JPH03216011A - フーリエ変換バンドパスフイルタ形制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，機械機構系のサーボ制御のため制御器の伝達
関数作成法に係わり、任意の形の伝達関数のボード線図
を持たせ得るサーボ制御用コントローラに関する。

〔従来の技術〕

離散フーリエ変換（以下ｒＤＦＴＪと略す）の原理を用
いた周波数分析器（以下ｒＦＦＴ分析器」と略す）の概
要を第２図に示す。

規定のサンプリング周期でメモリ個数Ｎ個分だけ波形値
を読みこみ、ＦＦＴ分析器内のメモリにしまいこむ。メ
モリ個数Ｎは通常のＦＦＴ分ＦＲ器では１０２４個位の
大きな数であり、図示するのも大変なので，ここでは８
個の場合について例示している。

第３図ではＦＦＴ分析器の処理手順の概略がフローチャ
ートに示されている。波形データの読み込みは第３図の
フローチャートのステップ１である。格納された値がこ
の例では， ＸＯ＋　ｘｉ，　Ｘ２，Ｘａｔ　ｘ４，　Ｘ５，　ｘｅ
，　ｘ７−（＋）である。

これらのサンプリング値を用い、ステップ２でＤＦＴ処
理を施す。ＤＦＴ後の値はここではＡｏ＋　Ａｔ，　Ａ
２，　Ａ３，　Ａ４，　ＡＭ，　Ａ６，　Ａ７−４２）
と８個求まる。Ａｋの値は一般には複素数となり、その
求め方は次の公式に従う。

ｆｏｒｋ＝ｏ−７ ただし、ｊ　＝Ｆゴー＝虚数単位 ２π　　２π　　　　　　　２　π このＡｋの値は各周波数ω，ごとの複素振幅を意味して
おり，Ａｋの値の大きいもの程その周波数の振動が卓越
していることを示している。

次に、計算結果Ａｋ（ｋ＝ｏ〜７）の絶対値を棒グラフ
としてディスプレイ上に表示するのがステップ３である
。

この図３のステップ１から３に示される、データ取込み
→ＤＦＴ処理→ディスプレイ表示の一連の操作を高速に
行うものがＦＦＴ分析器である。

この一連の処理のタイミングは第２図に示すようになる
。もともとの振動波形のうちある区間ごとに集中して取
り込んだ波形値についてＤＦＴ計算が行なわれる。ＤＦ
Ｔの計算中およびディスプレイへの表示中は，データの
取込みは中止される。

よって入力波形のすべての区間がＤＦＴ計算されるわけ
ではなく、見逃される区間が存在することは避けられな
い。

ＤＦＴ計算は取込んだデータＸＯ’＝Ｘ７の値が、その
区間外においても周期的に繰り返される周期関数である
ことを前提としている。そのために，入力値Ｘｏ−Ｘ７
の実際の値をＤＦＴ計算に用いるのではなく、窓関数を
かけた値が用いられる場合が通常である。又、定義式（
３）に示される複素振幅Ａ，を求めるアルゴリズムは、
バタフライ演算と呼ばれる非常に高速なものが採用され
ている。

このように実際のフーリエ変換装置では種々の工夫が凝
らされている。これらの従来のフーリエ変換装置として
は、特開昭６１−１９６３７０号公報に記載されている
装置などがある。

先に述べたように、通常のＦＦＴ分析器では、１回目の
データ取込みと次の回のデータ取込みの間には、データ
取込みの休止期間があった。このＦＦＴ分析器は振動波
形の周波分析結果を表示モニタするのが主目的であるの
で、このような休止期間があってもさしつかえない。出
力と表示された各周波数成分の複素振幅値をモニタして
、異常振動の発生を検知したり，その原因を分析する上
で非常に有用な情報が得られるのでＦＦＴ分析器は広く
普及している。

ところでＤＦＴ処理をサーボ制御などの制御装置に応用
するにはこのようなデータ取込みの中断は許されない。

時々刻々とデータを取込み（入力）、そのつどＤＦＴ処
理を連続的に行い、時々刻々と出力していく処理形態が
要求される。

上記の休止期間をなくすために，波形データを１個取込
むごとに、ＤＦＴ処理を行い、複素振幅値を求める計算
公式も、文献（安居院猛，中島正之著ｒＦＦＴの使い方
」電子科学シリーズ９１産報出版１９８２年２月ＩＳ日
ｐａｇｅ　１　３　２　〜１３３）に載っている。

