JPH03222164A - 磁気記録再生装置における信号検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は磁気記録再生装置における信号検出回路にかか
り、特に高密度記録下れた信号を誤りなく検出するのに
好適な磁気記録再生装置の信号検出回路に関する。

〔従来の技術〕

従来の磁気記録再生装置における信号検出回路は、デー
タの再生を磁気ヘッド出力波形のピークを検出すること
によって行なっていた。しかし、上記出力波形に含まれ
るノイズやアンダーシュートにより、データの湧出しゃ
消失が発生し、情報の信頼性を制限していた。

このような問題点を改良するため、特公昭６〇−２８４
６０号公報に記載されているように、有効なピークの判
定条件として、次の４つが提案されている。（１）検出
された信号パルスは適正な極性を持たなければならず、
相次ぐパルスは極性が反転しなければならない。（２）
信号の振幅は予定の閾値レベルを越えなければならない
。（３）信号の傾斜の符号が変化する点、即ちピーク検
出が必要である。（４）最高振幅点、即ちピークからの
電圧変化は、予定の遅延時間が経過する前に、予定の電
圧ΔＶだけ低下しなければならない。これらの４つの基
準が満たされた時に有効ピークと判定することになって
いた。

〔発明が解決しようとする課題〕

第４図は、再生波形の中に読取回路やヘッドに起因する
ノイズや媒体欠陥に起因するノイズが含まれており、記
録データ“ｌ”以外の所に波形ビ一りが生じたり、本来
データ“１”であるはずの部分が消失した再生波形を示
している。また、時刻（ｎ−１）〜（ｎ＋１３）に亘っ
て書かれている数値は、クロックによるサンプリング値
である。この再生波形において、従来の方法によるビッ
ト単位の信号判定を行うと、ノイズやアンダーシュート
によって閾値レベルを微少に越えた湧出しノイズ波形に
対しては、正確に信号検出することができる。

しかし、高記録密度Ｆにおいては、データビット長によ
る動的変動した再往波形、媒体欠陥、ノイズやデータビ
ット間の遷移部分が閾値レベルを十分に越えた波形（波
形の傾斜が予定の監視電圧ΔＶを越えたノイズの湧出し
波形）、逆に有効データがドロップアウト等により闇値
レベルを越えなかった消失波形に対しては、正確な信号
検出を行うことができない。

例えば、第４図に示す再生波形を従来の方法によって識
別してみると、時刻ｎ、　（ｎ＋２）のピーク値は閾値
レベルより小であり、本来“ｌ”であるのを“０”と誤
検出し、さらに時刻（ｎ＋５）、　（ｎ＋１０）のピー
ク振幅値は、闇値レベルを十分越えており、本来“０”
であるのを°゛１°゛と誤検出している。

従って、高密度記録下においては、正しい信号検出が不
可能となってしまうという問題点があった。

本発明は、上記した従来技術に鑑みなされたもので、高
記録密度Ｆにおいて、ノイズやアンダーシュート及び媒
体欠陥等に起因して擬似的なピークが閾値レベルを十分
に越えた状態にある湧出し波形や、逆に有効ピークが闇
値レベルを越えなかった消失波形に対して、良好な信号
検出性能を維持することが可能な磁気記録再生装置にお
ける信号検出回路を提供することを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

