JPH03235674A - El driving circuit - Google Patents
El driving circuitInfo
- Publication number
- JPH03235674A JPH03235674A JP2029447A JP2944790A JPH03235674A JP H03235674 A JPH03235674 A JP H03235674A JP 2029447 A JP2029447 A JP 2029447A JP 2944790 A JP2944790 A JP 2944790A JP H03235674 A JPH03235674 A JP H03235674A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- feedback
- full
- inverter
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 29
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 12
- 230000004907 flux Effects 0.000 abstract description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000000463 material Substances 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 239000011889 copper foil Substances 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000013341 scale-up Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
- Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]
Landscapes
- Electroluminescent Light Sources (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、EL(電界発光素子)を400H2程度の
高周波電力で駆動するインバータを備えたEL駆動回路
に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to an EL drive circuit equipped with an inverter that drives an EL (electroluminescent element) with high frequency power of about 400H2.
第5図はこの種のインバータを備えた従来のEL駆動回
路の構成図である。図において、1はAClooVの商
用交流電源、3はこの交流電源1から入力された交流を
直流に変換する電源部で、入力交流を半波整流するダイ
オードDl。FIG. 5 is a block diagram of a conventional EL drive circuit equipped with this type of inverter. In the figure, 1 is an AClooV commercial AC power supply, 3 is a power supply unit that converts the AC input from the AC power supply 1 into DC, and a diode Dl that half-wave rectifies the input AC.
D2、平滑用のコンデンサC1,C2及び抵抗R2,R
3からなり、倍電圧整流回路を構成している。4は電源
部3からの直流をスイッチングトランジスタTl、T2
によりスイッチング制御して高周波の交流に変換するイ
ンバータ、5はこのインバータ4の出力トランスで、−
次側にパイファイラー巻きした帰還巻fiL1.L2、
コンデンサC5,C6及び抵抗R4,R5を有する帰還
回路6a、6bを備えており、この帰還回路6a、6b
の出力により上記スイッチングトランジスタTI、T2
が制御される。7は出力トランス5の二次側の出力巻線
L3に負荷として接続されたELで、出力巻線L3とL
C共振する。なお、R6,R7はバイアス用の抵抗であ
る。D2, smoothing capacitors C1, C2 and resistors R2, R
3, forming a voltage doubler rectifier circuit. 4 is a switching transistor Tl, T2 for direct current from the power supply section 3.
5 is an output transformer of this inverter 4, -
Feedback winding fiL1 with pie filer wound on the next side. L2,
It is equipped with feedback circuits 6a and 6b having capacitors C5 and C6 and resistors R4 and R5.
The output of the switching transistors TI, T2
is controlled. 7 is an EL connected as a load to the output winding L3 on the secondary side of the output transformer 5, and the output winding L3 and L
C resonates. Note that R6 and R7 are bias resistors.
上記構成の回路において、交流電源1から入力されたA
C100Vの交流は、電源部3にて倍電圧整流される。In the circuit with the above configuration, A input from the AC power supply 1
The AC of C100V is voltage doubled and rectified in the power supply section 3.
この整流された直流は、インバータ4のスイッチングト
ランジスタTI、T2によりスイッチングされ、これに
よりインバータ4が発振し、出力トランス5の二次側に
高周波電力か発生する。そして、この高周波電力がEL
7に併給され、EL7が点灯する。その際、EL7の容
量分と出力巻線L3のインダクタンスとによりLC共振
回路が形成され、そのLC共振によりインバータ4が発
振する。そして、帰還巻線Ll。This rectified direct current is switched by the switching transistors TI and T2 of the inverter 4, which causes the inverter 4 to oscillate and generate high frequency power on the secondary side of the output transformer 5. And this high frequency power is EL
7 and EL7 lights up. At this time, an LC resonance circuit is formed by the capacitance of EL7 and the inductance of the output winding L3, and the inverter 4 oscillates due to the LC resonance. And the feedback winding Ll.
L2によりフィードバックされた信号でトランジスタT
I、T2のスイッチング(オン、オフ)のタイミングが
決まり、上記発振が連続して行われ、EL7が連続して
点灯する。Transistor T with the signal fed back by L2
The timing of switching (ON, OFF) of I and T2 is determined, the above-mentioned oscillation is performed continuously, and EL7 is lit continuously.