その計算公式をサンプリング値８個の場合について説明
する。

いま、ある時刻ｔにおいて、過去８個分の波形データＸ
ｋがメリの中に ＫＯｔ　　Ｘｉ，　　Ｘ２，　　Ｘ３１　　Ｘ４，　　
！！），　　ＸＳ，　　Ｘ７゜＝（５）と格納されてい
て，その複素振幅値ＡｋがＡｏ，　Ａｔｙ　Ａｈ　Ａ３
１　Ａ４，　Ａ５ｔ　Ａｅ，　Ａ７−（６）と与えられ
ていたとする。この状況で、時刻ｔ＋Δｔ／ｉに、新た
に波形データ値ｘ６を読み込んだ時、波形データ格納メ
モリの内容は ｘｔ，　Ｘ２＋　Ｘ３ｙ　Ｘ４＋　ＸＳＨ　Ｘ８ｙ　Ｘ
７１　Ｘ８”’（７）と更新される。よってこれに対応
する新しい複素振幅値Ａ，′を Ａｏ’　ｇ　Ａｉ’　ｇ　Ａ２’　ｇ　Ａ３’　ｐ　Ａ
４’　Ｈ　Ａｓ’　？　Ａ［ｌ’　ｇ　Ａ７’・・・（
８） の形で求める方法を探すことになる。

第（５）式の波形データ値に対応する複素振幅値Ａｈは
、第（３）式の定義に従うと となる。同様に第（７）式の波形データ値に対応する新
しい複素振幅値Ａｋ′　　は次式になる。

両式（９）と（１０）を比へると次式を得る。

ｆｏｒ　　ｋ　：　Ｏ〜７ 上式の意味しているところは，第４図に示すようになる
。時々刻々と各サンプリング時刻ごとに波形値を読み、
その値がメモリに入る。それをｘｔｎ（＝ｘａ）とする
。そうすると、メモリ内の最も古いデータを捨てなけれ
ばならない。それがＸｏｕｔ　（　ｘ　＝　ｘｏ）であ
る。

サンプリング波形データの個数がＮとすると複素振幅値
Ａｋは下記 ｆｏｒ　　ｋ　＝Ｏ〜　（Ｎ−　１） なる公式で更新すれば良いことになる。このようにして
、データ取込みの休止区間なく、次々と波形データをサ
ンプリング入力し、そのつど時々刻刻の複素振幅値が得
られることになる。これが連続形ＤＦＴの処理原理であ
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術は振動波形の時々刻々の値をフーリエ変換
し、その分析結果をサーボ制御などの制御置に利用しよ
うとするところにある。しかし、フーリエ変換そのもの
は振動波形が，メモリーにサンプリング格納する時間に
おいて周期関数となっていることが前提となっている。

そのために、任意の波形を呈する一般の振動波形に適用
することは精度的に無理があった。

本発明の目的は、フーリエ変換のごとく各周波数成分の
振動振幅を検出し、それをもとに制御信号を発生させ得
るもので、かつその時の振動波形が周期関数でなくても
適用可能なフーリエ変換バントパスフィルタ形制御装置
を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕 上記目的はＸ方向とＹ方向の２チャンネルの振動波形を
入力信号とし、他方複数個の並列に多数設置した三角関
数発生器から正弦波や余弦波を各所定の周波数ごとに発
生させ、入力波形とこれら三角関数波形との掛算を各周
波数ごとに行い，その時間平均をとるローパスフィルタ
を通すことによりなる前向き振動成分検出用バンドパス
フィルタと後向き振動成分検出用バンドパスフィルタを
構成し、その呂力として得られた前向き振動の複素振幅
と後向き振動の複素振幅とに対し、各周波数成分ごとに
所定の設定による振幅の拡大縮少と位相の進み遅れを付
与し新たに前向き複素振幅と後向き複素振幅を求め，こ
うして得られた各同波ごとの複素振幅に対し先の三角関
数波形をそれぞれ並列に各周波数ごとに掛算を行い，そ
の結果得られる各周波数ごとの値を加算総和した値の実
数部をＸチャンネルの出力信号とし点数部をＹチャンネ
ルの出力信号とすることによって達成される。