磁気記録再生装置における信号検出回路は、磁気記録媒
体から読み出された再生信号のピーク値に同期化したク
ロック信号を生成し、上記クロック信号に同期したタイ
ミングにおいて再生波形のピーク値の絶対値から“１”
、“Ｏ”を判定する磁気記録再生装置における信号検出
回路に適用されるものであり、上記クロック信号に同期
して再生信号を量子化して量子化信号を出力する量子化
手段と、上記量子化信号を上記クロック信号に同期して
遅延させる複数段のシフトレジスタと、上記シフトレジ
スタの最終段から出力される量子化信号の値と現在の基
準値を示す量子化信号とを比較し、シフトレジスタの最
終段から出力される量子化信号が現在の基準値を示す量
子化信号よりも大きい場合、シフトレジスタの最終段か
ら出力される量子化信号を新たな基準値として出力し、
シフトレジスタの最終段から出力される量子化信号の値
が現在の基準値を示す量子化信号よりも小さい場合、現
在の基準値を保持する基準値生成手段と、上記基準値と
シフトレジスタの最終段から出力される量子化信号とを
加算し、かつ上記基準値からシフトレジスタの最終段か
ら出力される量子化信号を減算して出力する演算手段と
、上記シフトレジスタの各段から出力される複数の量子
化信号と上記演算手段から出力される２つの量子化信号
とを、（ｄ、ｋ）ランレングスコードに基づくデータパ
ターン“１”の検出論理にしたがってそれぞれ比較し、
さらに上記複数の比較結果から（ｄ、、ｋ）ランレング
スコードに基づくデータパターン“°１パの検出論理に
したがって°“Ｉ　１１を検出する検出手段とから構成
されることを特徴としている。

〔作用〕

本発明によれば、上記基準値生成手段により、基準値が
順次変更され、かつ演算手段とシフトレジスタの出力に
基づいて、上記検出手段が（ｄ。

ｋ）ランレングスコードの“１パ検出論理にしたがった
検出を行う。そのため、再生波形に擬似的なピークが存
在する場合や有効ピークが閾値を越えない場合にも、正
確に信号検出を行うことが可能になる。

すなわち、本発明の信号検出回路は、有効な信号ピーク
と擬似ピークとを区別するため、正側の基準値を越える
ピーク値を探索するアルゴリズムと、負側の基準値を越
えるピーク値を探索する二つの信号検出アルゴリズムを
用いる。この信号検出アルゴリズムとしては、次の様な
磁気記録における系列信号の特質を用いて有効なピーク
を判定する。

（１）読取信号の正負の振幅が基準Ａに対して大きな部
分はデータ１１１″′と判定する。

（２）振幅が基準値に対して小さな部分は“０°゛の部
分のノイズが湧出した場合も、本来゛１゛の信号が消失
した場合も有り得る。この場合は、前後ピントの関係か
ら判定する。

（３）°“１パの出現は（ｄ、ｋ）ランレングスコート
により制約される。例えば、（０，３）ランレングスコ
ードでのデータパターンｔよ、”　１１　”“１０１”
、“１００１″１“１０００１”　４種類であり、その
ため４種類のパターンに検査対象がしぼられる。

また、４ピント内に必ず″“１゛が存在する。本発明で
は、このような磁気記録の特質を用いて、有効ピークと
ノイズの識別を行う。

また、信号を判定する基準値の生成は、現在判定しよう
としている再生信号のピークレベルを用いて行い、再生
信号の全振幅内の変動に比例して基準値が自動的に調整
される。

さらに、本発明の信号検出回路の作用を第４図に例示し
た（０．３）ランレングスコードの再生波形を用いて説
明する。第４図において、再生波形は有効なピークを有
すると共にノイズやアンダーシュート、媒体欠陥に起因
するノイズを含んでいる。第４図において、波形（ａ）
、　（ｂ）、　（ｃ）の点線部分は適正な再生波形を表
している。波形（ａ）、　（ｂ）。

（Ｃ）の実線部分は媒体欠陥により闇値レベル以下にな
った有効ピーク（ｎ、ｎ＋２）やノイズやアンダーシュ
ートによる無効なピーク（ｎ＋５．　ｎ＋１０）を表し
ている。本発明による信号検出回路は、この様な有効ピ
ーク波形の消失やノイズによる擬似ピークによる湧出波
形に対して、信頼性の高い信号検出意図して構成される
。

