JPH03212037A - 周波数ホイッピング通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、送信側で１情報ビツトを周波数ホイッピング
により複数種類の周波数チップの時系列信号に拡散して
送信し、受信側で遅延相関に基づいて復調する周波数ホ
イッピング通信方式に関する。

［従来の技術］ 従来、高速周波数ホイッピング方式（以下ｒｓｓ−ＦＨ
方式」という）にあっては、情報速度より早く周波数ホ
イッピング速度を切替えることで、対干渉性、遠近問題
、及び周波数タイバーシチ効果等に優れ、従って、移動
通信用やフエーシングの影響が深刻である室内通信用と
して注目されている。

即ち、５Ｓ−ＦＨ方式にあっては、■情報ピッｔ〜か幾
つもの周波数チップに分散されるため、フェージングや
干渉等の影響が拡散され、高い通信信頼性が得られる。

しかしなから、５Ｓ−ＦＨ方式においては、受信側での
周波数シンセサイザによる同期捕捉や同期追尾系か極め
てむずがしく、また装置も複雑になる。

このため簡易な受信方式として、遅延相ｊ」によるコヒ
ーレント逆拡散方式か提案されている。

第１０図は従来の遅延相関による逆閑散方式の構成図て
あり、高周波増幅器ｌによる増幅後にスペクトル拡散帯
域幅Ｂｓｓをもつパン１−パスフィルタ（以下ｒＢＰＦ
、という）２を通過した受信ＲＦ信号は、混合器３に直
接与えられると共に、遅延回路・１により１信号系列分
の遅延Ｔｄを受けた後に混合器３に与えられ、混合器３
で両者を混合することにより逆拡散し、ローパスフィル
タＣ以下ｒＬＰＦ」という〉５を通すことで直接ベース
バンド信号に復調し、■信号系列に同期して動作するス
イッチ６を介して情報ビットの復調信号を出力する。

二のような遅延相関方式は、マルチパスによる選択性フ
ェージングが考えられる移動通信だけでなく、簡易なシ
ステムを要求するような携帯用ワイヤレス電話や室内の
親子間コードレス電話、更には工場内のロボット間通信
等のコンシューマ通信に適していると考えられる。

［発明か解決しようとする課題］ しかしながら、従来の遅延相関方式にあっては、ホイッ
ピングパターンが異なる他局からのＦＨ信号やＦＭ信号
等の他の電波形式をもつ狭帯域な干渉信号なども同時に
復調してしまうことが予想される。

このため狭帯域雑音が多い工場内や複数局とのランタム
アクセスを必要とする通信システムにおいては、特性が
極めて悪くなるため、応用範囲がかなり制限され、これ
までにほとんど実用化されていない問題があった。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたも
ので、干渉信号や狭帯域雑音に影響されることなく希望
局からの信号を復調できる信頼性の高い遅延相関を利用
した周波数ボイラピンク通信方式を提供することを目的
とする。

［課題を解決するための手段］ ます本発明の送信手段は、■情報ピットをＮ個の周波数
チップに所定のパターンに従って分散する周波数ホイッ
ピングを行って周波数ホイッピング信号を生成し、該周
波数ホイッピング信号の信号系列を前半と後半に分け、
前半の信号系列を情報信号で変調する共に、後半の信号
系列を予め割り当てられた固有の中間周波数信号で変調
して送信する。

一方、本発明の送信手段にあっては、前記送信手段から
送信された周波数ホイッピング信号の信号系列の半分の
時間遅延によめる遅延相関を取り、該遅延相関で得られ
た信号かせ前記送信側の固有の中間周波数を中心とした
狭帯域の信号成分を抽出して情報ビットを復調するよう
に構成する。

［作用］ 二のような構成を備えた本発明の周波数ホイッピング通
信方式によれば、送信側で生成される周波数ホイッピン
グ信号の信号系列の前半に情報ビット成分が含まれ後半
に固有（希望局）の中間周波数成分が含まれていること
から、受信側での信号系列の半分の時間遅延による相関
遅延を取ることで周波数ヘテロダインにより周波数チッ
プ成分が除かれて中間周波数成分と情報ピット成分との
合成信号成分か得られ、更に中間周波数を中心とした狭
帯域ＢＰＦを通過させることで不要成分を除去できる。

このとき近傍に位置する他の局に対しては各々異なる中
間周波数か割り当てられているため、遅延相関後に狭帯
域の１Ｆ−ＢＰＦを通過して復調されるのは、希望局信
号たけであり、異なる中間周波数か割り当てられた他局
からの周波数ホイッピング信号か復調されることはない 更に、ＲＦ増幅された干渉成分としての狭帯域信号は、
遅延相関により低周波信号とその高調波信吋に分離され
るか、それぞれ固有の中間周波数信号からかなり離れて
いるため、Ｉ　Ｆ−ＢＰＦを通過てきす、復調されるこ
とはない ［実施例］ 第１図は本発明の送信機の実施例構成図である。