しかしながら、上記のような従来のEL駆劾回路にあっ
ては、電源部が半波整流の倍電圧回路となっているため
、各素子に約±141V(100VxJ2)の電圧がか
かり、各素子に耐圧の大きいものを使用しなければなら
ず、高価なものになると共に、スイッチング効率か悪く
、発熱が大きいという問題点があり、また、ELへの出
力を好ましい100 V/ 400Hzの値に合わせよ
うとすると、上記±141vの高電圧をハーフスイッチ
ングするので、スイッチング素子の負担か大きくなり、
発熱が非常に大きいという問題点かあつた。However, in the conventional EL drive circuit as described above, the power supply section is a voltage doubler circuit with half-wave rectification, so a voltage of approximately ±141V (100V x J2) is applied to each element, and each element is It is necessary to use a device with a high withstand voltage, making it expensive, and there are problems such as poor switching efficiency and large heat generation.In addition, the output to the EL should be adjusted to the preferable value of 100 V/400 Hz. In this case, since the high voltage of ±141v is half-switched, the load on the switching element becomes large.
The problem was that it generated a lot of heat.
この発明は、このような問題点に着目してなされたもの
で、各素子の耐圧が下かり、安価でスイッチング効率が
良く、発熱も小さく、またELへの出力を好ましい値に
合わせても発熱か小さし1EL駆動回路を得ることを目
的としてI/)る。This invention was made by focusing on these problems, and it is possible to lower the withstand voltage of each element, reduce the cost, have good switching efficiency, and generate less heat, and even if the output to the EL is adjusted to a desired value, no heat is generated. I/) for the purpose of obtaining a small 1EL drive circuit.
この発明のEL[動回路は、交流電源からの交流を全波
整流する全波整流器と、全波整流された直流をスイッチ
ング制御して高周波の交流に変換するインバータを備え
、前記インバータは、二次側の出力巻線に接続されたE
Lと該二次巻線とがLC共振する出力トランスを有し、
且つこの出力トランスの一次側に互いに逆方向に電流が
流れる帰還巻線を有した各々の帰還回路を備え、この帰
還回路の出力により該インバータの出力トランスの一次
側に設けられた各スイッチング素子を制御するように構
成したものであり、また、上記スイッチング素子の制御
ラインにコンデンサを接続し、全波整流器の出力ライン
に抵抗を接続するようにしたものである。The EL active circuit of the present invention includes a full-wave rectifier that performs full-wave rectification of alternating current from an alternating current power supply, and an inverter that performs switching control to convert the full-wave rectified direct current into high-frequency alternating current, and the inverter includes two E connected to the next output winding
has an output transformer in which L and the secondary winding resonate with LC,
The inverter has feedback circuits each having a feedback winding in which current flows in opposite directions on the primary side of the output transformer, and the output of the feedback circuit causes each switching element provided on the primary side of the output transformer of the inverter to be activated. In addition, a capacitor is connected to the control line of the switching element, and a resistor is connected to the output line of the full-wave rectifier.
この発明のELffi動回路においては、電源部にて入
力交流を全波整流しているので、各素子の耐圧が下がり
、スイッチング効率も良く、発熱も半波整流の場合より
も低くなる。また、ELへの出力を好ましい値に合わせ
ようとする場合、スイッチングの度合がフルに近くなり
、発熱が少ない。In the ELffi dynamic circuit of the present invention, the input AC is full-wave rectified in the power supply section, so the withstand voltage of each element is lowered, switching efficiency is good, and heat generation is lower than in the case of half-wave rectification. Furthermore, when attempting to adjust the output to the EL to a desired value, the degree of switching becomes close to full and less heat is generated.
第1図はこの発明の一実施例を示す構成図であり、第5
図と同一符号は同一構成部分を示してしする。FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of the present invention, and FIG.
The same reference numerals as in the figures indicate the same components.
図において、1はAClooV (50/60)12)
の商用交流電源、2はこの交流電源1からの交流を全波
整流する全波整流器、3はこの全波整流器2を備えた電
源部で、他に全波整流器2の出力ラインに接続した突入
電流抑制用の抵抗R1、平滑用のコンデンサC1,C2
及び放電用の抵抗R2,R3等を備えており、倍電圧整
流回路を構成している。4は電源部3からの全波整流さ
れた直流をスイッチングトランジスタT1.T2により
スイッチング制御して高周波の交流に変換するインバー
タ、5はこのインノ〈−夕4の出力トランス、6a、6
bはこの出力トランス5の一次側に設けられた互いに逆
方向に電流力≦流れる各々の帰還啓線Ll、L2を有す
る帰還回路で、帰還巻線Ll、L2に接続されたコンデ
ンサC5,C6と抵抗R4,R5の直列回路が上記スイ
ッチングトランジスタTI、T2のベースと帰還巻線L
l。In the figure, 1 is AClooV (50/60)12)
2 is a full-wave rectifier that performs full-wave rectification of the alternating current from this AC power supply 1, 3 is a power supply unit equipped with this full-wave rectifier 2, and an inrush unit connected to the output line of the full-wave rectifier 2. Resistor R1 for current suppression, capacitors C1 and C2 for smoothing
and discharge resistors R2, R3, etc., forming a voltage doubler rectifier circuit. 4 is a switching transistor T1. T2 is an inverter that performs switching control and converts it into high-frequency alternating current; 5 is an output transformer of this inverter 4;
b is a feedback circuit provided on the primary side of the output transformer 5 and having feedback wires Ll and L2 flowing in mutually opposite directions, with capacitors C5 and C6 connected to the feedback windings Ll and L2. A series circuit of resistors R4 and R5 connects the bases of the switching transistors TI and T2 and the feedback winding L.