本発明による信号検出アルゴリズムは、前記したように
再生波形においては記録データに対応して交互に有効ピ
ークが現われ、さらにそのビット系列は（ｄ、ｋ）ラン
レングスコードにより、発生パターンが制約されるとい
った磁気記録の特質を用い、さらに判定しようとするビ
ットの前後関係から有効なピークとノイズの識別を行な
うようになっている。第４図に示す再生波形を具体的に
識別してみると、次のようになる。（１）最初のビット
（時刻ｎ−２）は正側に大きな振幅を持つので信号“ｌ
”と判定する。（２）次のビット（時刻ｎ−１）は負側
に大きな振幅を持つので信号“Ｉ”と判定できる。（３
）次のビット（時刻ｎ、波形ａ）は、正側に小さな振幅
を有し、かつ次のビット（時刻ｎ＋１）は負側に基準値
レベルより大きな振幅が存在するので、信号“１”と判
定する。（４）次のビット（時刻ｎ＋１）は、負側に大
きな振幅を有するので信号°“１”と判定する。（５）
次のビット（時刻ｎ＋２）は正側に小さな振幅を有する
が、時刻ｎ＋４のピントが負側に基準値レベルより大き
な振幅を有しているので、信号“１”と判定する。（６
）時刻ｎ＋４のビットは負側に基準値レベルより大きな
振幅を持つので信号“１°”と判定できる。（７）次の
ビット（時刻ｎ＋５．波形ｂ）は、正側に大きな振幅を
有し、前のビットと逆極性であるが、時刻ｎ＋８におけ
るビットが同極性でかつ波形すより大きな振幅が存在す
るのでノイズと判定できる。次のビット（時刻Ａ＋８）
は正側に大きな振幅、次のビット（時刻ｎ＋９）は負側
に大きな振幅が存在するので信号“ｌ“と判定できる。

（９）次のビット（時刻ｎ＋９）は正側に大きな振幅を
持つので信号“１゛と判定できる。

−次のビット（時刻ｎ＋ＩＯ、波形Ｃ）は正側に大きな
振幅を有し、前のビットと逆極性であるが、時刻ｎ＋１
２のビットが同極性でかつ波形Ｃより大きな振幅を有す
るので雑音であり、“０”と判定できる。なお、第４図
において、時刻ｎ＋３．　ｎ＋５〜ｎ＋７の各ビットは
、“１”検出論理に適合しないため、信号“０°°と判
定される。

以上のように、本発明の信号検出回路においては、記録
データの“１”に対応して交互に逆極性のピークが現れ
る。そのビット系列は（ｄ、ｋ）ランレングスコードに
より、発生パターンが制約される。例えば（０，３）コ
ードではＯ”の連続は３ビツトである。すなわち、４ビ
ツト内にかならず“１”が存在するので、検査対象は４
ビツトにしぼられるといった磁気記録の特質を利用して
、信号とノイズの識別を行う。そのため、従来のビット
・パイ・ビットの信号判定による信号検出方式における
有効ピーク波形が闇値レベルより小さな消失波形及び、
闇値レベルを十分越た湧出波形に対して正しいリードデ
ータが得られる。

〔実施例〕

以下添付の図面に示す実施例により、更に詳細に本発明
について説明する。

第３図は本発明を（０，３）ランレングスコードに適用
した正側信号検出アルゴリズムを示す説明図である。（
０，３）ランレングスコードは周知のように、′１１”
、“１０１”、“１００１”、“１０００１”の４つの
パターンだけを取ることができる。この４つのパターン
の状態遷移を格子線図で表現すると、それぞれ第２図（
ａ）、（ロ）、　（Ｃ）、　（ｄ）のように表わせる。

同図において、ステートＯは正側の信号検出を期待する
状態を、ステート１は負側の信号検出を期待する状態を
表している。また、各パスに沿って書かれている記号Ａ
、Ｏは、そのパスに遷移がおきたときの出力である。

第２図（ａ）に示すように、時刻（ｎ−１）における出
力状態がステートＯであったとすると、再生時刻（ｎ＋
１）に合流する二つの部分パスＰＩ、Ｐ２が存在するこ
とがわかる。第１の部分パスＰ１は、時刻ｎまたは（ｎ
＋１）において“Ｉ　ＩＩが存在しないパスである。第
２の部分パスＰ２は、時刻ｎで正側の“１″が、時刻（
ｎ＋１）で負側の°“１′”が存在するパスである。こ
の時刻ｎの正側の“１′′の検出において、最も望まし
いケースは最小２乗誤差が小さいパスである。従って、
第２の部分パスＰ２が発生し易いとすれば、第２図（ａ
）に示す格子線図から次の関係式が成立する。