〔作用〕

抽出すべき振動周波数成分の三角関数を原振動波形に乗
じ、その平均を取る手法を用いているため，振動波形が
周期関数でなくとも適用可能となる。

〔実施例〕

以下，本発明の一実施例について説明する。

いま，入力の原振動波形をｘｉｎ（ｊ）とｙ＋ｎ（ｔ）
の２チャンネル入力を考える。１チャンネル入力はこの
変形と考えられるので、このように２チャンネルの複素
数振動波形ｚｉｎ（ｔ） ｚｔｎ（ｔ）＝ｘｔｊｊ）＋　ｊｙ＋ｎＤ）　　　　・
・・（１３）とする。ただし、ｊ＝ｆ：コーで虚数単位
フーリエ変換によると、この振動波形は、各振動数成分
の和 ・・・（ｌ４） で近似、きる。８　　　成分を前向き，ｅ−ｊｃａ・ｔ
ｊωｋｔ 成分を後向きと呼ぶ。ある振動周波数成分ω，を抽出す
るために、原波数に前向き振幅Ａｋのため一ｊωｋｔ にはｅ　　　を、そして後向きの振幅Ｂｍのため＋ｊω
ｋｔ にはｅ　　　のそれぞれの三角関数値を掛ける。

Ｚｔｎ（ｔ）ｅ−””＝Ａｏｅ−”ｋｔ＋Ａｔｅｊ（”
　”）＋・＝＋Ａｈ＋Ａｂ＋、ｅｊ（ωｂ＋ｚ−ωｉＩ
）ｔ　　　ｊ（ω１−ωｋ）ｔＢｔｅ ＋　−　＋　Ｂ　ｂ　ｅ−”　”　”＋　−　　　　　
−　（１５）Ｚ＋ｎ（ｔ）ｅ＋Ｊωｋｔ：．Ａｏｅｊω
ｋｔ＋Ａｉｅ”ω１＋ωｋ）ｔ＋−Ａｋｅ””’七十　
．．＋ＢＬｅ−ｊ（ｕｔ−ｃｖＪｔ＋−＋Ｂｉ＋＋Ｂｂ
”ｔｅ　ｊ（””　”）ｔ””・・・（１６） 第３式の時間平均をとるとＡｋとなる。また第４式の時
間平均をとるとＢｋが求まる。また、原振動波形に対し
、何も掛けずにその時間平均をとればＡｏが求まる。時
間平均操作をーで書くとＺ　ｉ　ｎ　（　ｔ　）　＝　
Ａ　ｏ −Ｊ（ＩＪｈｔ Ｚ　ｉｎ　（　ｔ　）　ｅ　　　　　　＝　Ａ　ｋ・・
・（１７） ｊωｋｔ Ｚ　ｌｎ　（　ｔ　）　ｅ　　　　　　＝　Ｂ　ｂとな
ることからわかる。このように、入力の原複角関数を掛
けてその時間平均をとる操作を全周波数成分ωｋ（ｋ＝
１〜Ｎ）まで行うことによって、各局波複素振動振幅値
の前向き成分と後向き成分を知ることができる。このよ
うにしてＡ　ｏ　Ｈ　Ａ　ｋｙ８ｋ（ｋ＝Ｌ〜Ｎ）を抽
出するバントパスフィルタの構成ができる。

さらに、このようにして得られた複素振動振幅に対して
制御則を乗せ，希望の出力信号を作成することにある。

一般に制御則は、制御器の入力と出力の関係を示す伝達
関数で表わされる。入ってきた入力信号の複素振動振幅
成分に対して、各周波数ごとに，その値を何倍し、位相
をどれ位進めるかあるいは遅らせるかにある。そこで、
前向きの振動周波数成分ωｋに対して，振幅をａｋ倍し
、位相を０１だけ進めたいとする。一方、後向きの振動
周波数成分一ω１に対してはｂｋ倍し、γ、たけ位相を
進めたいとする。そのことは、得られる出力信号の前向
き複素振動振幅Ｃｋ及び後向き複素振動振幅Ｄｈは次の
形で定義することになる。