l.
L2との間に接続されており、コンデンサC5゜C6と
抵抗R4,R5の接続点にはバイアス用の抵抗R6,R
7が接続されている。また、スイッチングトランジスタ
TI、T2の制御ライン(ベースライン)には、フィル
タ回路を構成するコンデンサC3,C4が接続されてい
る。7は上記出力トランス5の二次側の出力巻線L3に
接続されたELで、このEL7の容量分と出力巻線L3
のインダクタンスとてLC共振回路が形成される。なお
、電源部3の放電用の抵抗R2,R3は、インバータ4
のバイアス用の抵抗R6,R7によるバイアス値によっ
ては省略可能である。Bias resistors R6 and R5 are connected between the capacitor C5 and C6 and the resistors R4 and R5.
7 is connected. Further, capacitors C3 and C4 forming a filter circuit are connected to the control lines (base lines) of the switching transistors TI and T2. 7 is an EL connected to the output winding L3 on the secondary side of the output transformer 5, and the capacitance of this EL7 and the output winding L3 are
An LC resonant circuit is formed with the inductance. Note that the discharging resistors R2 and R3 of the power supply section 3 are connected to the inverter 4.
This can be omitted depending on the bias values of the bias resistors R6 and R7.
次に動作について説明する。Next, the operation will be explained.
交流電源1からのAClooVの交流は、電源部3の全
波整流器2により全波整流されて直流に変換される。こ
の直流は温度に対して正方向の抵抗変化率が非常に大き
な抵抗R1を通り、コンデンサCI、C2にチャージさ
れるが、その際抵抗R1によってコンデンサC1,C2
への突入電流が抑制されると共に、全波整流器2の各素
子も突入電流から保護される。従って、全波整流器2の
容量を小さくすることができると共に、ヒユーズ等を省
略することができる。この時、サージ電流を17、電圧
をvlとし、上記抵抗R1の値をR1とすると、V、=
R,・11という関係になる。The AClooV alternating current from the AC power supply 1 is full-wave rectified by the full-wave rectifier 2 of the power supply section 3 and converted into direct current. This direct current passes through the resistor R1, which has a very large rate of change in resistance in the positive direction with respect to temperature, and is charged to the capacitors CI and C2.
The inrush current is suppressed, and each element of the full-wave rectifier 2 is also protected from the inrush current. Therefore, the capacity of the full-wave rectifier 2 can be reduced, and fuses and the like can be omitted. At this time, if the surge current is 17, the voltage is vl, and the value of the resistor R1 is R1, then V, =
The relationship is R,·11.
上記電源部3からインバータ4に入力された直流は、ス
イッチングトランジスタTI、T2によりスイッチング
され、これにより出力トランス5に高周波電力が発生し
、この高周波電力かEL7に供給される。その際、出力
巻線L3とEL7のLC共振により上記スイッチングの
周波数fか決まり、出力巻線L3のインダクタンスをL
l、E L 7の容量分をC8とすると、この周波数f
はf=1/2π、r丁ロー−となる。そして、この出力
巻線L3の磁束の変化が一次側の帰還巻線L1L2によ
りフィードバックされ、その信号に従って各帰還回路6
a、6bによりスイッチングトランジスタTI、T2が
制御される。この時、帰還巻線L1.L2はパイファイ
ラー巻きとなっており、帰還回路6aと6bのタイミン
グは相反し、スイッチングトランジスタTI、T2はバ
ランスのとれた制御が行われる。また、スイッチングト
ランジスタT1.T2のベースラインにはコンデンサC
3,C4が接続されているため、スイッチングトランジ
スタTI、T2のベースはそのフィルタ効果で安定化し
、異常発振等が防止され、最大のマツチング調整か可能
になると共に、EL7のスケールアップを図り易くなる
。The DC input from the power supply section 3 to the inverter 4 is switched by the switching transistors TI and T2, thereby generating high frequency power in the output transformer 5, and this high frequency power is supplied to the EL7. At that time, the switching frequency f is determined by the LC resonance of the output winding L3 and EL7, and the inductance of the output winding L3 is set to
If the capacitance of L, E L7 is C8, then this frequency f
is f=1/2π, rth row. Then, this change in the magnetic flux of the output winding L3 is fed back by the feedback winding L1L2 on the primary side, and each feedback circuit 6
Switching transistors TI and T2 are controlled by a and 6b. At this time, feedback winding L1. L2 has a pie filer winding, and the timings of the feedback circuits 6a and 6b are opposite to each other, so that the switching transistors TI and T2 are controlled in a balanced manner. Moreover, the switching transistor T1. Capacitor C is on the baseline of T2.