（Ｖ（ｎ）＋Ａ）”＋（Ｖ（ｎ＋１）＋Ａ）≦（Ｖ（ｎ
）−０）”＋（Ｖ（ｎ＋１）−０）”よって、 Ｖ　（ｎ）−＾≧Ｖ（ｒ＋＋１）　　　　　　　　・・
・　（１）が成立する。（１）式は、時刻ｎで正側の“
１”が在し、かつ時刻（ｎｉｌ）で負側の“１“が存在
すれば、第１の部分゛パスＰｉは成立する可能性がなく
棄却される。生き残った第２のパスＰ２が正しいパスで
あると判断されるから、時刻ｎについては“１”が確定
する。

第２図（ｂ）においても、第２図（ａ）の場合と同様に
、時刻（ｎ−１）でステートＯであり再び時刻（ｎ＋２
）においてステート０に合流する３つの部分パスＰ３゜
Ｐ４．Ｐ５が存在する。第１の部分パスＰ３は時刻ｎ　
、　（ｎ＋１）　、　（ｎ＋２）で正側の“Ｉ　Ｉ＋が
存在しないパス、第２の部分パスは時刻ｎで“°０“、
時刻（ｎ＋１）で“１“が存在するパス、第３の部分パ
スＰ５は時刻ｎで“１″が存在するパスである。この格
子線図において、第１．第３の部分パスＰ３゜Ｐ５から
次の関係式が得られる。

Ｖ　（ｎ）−八　≧　ν（ｎ＋２） となる。さらに、第２の部分パスＰ４には、Ｖ（ｎ）　
＞　Ｖ（ｎ＋１） の関係があり、上記２つの式が同時に成立する次の（２
）式の関係が得られると、時刻ｎにおいて“１″が確定
する。

Ｖ（ｎ）　＞Ｖ（ｎ＋１）　　ａｎｄ　　Ｖ（ｎ）　−
Ａ≧Ｖ（ｎ＋２）　　・”（２）同様に、第２図（Ｃ）
においては、時刻（ｎ＋３）で合流する４つの部分パス
Ｐ６．Ｐ７．Ｐ８．Ｐ９が存在する。部分パスＰ９に示
すように、負側”　１　”が時刻（ｎ＋３）において存
在し、かつ時刻（ｎ＋１）。

（ｎ＋２）において“０“が存在するならば、次の関係
が成立する。

Ｖ（ｎ）−Ａ≧Ｖ（ｎ＋３） また、部分パスＰ７．Ｐ８においては、Ｖ（ｎ）　＞Ｖ
（ｎ＋１）　　ａｎｄ　　Ｖ（ｎ）　＞Ｖ（ｎ＋２）の
関係が成立する。従って、上記の２つの式が同時に成立
する次の（３）式の関係が得られると、時刻ｎにおける
“ｌ“が確定する。

Ｖ（ｎ）　＞Ｖ（ｎ＋１）　ａｎｄ　　Ｖ（ｎ）　＞Ｖ
（ｎ＋２）ａｎｄ　　Ｖ（ｎ）　−Ａ＞Ｖ（ｎ＋３）　
　　　　　　−（３）第２図（ｄ）においては、負側の
“１°′が時刻（ｎ＋３）において存在しないため、 Ｖ（ｎ）　＞　Ｖ（ｎ＋３） の関係が成立する。なぜならば（０，３）ランレングス
コードにおいては、時刻ｎ、　ｎ＋Ｌ　ｎ＋２＋ｎ＋３
＋　ｎ＋４の中に必ず正側の“１”が存在する。従って
この４ビツトの中で正側のピーク振幅が最も大きなもの
を選ぶことが適正と考えるから、次の関係が成立する。

