受
信機３及び受信機４に入力されるとともに、包絡線検出
器５及び包絡線検出器６に入力され各受信信号の包絡線
が検出される。受信機３及び受信機４において復調され
た信号はそれぞれの包絡線情報に基づいて制御される利
得可変増幅器７及び利得可変増幅器８により、重み付け
された後、加算器９により合成される。その後、判定器
１０により２値信号に変換される。このようにディジタ
ル信号伝送を行う場合には、検波後合成を行うことによ
り、位相検出器、移相器は不要となる。
路の構成を示すブロック図である。ここでは、ブランチ
数２の空間ダイバーシチの例を示している。同図におい
て、アンテナ１およびアンテナ２で受信された信号は受
信機３及び受信機４に入力されるとともに、包絡線検出
器５及び包絡線検出器６に入力され各受信信号の包絡線
が検出される。受信機３及び受信機４において復調され
た信号はそれぞれの包絡線情報に基づいて制御される利
得可変増幅器７及び利得可変増幅器８により、重み付け
された後、加算器９により合成される。その後、判定器
１０により２値信号に変換される。このようにディジタ
ル信号伝送を行う場合には、検波後合成を行うことによ
り、位相検出器、移相器は不要となる。
（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、上記従来の回路では重み付け合成を行う
ための包絡線検出器等は依然必要であった。また、移動
体衛星通信等のようにフェージングだけでなく、各ブラ
ンチの受信信号レベルが全体的に高く、受信機の熱雑音
が支配的となるようなシステムにおいては、通常のダイ
バ：シチ受信方式のみでは、十分な伝送品質の改善が得
られない問題があった。
ための包絡線検出器等は依然必要であった。また、移動
体衛星通信等のようにフェージングだけでなく、各ブラ
ンチの受信信号レベルが全体的に高く、受信機の熱雑音
が支配的となるようなシステムにおいては、通常のダイ
バ：シチ受信方式のみでは、十分な伝送品質の改善が得
られない問題があった。
本発明はこれらの問題点を解決するためのもので、送信
側からの送信信号によりディジタル変調された信号を、
空間、偏波、角度、周波数、あるいは時間的に独立な複
数のブランチを用いて受信側で受信するダイバーシチ受
信方式において、畳み込み符号・ビタビ復号を適用し、
さらに軟判定復調信号のみを用いる簡易な方法で最大比
合成を実現し、伝送品質の改善を図るダイバーシチ受信
回路を提供することを目的とする。
側からの送信信号によりディジタル変調された信号を、
空間、偏波、角度、周波数、あるいは時間的に独立な複
数のブランチを用いて受信側で受信するダイバーシチ受
信方式において、畳み込み符号・ビタビ復号を適用し、
さらに軟判定復調信号のみを用いる簡易な方法で最大比
合成を実現し、伝送品質の改善を図るダイバーシチ受信
回路を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明は前記目的を達成するため、送信側からの送信信
号によりディジタル変調された信号を、空間、偏波、角
度、周波数、あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信側で受信するダイバーシチ受信方式において
、受信側に、送信側で畳み込み符号化された送信信号を
受信した各ブランチの受信信号を個々に軟判定復調する
手段と、各ブランチ毎の軟判定復調信号から得られる重
み付け係数により、重み付け加算することにより得られ
た合成信号を軟判定ビタビ復調する手段とを設けたこと
に特徴がある。
号によりディジタル変調された信号を、空間、偏波、角
度、周波数、あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信側で受信するダイバーシチ受信方式において
、受信側に、送信側で畳み込み符号化された送信信号を
受信した各ブランチの受信信号を個々に軟判定復調する
手段と、各ブランチ毎の軟判定復調信号から得られる重
み付け係数により、重み付け加算することにより得られ
た合成信号を軟判定ビタビ復調する手段とを設けたこと
に特徴がある。
（作用）
以上のような構成を有する本発明は、各ブランチの受信
信号レベルが全体的に低い場合に生じる受信機の熱雑音
による伝送品質の劣化に対して、熱雑音によるランダム
符号誤りに対する訂正効果が大きい畳み込み符号・ビタ
ビ復号を適用し、さらにビタビ復号に用いる軟判定復調
信号から得られる重み付け係数により各ブランチの軟判
定復調信号を重み付け加算することにより、検波後最大
比合成タイバーシチを実現し、伝送品質の改善を図るも
のである。
信号レベルが全体的に低い場合に生じる受信機の熱雑音
による伝送品質の劣化に対して、熱雑音によるランダム
符号誤りに対する訂正効果が大きい畳み込み符号・ビタ
ビ復号を適用し、さらにビタビ復号に用いる軟判定復調
信号から得られる重み付け係数により各ブランチの軟判
定復調信号を重み付け加算することにより、検波後最大
比合成タイバーシチを実現し、伝送品質の改善を図るも
のである。
（実施例）