3. Since C4 is connected, the bases of switching transistors TI and T2 are stabilized by its filter effect, preventing abnormal oscillations, etc., allowing maximum matching adjustment, and making it easier to scale up EL7. .
ここで、電源部3では全波整流を行っているため、上記
スイッチングは約±70Vで行われ、各素子の耐圧は低
いもので良い。従って、素子の種類、納期などに幅がで
き、安価なものとすることができる。同時に、スイッチ
ングトランジスタTI、T2でのスイッチング効率が良
くなり、発熱か小さく、半波整流の場合の約1/2とな
る。Here, since full-wave rectification is performed in the power supply section 3, the above-mentioned switching is performed at approximately ±70V, and the withstand voltage of each element may be low. Therefore, there is a wide range of element types, delivery dates, etc., and the cost can be reduced. At the same time, the switching efficiency in the switching transistors TI and T2 is improved, and the heat generation is reduced to about 1/2 of that in the case of half-wave rectification.
また、EL7への出力を100V/400H,の好まし
い値に合わせる場合、上記スイッチングの度合がフルに
近くなり、発熱が非常に小さくなる。Furthermore, when the output to EL7 is adjusted to a preferable value of 100V/400H, the degree of switching becomes close to full, and heat generation becomes extremely small.
なお、第2図に示すように、出力トランス5のI型コア
8aとE型コア8bとの間に両面テープ状のギャップ材
8Cを介在させることで、ノイズを小さくすることがで
きる。また第3図に示すように、出力トランス5のボビ
ンコアの周囲を銅箔テープ9で包み込むことで、磁束の
漏れを少なくすることができ、高効率化を図ることがで
きる。Note that, as shown in FIG. 2, noise can be reduced by interposing a gap material 8C in the form of double-sided tape between the I-type core 8a and the E-type core 8b of the output transformer 5. Furthermore, as shown in FIG. 3, by wrapping the bobbin core of the output transformer 5 with a copper foil tape 9, leakage of magnetic flux can be reduced and efficiency can be increased.
更に、第4図に示すように、コア8の周囲を上記ギャッ
プ材8Cと同一材料の両面テープ8dで包み込むことで
、ノイズを一層低減させることができる。Furthermore, as shown in FIG. 4, noise can be further reduced by wrapping the periphery of the core 8 with a double-sided tape 8d made of the same material as the gap material 8C.
以上のように、この発明によれば、電源部に全波整流器
を設け、全波整流した直流をスイッチングするようにし
たため、各素子の耐圧カベ下h〜す、安価なものとなり
、スイッチング効率も良く、発熱も小さくなるという効
果があり、またELへの出力を好ましい値に合わせる場
合も発熱が小さいという効果がある。また、スイッチン
グ素子の制御ラインにコンデンサを接続することで発振
が安定し、全波整流器の出力ラインに抵抗を接続するこ
とで突入電流を抑制することができる。As described above, according to the present invention, a full-wave rectifier is provided in the power supply section and the full-wave rectified direct current is switched. Therefore, the voltage resistance of each element is reduced, and the switching efficiency is also improved. This has the effect of reducing heat generation, and also has the effect of reducing heat generation when the output to the EL is adjusted to a preferable value. Furthermore, oscillation can be stabilized by connecting a capacitor to the control line of the switching element, and rush current can be suppressed by connecting a resistor to the output line of the full-wave rectifier.