ν（ｎ）　＞Ｖ（ｎ＋１）　ａｎｄ　　Ｖ（ｎ）　＞Ｖ
（ｎ＋２）　ａｎｄＶ（ｎ）　＞Ｖ（ｎ＋３）　ａｎｄ
　　Ｖ（ｎ）　　Ａ≧ｖ（ｎ＋４）・・・（４）同様な
論法により負側の“１“の検出アルゴリズムも次式の様
に導ける。

Ｖ（ｎ）＋Ａ≦Ｖ　（ｎ＋１）　　　　　　　　　−（
５）Ｖ（ｎ）＜Ｖ（ｎ＋１）　ａｎｄ　　Ｖ（ｎ）＋Ａ
≦Ｖ　（ｎ＋２）　　−（６）Ｖ（ｎ）　＜Ｖ（ｎ＋１
）　ａｎｄ　　Ｖ（ｎ）　＜Ｖ（ｎ＋２）ａｎｄ　　Ｖ
（ｎ）＋＾≦Ｖ　（ｎ＋３）　　　　　　　・”　（７
）Ｖ（ｎ）　＜Ｖ（ｎ＋１）　ａｎｄ　　Ｖ（ｎ）　＜
Ｖ（ｎ＋２）　ａｎｄＶ（ｎ）　＜Ｖ（ｎ＋３）　ａｎ
ｄ　　Ｖ（ｎ）　−Ａ≦Ｖ　（ｎ＋４）　・”　（８）
本発明の信号検出回路では、正側検出論理式として（１
）〜（３）式を用い、負側検出論理式として（４）〜（
６）弐を用いる。そして、信号の判定は次のように行わ
れる。すなわち、読取信号の標本化値に対して、正側ピ
ーク探索時に論理式（１）〜（３）が満たされ、また負
側ピーク探索時に論理式（４）〜（６）が満たされ、か
つ後続する２ビツト以上のピットシーケンスを調べた後
にデータ”　１　”と決定される。正側ピーク探索時に
論理式（１）〜（３）が満たされず、また負側ピーク探
索時に論理式（４）〜（６）が満たされない場合、後続
する２ビツト以上のビットシーケンスを調べた後にデー
タ“０”と決定される。そして、論理構成は、読取信号
に対して極性交番要件を適用するようになっている。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図であり、第３図
はその動作を示すタイムチャートである。

第１図及び第３図において、読取信号２０１は、アナロ
グ信号として、例えば図示しない自動利得制御回路を介
してピーク検出回路１０１及びＡ／Ｄ（アナログ／ディ
ジタル）変換器１０３に与えられる。ピーク検出回路１
０１は、読取信号２０１を入力とし、読取信号２０１の
ピークデータ２０２を生成出力する。ビークデータ２０
２は基準クロック発生器１０２に入力される。基準クロ
ック発生器１０２は、ビークデータ２０２に位相が同期
したクロック信号２０３を発生する。Ａ／Ｄ変換器１０
３は、クロック信号２０３に基づいて読取信号２０１を
標本化して量子化ディジタル信号２０４を生成する。量
子化ディジタル信号２０４は、従接続された５段のシフ
トレジスタ１０４を介して、基準Ａ生成回路１０５と演
算回路１０６とコンパレータ１０７内の比較部３１０．
３１１゜３１２に送られる。

基準Ａ生成回路１０５は、シフトレジスタ１０４から出
力される量子化ディジタル信号２０４ａを入力としてお
り、全波変換器３０５は量子化ディジタル信号２０４ａ
の中心レベルを基準として量子化ディジタル信号２０４
ａを全波波形２０６に変換してコンパレータ３０６の一
方の入力端子とＤタイプフリップフロップ３０８へ出力
する。フリップフロップ３０８の出力Ａは分圧器３０９
を介してコンパレータ３０６へ送られる。分圧器３０９
は、例えば割算回路から構成されている。この分圧器３
０９は、出力Ａの電圧値を１／ｎに減圧して出力２０７
を形威し、コンパレータ３０６の他方の入力端子へ出力
する。コンパレータ３０６の一方の入力端子には、前記
したように全波変換器３０５から出力される全波波形２
０６が入力されている。従って、コンパレータ３０６は
、全波波形２０６が分圧器３０９の出力２０７の値を越
えた場合に、出力２０８を°“Ｈ”にする。この出力２
０８はクロツタ信号２０３と共にアンドゲート３０７に
入力される。コンパレータ３０６の出力２０８が“′Ｈ
”の場合、フリップフロップ３０８は全波変換器３０５
から出力される全波波形２０６を取り込み、基準Ａとし
て出力する。上記回路の目的は、量子化ディジタル信号
２０４が“Ｏｎでなくて°“Ｉ　１１であるときにかぎ
って、基準Ａとして量子化ディジタル信号２０４をホー
ルドすることにある。この理由は、基準Ａの生成は、デ
ータ“１“が検出されている状態において、部分レスポ
ンス信号のピークレベル変動に追従させるためである。