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明の実施例の構成を示すブロック図である
。ここでは、第２図の従来例と同様のブランチ数２の空
間ダイバーシチの例を示している。また、アンテナ１，
２及び受信＠３，４は第２図のそれらと機能的に同じも
のであるため、同番号を付しである。なお、ここでは送
信側については示していないが送信信号は畳み込み符号
化されているものとするが、畳み込み符号化されていな
くても適用可能である。アンテナ１及びアンテナ２で受
信された信号は受信機３及び受信機４じ入力される。そ
れぞれ復調さｈた信号は量子化器１１及び量子化器１２
により軟判定信号に変換される。なおこの量子化器はＡ
／Ｄ変換器を用いた識別器で構成できる。この時点で信
号はディジタル化され、以下の処理はすべてディジタル
論理回路で実現される。
。ここでは、第２図の従来例と同様のブランチ数２の空
間ダイバーシチの例を示している。また、アンテナ１，
２及び受信＠３，４は第２図のそれらと機能的に同じも
のであるため、同番号を付しである。なお、ここでは送
信側については示していないが送信信号は畳み込み符号
化されているものとするが、畳み込み符号化されていな
くても適用可能である。アンテナ１及びアンテナ２で受
信された信号は受信機３及び受信機４じ入力される。そ
れぞれ復調さｈた信号は量子化器１１及び量子化器１２
により軟判定信号に変換される。なおこの量子化器はＡ
／Ｄ変換器を用いた識別器で構成できる。この時点で信
号はディジタル化され、以下の処理はすべてディジタル
論理回路で実現される。
各軟判定信号は演算処理部１３及び演算処理部１４、な
らびに遅延回路１５及び遅延回路１６に入力される。演
算処理部１３及び演算処理部１４では、一定のシンボル
（ここではＮとする）の軟判定信号の絶対値の平均値お
よび分散が演算される。なお、この軟判定信号の絶対値
とは送信信号が２値デイジタル信号の場合には量子化器
の出力信号の例としてＡ／Ｄ変換器が３ｂｉｔ出力のも
のであればその下位２ビツトの値のことである。つまり
Ａ／Ｄ変換器の出力の最上位ビット（ＭＳＢ）が受信信
号の識別結果であり下位２ビツトが識別レベルからのず
れを示している。アイの中心が識別レベルであり、これ
より大きい値を正の受信レベル、小さい値を負の受信レ
ベルとした場合の絶対値である。そしてこの絶対値のＮ
シンボル個の平均と分散を計算するのである。
らびに遅延回路１５及び遅延回路１６に入力される。演
算処理部１３及び演算処理部１４では、一定のシンボル
（ここではＮとする）の軟判定信号の絶対値の平均値お
よび分散が演算される。なお、この軟判定信号の絶対値
とは送信信号が２値デイジタル信号の場合には量子化器
の出力信号の例としてＡ／Ｄ変換器が３ｂｉｔ出力のも
のであればその下位２ビツトの値のことである。つまり
Ａ／Ｄ変換器の出力の最上位ビット（ＭＳＢ）が受信信
号の識別結果であり下位２ビツトが識別レベルからのず
れを示している。アイの中心が識別レベルであり、これ
より大きい値を正の受信レベル、小さい値を負の受信レ
ベルとした場合の絶対値である。そしてこの絶対値のＮ
シンボル個の平均と分散を計算するのである。
そして遅延回路１５及び遅延回路１６に入力された軟判
定信号は、Ｎ／２シンボルたけ遅延される。
定信号は、Ｎ／２シンボルたけ遅延される。
この遅延により、平均値及び分散の演算に伴う処理遅延
ともタイよング合わせを行い、当該シンボルに対する重
み付け係数（当該重み付け係数Ｗは上記平均値をＡ、分
散なσ２とするとＷ＝Ａ／σ２で表わせられる。）とは
その前後のＮ／２シンボルから求められることになり、
最大比合成の精度が向上される。ＲＯＭテーブル１７及
びＲＯＭテーブル１８では演算処理部１３及び演算処理
部１４の演算結果に基づいて、平均値の比例し、′分散
に反比例する重み付け係数が参照される。なお、ＲＯＭ
テーブル１７およびＲＯＭテーブル１８では、演算処理
部１３及び演算処理部１４における軟判定信号の絶対確
の平均値及び分散の演算時の誤差も合わせて補正される
。この誤差とはＡ／Ｄ変換器のオーバーフローによる誤
差と、絶対値演算による折り返しから生じる誤差のこと
である。またこの折り返し誤差とは２値判定を行なった
場合に誤？″１（つまりビット誤り）を生じさせるよう
な雑音が加わったときは絶対値演算によって信号がアイ
の中心で折り返され、平均、分散を求める場合に誤差と
なる。Ｎ／２シンボルたけ遅延された軟判定信号は、Ｒ
ＯＭテーブル１７及びＲＯＭテーブル１８で参照された
重み付け係数で乗算器１９および乗算器２０において重
み付けされ、加算器２１により合成される。この乗算器
１９．２０及び加算器２１での演算結果である合成結果
はＳｌ・ＷＸ＋Ｓ＊・Ｗ２ （ｓｔ、 ｓ２は軟判定信
号であり、量子化器１１．１２からの符号化ビットが遅
延回路１５．１６を通って乗算器１９．２０に入力され
る。但し、ここでの演算は符号付き演算であるからＭＳ
Ｂビットの正、負に応じて乗算器出力の符号も変わるａ
Ｗｌ、Ｌは重み付け係数であり、ＲＯＭテーブルから