第１図において、送信機はＰＮ符号発生器１０、周波数
シンセサイザ１２、乗算器１３、ＢＰＦ１４、パワーア
ンプ１５及び送信アンテナ１６で構成される。

更に詳細に説明するならば、ＰＮ符号発生器１０は擬似
雑音符号系列として例えばり−トソロモンコード等を発
生する。周波数シンセサイザ１２はＰＮ符号発生器１０
からの符号パターンに従って１情報ビット当りＮ個の周
波数チップに分散させる周波数ホイッピングによりＢＰ
ＳＫ信号やＦＳＫ信号をＲＦ信号に変換する。具体的に
は、タイレフト・デジタル・シンセサイザやＰＬＬシン
セサイザが使用される。

この場合、周波数シンセサイザ１２からのホイッピンク
周波数は各局に割り当てられたＰＮ符号によって決まる
。

ここで１情報ビット当りＮデツプの周波数ホイッピング
゛が行われたときの送信信号５（ｔ）は次式のように示
される。

５（ｔｌ−１ｓｔ、ｓ２．・・・Ｓ　Ｎ／２　・・・Ｓ
Ｎ　］但し、ＦＨ倍信号ＰＬＬシンセサイザによって合
成されているために、各チップ間の位相の連続性は保た
れているとする。このとき各チップＳｋ　＜　ｋ＝１．
２．・・・Ｎ）の信号は次のように表わされる。

（１） 但し、ｋＴｏ≦ｔ　＜　ｆｋ＋１）Ｔｏである。またＮ
は偶数とする。更に、Ｔｏはチップ周期、θ（ｔは情報
信号であり、ＰＨ−ＢＰＳＫのとき、θはｌ　＝　ｉｏ
、　　π となり、ＦＨ−ＭＦＳＫのとき θｆｔｌ＝Ｍ　　・Δω となる。

またω１Ｆは中間角周波数を表し、各局に対し異なる周
波数が予め割り当てられており、更に各チップ間の数十
周波数間隔はフェージングに対して相関かへないように
コヒーレント帯域幅だけ離れているものとする。

この第（１）式のチップ信号で表わされる送信信号５（
ｔ）の意味するところは、１情報ビット当りＮ個の周波
数チップに分散されたＦＨ倍信号信号系列の前半は情報
信号θ（１）で変調され、後半は固有の中間周波数ｆＩ
Ｆにより変調されていることになる。

第４図はチップ数Ｎ＝８とした場合の送信側の信号系列
を（ａ）〜（Ｃ）に示す。

まず第４図（ａ）は無変調時のＦＨ倍信号信号系列であ
り、信号周期Ｔｄの前半のＴｄ／２の信は系列はチップ
周波数ｆｌ、ｆ２゜ｆ３．ｆ／１て構成され、後半の信
号系列は中間周波数ｆ　１＋たけシフトした（ｆｌ−ｆ
、、、、）（ｆ２−ｆ、、、、）、（ｆ３−ｆ、、）、
（ｆ４ｆ１．）で構成される。このＦＨ信すのＭｉｒ半
か例えは（ｂ）Ｉ示す情報借り θ（ｔ）　−（ａ、ｂ、ｃ、ｄｌ て変調されたとすると、（ｃ）に示すように、ｉｉｆ半
は＜ｆｌ＋ａ＞、（ｆ２＋ｂ）、（ｆ３＋Ｃ）、（ｆ４
＋ｄ）となり、後半は無変調時と同しである。

第３．４図ハＰ　Ｈ−Ｂ　Ｐ　Ｓ　Ｋ　ｉＡ　’＝、及
Ｕ’　ＰＨ−Ｂ　Ｆ　Ｓ　Ｋ信号の時間に対する周波数
関係を示す。

尚、第３図のＦ　）−１−Ｂ　Ｐ　Ｓ　Ｋ信りに対し第
４図のＦＨ−ＭＦＳＫ信すはチップ数が半分て済むこと
から、伝送速度か２倍の高速伝送となる。

第５．６図は本発明の受信機の実施例構成図であり、第
５図は高速ＦＨ−ＢＰＳＫ信号の受信機を示し、また第
６図は高速ＰＨ−ＭＦＳＫ信号の受信機を示す。

第５．６図において、受信アンテナ１８、高周波増幅器
１、ＢＰＦ２、遅延回路４及び混合器３まての遅延相関
を取るための構成は第１０図の従来例と同じである。但
し、遅延口ＩＩ＠４の遅延時間がＦＨ倍信号信号周期Ｔ
ｄの半分子ｄ／２となっている点は異なる。

第５図の受信機は遅延相関を取った後に希望局の固有の
中間周波数ｆ１４．を中心とした狭帯域の信号成分を抽
出するＢＰＦ２０が設けられる。ＢＰＦ２０の出力は混
合器２２で中間周波数ｆｌＦｉ　と混合されてベースハ
ント信号に変換され、その後ＬＰＦ５及びスイッチ６を
介して情報ピットの復調出力か取り出される。