従って、基準Ａは、部分レスポンス信号におけるディジ
タルデータ“１゛のレベル変化の大きさに同時に追従す
る大きさの電圧レベルとなる。

演算回路１０６は、基準Ａと時刻ｎにおける量子化ディ
ジタル信号Ｖ　（ｎ）を入力として、（Ｖ　（ｎ）　−
Ａ）と（Ｖ（ｎ）＋Ａ）を生成し、（Ｖ（ｎ）−Ａ）は
比較部３１７゜３１８、３１９．３２０の一方の入力端
子に入力され、（Ｖ　（ｎ）＋＾）は比較部３１３．３
１４．３１５．３１６の一方の入力端子に入力される。

比較部３２０の他方の入力端子には、時刻（ｎ＋１）に
おける量子化ディジタル信号Ｖ（ｎ＋１）が入力されて
おり、比較部３２０の出力α、は前記（１）式が満足さ
れた場合に“Ｈ”となり、正側検出論理回路１０９のオ
ア回路３１７へ出力される。α、が“Ｈ”と検出される
ことによって、（０，３）ランレングスコードの正側の
“１１゛パターンのデータの最初の“１”が検出される
。

コンパレータ３１９の他方の入力端子には時刻Ｖ（ｎ＋
２）における量子化ディジタル信号Ｖ（ｎ＋２）が入力
されており、比較部３１９の出力はＶ（ｎ）　−Ａ≧Ｖ
　（ｎ＋２）が成立するときに“Ｈ”レベルとなり、ア
ンドゲート３２１に送られる。アンドゲート３２１の他
方の入力端子には、Ｖ（ｎ）　＞Ｖ（ｎ＋１）のとき“
Ｈ”となる比較部３１２の出力が人力されている。した
がって、アントゲ−）　３２１の出力β、を論理式で表
わすと、前記（２）式となり、（２）式が成立すると、
正側の１０１”パターンの初のデータ゛１”が検出され
る。

また、比較部３１２の他方の入力端子には時刻（ｎ＋１
）における量子化ディジタル信号Ｖ（ｎ＋１）が入力さ
れ、比較部３１１の他方の入力端子には時刻（ｎ＋１）
における量子化ディジタル信号ｖ（ｎ＋２）が人力され
、比較部３１０の他方の入力端子には時刻（ｎ＋３）に
おける量子化ディジタル信号Ｖ　（ｎ＋３）が入力され
ている。したがって、比較部３１２の出力端子ＰはＶ（
ｎ）　＞Ｖ（ｎ＋１）が成立するとき“Ｈ”をアンド回
路３１９の１番目の入力端子に出力し、比較部３１１の
出力端子ＰはＶ（ｎ）　＞Ｖ（ｎ＋２）が成立するとき
“Ｈ１１をアンド回路３１９の２番目の入力端子に出力
し、比較部３１０の出力端子ＰはＶ（ｎ）　＞Ｖ　（ｎ
＋３）が成立するとき“Ｈ′′をアンド回路３１９のの
３番目の入力端子に出力する。したがって、アンド回路
３２２の出力ＴＦを論理式で表わすと、前記（３）式と
なる。（３）式が成立すると、正側の“１００１”パタ
ーンの最初のデータ“１”が検出される。