乗算器に送られる。）となる。
ともタイよング合わせを行い、当該シンボルに対する重
み付け係数（当該重み付け係数Ｗは上記平均値をＡ、分
散なσ２とするとＷ＝Ａ／σ２で表わせられる。）とは
その前後のＮ／２シンボルから求められることになり、
最大比合成の精度が向上される。ＲＯＭテーブル１７及
びＲＯＭテーブル１８では演算処理部１３及び演算処理
部１４の演算結果に基づいて、平均値の比例し、′分散
に反比例する重み付け係数が参照される。なお、ＲＯＭ
テーブル１７およびＲＯＭテーブル１８では、演算処理
部１３及び演算処理部１４における軟判定信号の絶対確
の平均値及び分散の演算時の誤差も合わせて補正される
。この誤差とはＡ／Ｄ変換器のオーバーフローによる誤
差と、絶対値演算による折り返しから生じる誤差のこと
である。またこの折り返し誤差とは２値判定を行なった
場合に誤？″１（つまりビット誤り）を生じさせるよう
な雑音が加わったときは絶対値演算によって信号がアイ
の中心で折り返され、平均、分散を求める場合に誤差と
なる。Ｎ／２シンボルたけ遅延された軟判定信号は、Ｒ
ＯＭテーブル１７及びＲＯＭテーブル１８で参照された
重み付け係数で乗算器１９および乗算器２０において重
み付けされ、加算器２１により合成される。この乗算器
１９．２０及び加算器２１での演算結果である合成結果
はＳｌ・ＷＸ＋Ｓ＊・Ｗ２ （ｓｔ、 ｓ２は軟判定信
号であり、量子化器１１．１２からの符号化ビットが遅
延回路１５．１６を通って乗算器１９．２０に入力され
る。但し、ここでの演算は符号付き演算であるからＭＳ
Ｂビットの正、負に応じて乗算器出力の符号も変わるａ
Ｗｌ、Ｌは重み付け係数であり、ＲＯＭテーブルから
乗算器に送られる。）となる。
この合成された軟判定信号はビタビ復号器２２により復
号され、受信信号が得られる。
号され、受信信号が得られる。
以上本実施例を適用した場合の誤り率特性を第３図（同
図においてＣ／Ｍは直接波成分とフェージング成分のレ
ベル比、ｆｄはフェージング、ｆｂは信号伝送速度を示
す）かられかるように、簡易なハードで構成可能であり
かつ等利得合成法と比較して１ｄＢ以上の利得が得られ
る。また包絡線情報を用いる理想的な最大比合成法と比
較して劣化は０．３ｄＢ以内と小さく十分実用可能であ
る。
図においてＣ／Ｍは直接波成分とフェージング成分のレ
ベル比、ｆｄはフェージング、ｆｂは信号伝送速度を示
す）かられかるように、簡易なハードで構成可能であり
かつ等利得合成法と比較して１ｄＢ以上の利得が得られ
る。また包絡線情報を用いる理想的な最大比合成法と比
較して劣化は０．３ｄＢ以内と小さく十分実用可能であ
る。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、送信側において
、送信信号によりディジタル変調された信号を、受信側
において、空間、偏波、角度、周波数、あるいは時間的
に独立な複数のブランチを用いて受信するダイバーシチ
受信方式において、畳み込み符号・ビタビ復調を適用し
、ざらに軟判定復調信号のみを用いる簡易な方法で最大
比合成を実現し、伝送品質の改善を図れる。これにより
、従来の検波後最大比合成において必要とされていた重
み付け係数を得るための包絡線検出器等は必要なく、デ
ィジタル論理回路で構成できるため、ＩＣ化も容易で回
路の小型化も図ることができる。
、送信信号によりディジタル変調された信号を、受信側
において、空間、偏波、角度、周波数、あるいは時間的
に独立な複数のブランチを用いて受信するダイバーシチ
受信方式において、畳み込み符号・ビタビ復調を適用し
、ざらに軟判定復調信号のみを用いる簡易な方法で最大
比合成を実現し、伝送品質の改善を図れる。これにより
、従来の検波後最大比合成において必要とされていた重
み付け係数を得るための包絡線検出器等は必要なく、デ
ィジタル論理回路で構成できるため、ＩＣ化も容易で回
路の小型化も図ることができる。
また、移動体衛星通信等のようにフェージングたけでな
く、各ブランチの受信信号レベルが全体的に低く、受信
機の熱雑音が支配的となるようなシステムにおいて、通
常のダイバーシチ受信方式のみでは、十分な伝送品質の
改善が得られない場合でも、本発明によれば熱雑音によ
るランダム符号誤りに対する訂正効果が大きい畳み込み
符号・ビタビ復号により、伝送品質の改善が図れる。な
お、通常畳み込み符号化することにより伝送帯域が拡大
し、周波数利用効率が低下するが、畳み込み符号化によ
る帯域拡大を変調方式を多値化することにより解消し、
受信側では信号間のユークリッド距離に基づいてビタビ
復号を行うことにより符号化利得の向上を図る符号化変
調方式を採用することにより、周波数利得効率を低下さ
せることなく、本発明を適用することもできる。
く、各ブランチの受信信号レベルが全体的に低く、受信
機の熱雑音が支配的となるようなシステムにおいて、通
常のダイバーシチ受信方式のみでは、十分な伝送品質の
改善が得られない場合でも、本発明によれば熱雑音によ
るランダム符号誤りに対する訂正効果が大きい畳み込み
符号・ビタビ復号により、伝送品質の改善が図れる。な