ｊθＯ Ａｏ　　ａｏｅ　　　−＋Ｃｏ よって求められる制御装置の出力信号Ｚ　Ｏｕｔは、こ
れらの前向きと後向きの複素振動振幅成分を時間領域に
変換して、 となる。

このような入力信号から出力信号をある振動周波数成分
ωつについて作成する過程を第５図に示している。入力
信号２１．（１）に対して、それぞれけ、それの時間平
均をとり、その成分の複素振動振幅を始めに求める。こ
れは一種のバンドパスフィルターの働きである。次に得
られた複素振動振で、 出力信号の複素振動振幅成分を各周波数ωｋの出力信号
の波形を作成する。この一連の過程をある振動周波数成
分ω１についてその骨子をまとめている。

第５図に示した、時間平均化処理について始めに述べる
。時間平均化処理は時定数の大きい一次遅れによって達
成される。例えば、 １ τｓ＋１ ただし、τ十時定数 この時の時定数では大きい程望ましが、限度があり、通
常ωｋ−ω，＋１なる隣り合う周波数差の１／２程度 ・・・（２０） に選ばれる。第２０式と同じようなボード線図形状を示
すなら、一次遅れでなくても、２次遅れや３次遅れ要素
で似って表わさせ得る。

また、デイジタル処理系では、この時間平均化処理は次
のようになる。サンプリング時間をΔしとした時， 時刻ｔにおける入力ｖ１ｎに対して出力Ｖ　ｏ　ｕ　ｔ は ・・・（２２） ？だし２Ｍ＝■ Δｔ なる形で求まる。

時間平均化方法にはこの他各種 のちのがある。

かけ， 時間平均を第８式で行い， 制御則として で波形に再構成するこの全体の伝達関数はと表わされる
。

すなわちω＝±ωｋでバンドパスフ イルタとなっていることがわかる７ すなわち、制御則としての係数もつバンドパスフィルタ
と考えられ、それを説明するのが第６図である。

第５図及び第６図において，ある周波数ωｋについて、
前向き及び後向き振動成分をそれぞれ抽出するバンドパ
スフィルタに制御則を乗せ、再度波に構成し直す手順を
示した。この周波数ω５を小さい方ωｌから大きい方ω
Ｎに区分し、並列に並べたものが本発明の制御器であり
、第１図に示している。

ここでは，前向き振動周波数と後向き振動周波数はどち
らも同じ周波数分解能を有し、ωｋ（ｋ＝１，Ｎ）まで
並べてある．同じ数だけの周波数分解能をとる必然性は
なく、前向きと後向きの周波数分解能の総数は異なって
いてもよい。また、前＝ω５＝ωｋ（ｋ＝１〜Ｎ）と一
致させているが、それらの周波数分解は前向きと後向き
とでは異なっていてもよい．すなわち、 鹸向きに対しωｅｌ＋　ω，２・・・ω，■後向きに対
し−ωｂＬ，−ωｂ２，・・・一ωｂＮｂと、周波数の
分解値ならびにその総数は、前向きと後向きとでずれて
いてもよい。

さて、第１図の構成で、左より複素振動変位（Ｘ方向変
位とｙ方向変位の２チャンネル）　Ｚｌｎが入り、掛算
器（１）にて，前向き及び後向き振−ｊωｋｔ 動成分を抽出するために先ずｅ　　　及びにより、いま
欲しい周波数成分の複素振幅は直流的になっているので
、ローパスフィルタにて抽出する。と同時に、各振動周
波数成分にそれぞれ制向きと後向きに乗じる。このプロ
セスが、同図のローパスフィルタ（制御則付き）である
。

次のステップの掛算器（ＩＩ）において，元の抽出され
た振動周波数成分の振動波形に戻すために、ｊωｂｔ　
　　　　−ｊωｋｔ ｅ　　　及びｅ　　　　を前向きと後向き成分にそれぞ
れ掛ける。このようにして，各振動周波数成分ごとに制
御用の振動波形が再現できたので、それらを集め出力信
号Ｚｏｕｉ　が求まる。真中のラインは周波数＝０すな
わち入力波に対する平均値の挙動に対する出力波形の作
成である。必要に応じ、このような処理もとり入れられ
る。