また、同様にアンド回路３２３の出力δ２を論理式で表
わすと、前記（４）式となる。（４）式が成立すると、
正側の“１０００１”パターンの最初のデータ“１”が
検出される。

上記した正側検出論理回路１０８におけるα２゜βＰ＋
　　ｒＰ＋　　δ、と同様に、オア回路３２９とアンド
回路３２５．３２６．３２７から構成される負側検出論
理回路１０９におけるα８．β８．γ９．δ８は、α８
が前記（５）式が成立するとき“Ｈ＋＋となり、β９が
前記（６）式が成立するとき“′Ｈ′”となり、γ８が
前記（７）式が成立するとき“Ｈ”となり、δ８が前記
（８）弐が成立するとき“Ｈ”となるように構成されて
いる。

第１図において、フリップフロップ３２３は、正側信号
検出論理回路１０８の出力２１０が“Ｈ′″のときセン
トされ、負側信号検出論理回路１０９の出力２１１がＨ
”のときリセットされ、出力２１２を生成する。したが
って、フリップフロップ３２３に対してセントまたはリ
セット信号が連続して発生した場合、２番目以降の信号
は実効的に無視されることになる。出力２１２は、フリ
ップフロップ３２４゜３２５によりクロック２０３で１
クロック分だけ延され、出力２１３を生成する。そして
、出力２１２と出力２１３との排他的論理を取ることに
より、記録データに対応したり一ドデータ２１６を得る
。

以上の説明から明らかなように、本実施例では、（０，
３）ランレングスコードのパターンの格子線図から得ら
れた（１）〜（３）弐又は（４）〜（６）式のいずれか
の方程式の関係が満足された場合は１°゛と判定され、
満たされない場合は°゛０”と判定される。

例えば、第４図の時刻ｎにおける“１１′′パターンの
再生波形において、時刻（ｎ−１）　、　ｎ、　（ｎ＋
１）　、　（ｎ＋２）の理想的な振幅は、−１，１，−
１，１であるが、実際の波形サンプル値は、−０，９，
０，２，−１，０゜０．３となっている。ここで、Ａ＝
０．８５として（１）式に代入すると、 ０．２−０．８５≧−１，０ となる。したがって、（１）式の不等式の関係が満たさ
れ、時刻ｎのビットは正側“１”と判定され、正しいリ
ードデータが得られる。この様にして、本実施例では、
時刻（ｎ＋１）の負側のピークが“１″に等しければ、
識別しようとする正側の時刻ｎの振幅が−０，１５以下
にならない限り、正しいリードデータが得られる。同様
に、第４図の時刻（ｎ＋２）における“１０１”パター
ン波形において、サンプル値は−１，０，０，３，−０
，３，−１，１であり、理想的な振幅は−１，１，Ｏ，
−１で有る。この再生波形においては、（２）式の不等
式の関係が満たされるので、時刻（ｎ＋２）のビットは
正側の“１′′と判定され、正しいリードデータが得ら
れる。最後に、時刻（ｎ＋５）における“１０００１″
、“１００１”パターン波形では、サンプル値は、−１
，１，０，６，Ｏ，１，−０，１゜１．０と−１，１，
０，９，０，４，１，０である。このケースにおいては
（１）〜（６）式は満たされないので、時刻（ｎ＋５）
、　　（ｎ＋１０）はＩＩ　Ｏ１１と判定される。この
様に、本実施例の信号検出回路では、媒体の局所的な欠
陥やノイズ等により、従来方式では弁別できなかった信
号でも正しく識別することが出来る。

なお、本発明に用いた信号検出アルゴリズムは、他の（
ｄ、ｋ）コードへ拡張することが可能である。例えば、
ｌ±０７変調方式や２±０７変調方式では、（ｄ、ｋ）
ランレングスコード符号からシフトレジスタの段数ｎは
、ｎ＝ｋを満足する様に設定し、（０，３）コードで用
いた格子線図を各変調方式のパターンに従って展開すれ
ば良いことが容易にわかる。