お、通常畳み込み符号化することにより伝送帯域が拡大
し、周波数利用効率が低下するが、畳み込み符号化によ
る帯域拡大を変調方式を多値化することにより解消し、
受信側では信号間のユークリッド距離に基づいてビタビ
復号を行うことにより符号化利得の向上を図る符号化変
調方式を採用することにより、周波数利得効率を低下さ
せることなく、本発明を適用することもできる。
第１図は本発明の実施例の構成を示すブロック図、
第２図は従来のダイバーシチ受信回路の構成を示すブロ
ック図、 第３図は本実施例におけるフェージング信号に対する誤
り率特性を示す図である。 ５．６；包絡線検出器、 ７．８；利得可変増幅器、 ９．２１；加算器、 １０；判定器、 １１．１２ ；量子化器、 １３．１４ ；演算処理部、 １５．１６ ；遅延回路、 １７．１８ ；ＲＯＭテーブル、 １９．２０ ；乗算器、 ２２；ビタビ復号器。
ック図、 第３図は本実施例におけるフェージング信号に対する誤
り率特性を示す図である。 ５．６；包絡線検出器、 ７．８；利得可変増幅器、 ９．２１；加算器、 １０；判定器、 １１．１２ ；量子化器、 １３．１４ ；演算処理部、 １５．１６ ；遅延回路、 １７．１８ ；ＲＯＭテーブル、 １９．２０ ；乗算器、 ２２；ビタビ復号器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 送信側からの送信信号によりディジタル変調された信
号を、空間、偏波、角度、周波数、あるいは時間的に独
立な複数のブランチを用いて受信側で受信するダイバー
シチ受信方式において、受信側に、 送信側で畳み込み符号化された送信信号を受信した各ブ
ランチの受信信号を個々に軟判定復調する手段と、 該手段により得られた各ブランチ毎の軟判定復調信号か
ら得られる重み付け係数により、各ブランチの受信信号
を重み付け加算して得られた合成信号を軟判定ビタビ復
号する手段とを設けたことを特徴とするダイバーシチ受
信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2037263A JPH03241925A (ja) | 1990-02-20 | 1990-02-20 | ダイバーシチ受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2037263A JPH03241925A (ja) | 1990-02-20 | 1990-02-20 | ダイバーシチ受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03241925A true JPH03241925A (ja) | 1991-10-29 |
Family
ID=12492779
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2037263A Pending JPH03241925A (ja) | 1990-02-20 | 1990-02-20 | ダイバーシチ受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03241925A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002009316A1 (fr) * | 2000-07-21 | 2002-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur de communications sans fil |
| WO2002091656A1 (fr) * | 2001-04-25 | 2002-11-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Procede de decodage de donnees |
-
1990
- 1990-02-20 JP JP2037263A patent/JPH03241925A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002009316A1 (fr) * | 2000-07-21 | 2002-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur de communications sans fil |
| US7123667B2 (en) | 2000-07-21 | 2006-10-17 | Mitusbishi Denki Kabushiki Kaisha | Receiver for wireless communication |
| WO2002091656A1 (fr) * | 2001-04-25 | 2002-11-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Procede de decodage de donnees |
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