第1図はこの発明の一実施例を示す構成図、第2図、第
3図及び第4図は第1図の出力トランスの具体的構成を
示す斜視図、第5図は従来のEL駆動回路の構成図であ
る。
1・・・・・・商用交流電源
2・・・・・・全波整流器
3・・・・・・電源部
4・・・・・・インバータ
5・・・・・・出力トランス
7 ・・・・−EL
6a、6b・・・・・・帰還回路
TI、T2=−・・・スイッチングトランジスタL 1
、 L 2−−−−−帰還巻線L3・−・−出力巻線
C3,C4−−−−−コンデンサ
R1−−−−−−抵抗FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of the present invention, FIGS. 2, 3, and 4 are perspective views showing the specific configuration of the output transformer shown in FIG. 1, and FIG. 5 is a conventional EL drive. It is a block diagram of a circuit. 1...Commercial AC power supply 2...Full wave rectifier 3...Power supply section 4...Inverter 5...Output transformer 7... -EL 6a, 6b...Feedback circuit TI, T2=-...Switching transistor L1
, L 2---Feedback winding L3---Output winding C3, C4---Capacitor R1------Resistance
Claims (3)
、全波整流された直流をスイッチング制御して高周波の
交流に変換するインバータを備え、前記インバータは、
二次側の出力巻線に接続されたELと該二次巻線とがL
C共振する出力トランスを有し、且つこの出力トランス
の一次側に互いに逆方向に電流が流れる帰還巻線を有し
た各々の帰還回路を備え、この帰還回路の出力により該
インバータの出力トランスの一次側に設けられた各スイ
ッチング素子を制御することを特徴とするEL駆動回路
。(1) A full-wave rectifier that performs full-wave rectification of AC from an AC power source, and an inverter that performs switching control to convert the full-wave rectified DC into high-frequency AC, the inverter comprising:
EL connected to the output winding on the secondary side and the secondary winding
Each feedback circuit has an output transformer having C resonance and a feedback winding in which current flows in opposite directions to the primary side of the output transformer, and the output of the feedback circuit causes the primary side of the output transformer of the inverter to An EL drive circuit characterized by controlling each switching element provided on the side.
を接続したことを特徴とする請求項1記載のEL駆動回
路。(2) The EL drive circuit according to claim 1, further comprising a capacitor connected to the control line of the switching element.
とを特徴とする請求項1または2記載のEL駆動回路。(3) The EL drive circuit according to claim 1 or 2, characterized in that a resistor is connected to the output line of the full-wave rectifier.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2029447A JPH03235674A (en) | 1990-02-13 | 1990-02-13 | El driving circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2029447A JPH03235674A (en) | 1990-02-13 | 1990-02-13 | El driving circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03235674A true JPH03235674A (en) | 1991-10-21 |
Family
ID=12276374
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2029447A Pending JPH03235674A (en) | 1990-02-13 | 1990-02-13 | El driving circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03235674A (en) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61158690A (en) * | 1984-12-28 | 1986-07-18 | 日本精機株式会社 | El element driving circuit |
JPS6277881A (en) * | 1985-09-30 | 1987-04-10 | Toshiba Electric Equip Corp | Inverter circuit |
-
1990
- 1990-02-13 JP JP2029447A patent/JPH03235674A/en active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61158690A (en) * | 1984-12-28 | 1986-07-18 | 日本精機株式会社 | El element driving circuit |
JPS6277881A (en) * | 1985-09-30 | 1987-04-10 | Toshiba Electric Equip Corp | Inverter circuit |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH0680598B2 (en) | Frequency stabilization Automatic gain control Ballast system | |
JPH09131051A (en) | Power factor improving converter circuit | |
GB2204751A (en) | Discharge lamp circuits | |
JPH03235674A (en) | El driving circuit | |
JPS63228967A (en) | Resonance type switching power source | |
JPH0993940A (en) | Power supply circuit and switching power supply circuit | |
JPH0740720B2 (en) | Switching power supply for multi-scan television receiver | |
JPH08149851A (en) | Piezoelectric transformer driver | |
CA2211467C (en) | Inverter for the power supply of discharge lamps with means for improving the power factor | |
JPS6290899A (en) | Electric source for microwave discharge light source | |
JP2688419B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JPH08103076A (en) | Switching power supply circuit | |
JP2688418B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JPH09131056A (en) | Power-factor improved converter circuit | |
JPH07337010A (en) | Switching power supply | |
JPH0237278Y2 (en) | ||
JP2818600B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JPS62285674A (en) | Power converter | |
JPH04161065A (en) | Power supply circuit | |
JPH07142179A (en) | Discharge lamp lighting device | |
JPH0880045A (en) | Switching power circuit | |
JPH09247934A (en) | Current resonance type converter circuit and power factor improving converter circuit | |
JPH08126323A (en) | Switching power source circuit | |
JPH09247941A (en) | Switching power supply | |
JPH07176376A (en) | Magnetron drive and control circuit |