なお、以上に説明した実施例においては、基準Ａを生成
する場合、全波変換器３０５の全波波形２０６と、現在
の基準Ａを分圧器３０９によってｌ／ｎに変換した出力
２０７とを用いたが、本発明はこれに限定されるもので
はなく、分圧器３０９を用いることなく、現在の基準Ａ
をそのまま用いるようにしても良い。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、高密
度記録された信号の再生波形におけるノイズやアンダー
シュート及び媒体欠陥等に起因して疑似的なピークが発
生し、これが闇値レベルを十分に越えた場合、逆に有効
ピークが闇値レベルを越えなかった場合においても、誤
りのない良好な信号検出性能を維持することが可能にな
る。

また、構成要素が論理回路であるので、高集積化・素子
のバラツキ・温度特性が少ないといった特徴が有り、こ
の結果、狭トラツク化や高密度化により信号の品質が低
下しても、良好な信号検出性能を維持できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図（
ａ）、（ハ）、　（Ｃ）、　（ｄ）は第１図に示す実施
例において採用されている信号検出アルゴリズムを示す
格子線図、第３図は第１図に示す実施例の動作の一例を
示すタイムチャート、第４図は媒体欠陥やノイズ等に起
因する疑似的なピークや闇値レベルに達しない有効ピー
クを含む再生波形の一例を示す波形図である。 １０１・・・ピーク検出回路、１０２・・・基準クロッ
ク発生器、１０３・・・アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ
）変換器、１０４・・・シフトレジスタ、１０５・・・
基準Ａ生成回路、１０６・・・演算回路、１０７・・・
演算比較回路、１０８・・・正側信号検出論理回路、１
０９・・・負側信号検出論理回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、磁気記録媒体から読み出された再生信号のピーク値
   に同期化したクロック信号を生成し、上記クロック信号
   に同期したタイミングにおいて再生波形のピーク値の絶
   対値から“１”、“０”を判定する磁気記録再生装置に
   おける信号検出回路において、 上記クロック信号に同期して再生信号を量子化して量子
   化信号を出力する量子化手段と、上記量子化信号を上記
   クロック信号に同期して遅延させる複数段のシフトレジ
   スタと、 上記シフトレジスタの最終段から出力される量子化信号
   の値と現在の基準値を示す量子化信号とを比較し、シフ
   トレジスタの最終段から出力される量子化信号が現在の
   基準値を示す量子化信号よりも大きい場合、シフトレジ
   スタの最終段から出力される量子化信号を新たな基準値
   として出力し、シフトレジスタの最終段から出力される
   量子化信号の値が現在の基準値を示す量子化信号よりも
   小さい場合、現在の基準値を保持する基準値生成手段と
   、 上記基準値とシフトレジスタの最終段から出力される量
   子化信号とを加算し、かつ上記基準値からシフトレジス
   タの最終段から出力される量子化信号を減算して出力す
   る演算手段と、上記シフトレジスタの各段から出力され
   る複数の量子化信号と上記演算手段から出力される２つ
   の量子化信号とを、（ｄ、ｋ）ランレングスコードに基
   づくデータパターン“１”の検出論理にしたがってそれ
   ぞれ比較し、さらに上記複数の比較結果から（ｄ、ｋ）
   ランレングスコードに基づくデータパターン“１”の検
   出論理にしたがって“１”を検出する検出手段とから構
   成されることを特徴とする磁気記録再生装置における信
   号検出回路。 ２、上記基準値生成手段は、上記シフトレジスタの最終
   段から出力される量子化信号の値と現在の基準値を示す
   量子化信号の１／ｎの値とを比較し、シフトレジスタの
   最終段から出力される量子化信号が現在の基準値を示す
   量子化信号の１／ｎの値よりも大きい場合、シフトレジ
   スタの最終段から出力される量子化信号を新たな基準値
   として出力し、シフトレジスタの最終段から出力される
   量子化信号の値が現在の基準値を示す量子化信号の１／
   ｎ値よりも小さい場合、現在の基準値を保持することを
   特徴とする磁気記録再生装置における信号検出回路。