この出力信号ＺｏｕｔはＸチャンネルとＹチャンネルで
それぞれ構成されているので，所望のチャンネルごとに
制御のために使用すればよい。これがバンドパス並列形
の制御器の例である。

ところで、このような方式で作った制御方法の例を．Ｚ
ｔｎからＺｏｕｔへの伝達関数として示したものが第７
図及び第８図である。

ただしＣｉｌ　ｋ＝Ｏ　ｒ　１　＋　２　＋　・・’　
１　２　７　Ｈ　Ｚτ　　＝１／２πＸ０．５Ｈｚ＝１
／π　ｓｅｃのものである。ただバントパスフィルタを
並へただけの特性である。１　２　７　Ｈ　ｚより大き
い範囲では、ゲインが急激に低下しており、従来のサー
ボ制御器にはない形が得られている。位相はＧｏＨｚ位
がゼロクロスしており、進みから遅れへと移っている。

もう少し位相進みの範囲を広くとろうということで−［
夫したものが第８図で、その伝達関数をただしωｂ＝ｏ
，１，２，−１２７Ｈｚτ　　＝１／２ｚＸＯ．Ｓ＝１
／π　ｓｅｃＮ＝６４ この時には、ゲイン曲線に少し下に湾曲した部分がみら
れるが，周波数１２７Ｈｚのゲイン曲線の限界近くまで
位相進み領域は伸びていることがわかる。

このように制御則を工夫することにより，制御の目的に
合った希望の人出力伝達関数が得られるきめ細かく決め
ていれば、伝達関数のゲイン一定で限界周波数以上で急
激にゲイン低下が起こり、かつ位相進みも十分なものが
得られる。それらは、柔軟機構系の位置決め制御や弾性
ロー夕の電磁軸受などの磁気浮上制御など、各種のサー
ボ制御に希望されている特性である。

ところで，以上の説明では一貫してＸとＹのＺチャンネ
ルを同時に扱う複素数形式で述べてきた。

実際の回路ではどうなっているかを、前向き振動成分の
処理については第９図に、後向き振動成分の処理につい
ては第１０図にそれぞれ示している。

±Ｊωｋｔ ｅ　　　を掛ける操作はＣＯＳωｋｔやｓｉｎωはを各
時刻ごとに掛けることに相当する。

また、Ｙチャンネルが不用のＸチャンネルのみの一次元
処理の実際は第１１図に示している。このようなものを
各周波数成分ごとに並列に設置すれば一次元Ｘチャンネ
ル用の制御器となる。

最後に本発明の本質的な意義について触れておく。従来
の制御器の特性を入出力伝達関数なるボード線図を見た
ら判るように、ゲインと位相の間には一定の関係があっ
た。それは、位相を進めるためにゲインの右上がりは避
けられず、ゲインを右下がりに下げるためには，位相の
遅れは避けられない。サーボ系の制御のためには、右下
がりゲインで位相の進んだ形態のボード線図が望まれて
いたがそれは実現不可能なものであった。それは、伝達
関数として一次遅れをとったとき、只 において、ＡとＢの係数は実数となっていたからである
。

しかし、本発明によればＡとＢは複素数係数として実現
でき、 の形が有り得る。

ＪＡＪはｊωｋ とおいたとき、 中心周波数Ａ，＝ωｋなるバントパスフィルタであ現で
きる。またｊＢ，は、ＸチャンネルとＹチャンネルとの
クロス結合を意味しており、本発明のＺチャンネルレイ
アウトの発想なら十分に実現できる回路である。

このように、本発明の本質的意味は、制御器の伝達関数
の係数として、複素数もとり得る設計定数とした点であ
る。

次に、時定数での大きい状態で（２９）式に示す複素係
数の伝達関数を考えてみる。

ｊθ これはωを中心周波数とするバンドパスフィルタである
。いま、この中心周波数ω，を回転数と常に一致させた
とき、これはトラッキングフィルタとして作動する。そ
して、分子の複素数値において、θ＝Ｏのとき分子は実
数となり．　（２９）式は次の（３０）式に示す伝達関
数となる。

これは，第１２図に示す回路となり、数学的な点につい
ては、Ｕ．Ｓ．Ｐ．４，１２８，７９５に記載されてい
る。

また、分子が純虚数のとき、例えばθ＝π／２のとき，
伝達関数は、 となる。

これは，第１３図に示すようなＸとＹとのクロス回路と
なり、数学的な点については、Ｕ．Ｓ．Ｐ４，６９７，
１２８に記載されている。

さらに．　（３１）式で、中心周波数ωを自励振動周波
数Ｊ。に一致させたとき、チューニングフィルタとして
機能し，その出力をｘＹクロスに結合したものとなる。

これについては、ｕ．ｓ．ｐ４，８４１，２１２に記載
されている。

以上のことを総括すると、本実施例のバンドパスフィル
タの式（２９）は、第１４図に示すように、フィルタの
呂力をＸＮとＹＮ方向に直結回路あるいはクロス回路を
通じて分配しようとすることに相当する。

問題となる周波数が１つで、それを特に制御しようとす
るとき、第１４図の分配方式が特に有効である。よって
バンドパスフィルタ１つでもって制御器を構成するよう
な場合にも使用できる。

本発明によれば制御器の伝達関数として複素係数を扱え
得るようになった。そのためには、ｊωｔ ｅ　　なる三角関数ｃｏｓωｔやｓｉｎωｔと原入力波
形との掛算が多用される。よってデイジタルコントロー
ラに向いている方法と言える。アナログコントローラと
して本発明を実現するには、各振動周波数成分ごとに並
列にフィルタを設置する必要がある。例題のごとく１２
８個も並べると相当のコスト高になるが、ソフトプログ
ラムで対処できるデイジタルコントローラではそのよう
な不利は消失する。

ｊｏｂ　　　　　　−ｊγｋ 制御則ａｋｅ　　　やｂｋｅ　　　　を適当に変え、調
整することにより、各種のサーボ制御に使用可能なプロ
グラマブル汎用制御器として機能する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック線図、第２図
はＦＦＴ処理におけるデータ取り込みと計算表示のタイ
ミングを示す図、第３図は連続形ＦＦＴ処理による制御
器のアルゴリズムの一例、第４図は連続形ＦＦＴ処理の
原理を示すメモリ更新のタイミング図、第５図は特定の
周波数ωｋに限定したときの制御器の入出力関係図、第
６図は第５図に対応する複素数形伝達関数表示、第７図
及び第８図は本発明により作成した制御器の伝達関数を
示すボード線図の例、第９図は前向き振動波形入力に対
する制御処理、第１０図は後向き振動波形入力に対する
制御処理，第１１図は１方向チャンネルのみの振動波形
入力に対する制御処理をそれぞれ説明する図、第１２図
，第１３図，第１４図は本発明の一実施例を示すブロッ
ク線図である。 ；ｊωｔ １・・・掛算器（複素数ｅ　　　）、２・・・ローバス
フイルタ（制御則付き）， ３・・・掛算器 （複素数

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、Ｘ方向とＹ方向の２チャンネルの振動波形を入力信
   号とし、他方複数個の並列に多数設置した三角関数発生
   器から正弦波や余弦波を各所定の周波数ごとに発生させ
   、入力波形とこれら三角関係波形との掛算を各周波数ご
   とに行い、その時間平均をとるローパスフィルタを通す
   ことによりなる前向き振動成分検出用バンドパスフィル
   タまたは後向き振動成分検出用バンドパスフィルタを構
   成し、その出力として得られた前向き振動の複素振幅と
   後向き振動の複素振幅とに対し、各周波数成分ごとに所
   定の設定による振幅の拡大縮少と位相の進み遅れを付与
   し新たに前向き複素振幅と後向き複素振幅を求め、こう
   して得られた各周波数ごとの複素振幅に対し先の三角関
   数波形をそれぞれ並列に各周波数ごとに掛算を行い、そ
   の結果得られる各周波数ごとの値を加算総和した値の実
   数部をＸチャンネルの出力信号とし点数部をＹチャンネ
   ルの出力信号とし、前記バンドパスフィルタの入力信号
   ｘ、ｙに対応する出力信号ｘ＿Ｎ、ｙ＿Ｎをｘ方向とｙ
   方向に直接する成分及びｘ方向とｙ方向とがクロスする
   成分とにそれぞれ分配して出力信号ｘ＿０、ｙ＿０とす
   ることを特徴とするフーリエ変換バンドパスフィルタ形
   制御装置。