一方、第６図の受信機ては、遅延相関により得られた信
号は希望局を含む複数局の固有の中間周波数ｆ１１．〜
ｆ　ＩＦＭを中心とした狭帯域のＢ　Ｐ　Ｆ　２０−１
〜２０−　ｍに与えられ、このＢ　Ｐ　Ｆ　２０−１〜
２０−ｍ　（７）出力をコンパレータ２６に入力して希
望局の情報ピットを復調するようにしている。

次に受信側の作用を説明する。

第２図（ｄ）（ｅ）は受信側の遅延相関による復調時の
信号系列を示しとおり、（ｃ）の変調信号の受信に対し
くｄ）に示すようにＴ　ｄ　、、／　２遅延された遅延
信号が混合器３に与えられるため、受信信号から遅延信
号を差し引くことにより（ｄ）に示すＦＨ信号成分、即
ちチップ周波数ｆ１〜ｆ４か除去され、中間周波数と情
報ピットの合成信号成分てなる（’ｔ’ｌＦ＋ａ）、　
　（ｆｔ、＋ｂ）、　　（ｆｚ−十〇）（ｆ、、、＋ｄ
）が復調される。このため例えは第５図に示すように混
合器２２で中間周波数ｆ、１．て周波数変換することで
、情報ピット成分ａ、ｂ、ｃ、ｄのみを取り出すことが
できる。

さらに詳細に説明すると、まず受信信号ｒ（ｔ）は次式
のように表わされる。

ｒは）＝Ｊ丁Ｐ−ｓは）＋］　ｆｔ）＋Ｊ　ｆｔｔ＋ｎ
　ｆｔ１（２） 但し、Ｐは平均電力、１（ｔ）は帯域制限付加雑音であ
る。更に、］は）は非希望局からの合成干渉波信号、Ｊ
（ｔ）は非希望局からの狭帯域妨害副信号である。

ここで、非希望局からの合成干渉波成分１（ｔ）は、各
非希望局からの５Ｓ−ＦＨ倍信号し、互い相関がなく独
立てあり、また干渉局数Ｋを十分多い（Ｋ　＞＞１１と
すると、合成干渉信号＋　（ｔｌは近似的にカラス雑音
とみなすことができる。このため１（ｔ）の電力密度ス
ペクトルＷｆｆ）は次式のように表わすことができる。

Ｗｉ　（ｆ　）　＝Ｋ　−Ｐ／Ｂｓｓ　　−・・（３）
但し、もＢｓｓはスペクトラム閑散帯域幅である。

方、非希望局からの狭帯域妨害信号Ｊ（ｔは、受信機内
のＢＰＦ２を通過した狭帯域信号とすると、次のように
表される。

Ｊ　ｆｔｌ・Ｊ−ｃｏｓ（ωｊ　−ｔ＋φ）　　　−−
−＜／１）但し、ｍ１ｎ（ωｋ）≦ωｊ　Ｅ　ｍａｘ　
ｌωｋｌとする。

前記第（２）式で示された受信信号ｒ　ｉｔｌは、混合
器３と遅延回路４とて成る遅延相関器によって１／２情
報ビツト（Ｔｄ／２＞たけ遅延した信号ｒｆｔ−Ｔｄ／
２１とにより逆拡散が行われ、混合器３の出力信：Ｒ（
Ｔｄ／２）は次のように表わされる。

Ｒ（Ｔｄ／２ ｒ（ｔｌ−ｒは−Ｔｄ／２＋ Ｐ　−ｃｏｓ　（ｏ）ｚ・を十θｆＮ　＋ＲＮ（Ｔｄ、
／２１（５） ここでＲＮ　（Ｔｄ／２）は合成不要波信号で次式のよ
うに表される。

ＲＮｆＴｄ／２ｌ−２Ｒｓｉ（Ｔｄ／２１＋２Ｒｓｊｆ
Ｔｄ／２１＋２Ｒｓｎ　（Ｔｄ／２１＋２Ｒｉｎ　ｆＴ
ｄ／２１＋２Ｒｊｎ　ｆＴ／２）＋ＲｉｊｆＴｄ／２）
＋Ｒｊｊ　ｆＴｄ／２１＋ＲｎｎｆＴｄ／２１（６） 但し、 Ｒｓｉ　ｆＴｄ／２）＝Ｅ■・ Ｒｓｊ（Ｔｄ／２）・Ｃ■・ Ｒｓｎ　（Ｔｄ／２）−Ｆ■・ ＲｉｎｆＴｄ／２）＝ｌｆｔ）　・ ５（ｔ）　・　Ｉｆｔ−Ｔｄ／２） ｓ　（ｔｌ　−Ｊ　（ｔ−Ｔｄ／２） ｓｆｔ）　−ｎ（ｔ−Ｔｄ／２１ ｎ　ｆｔ−Ｔｄ／２１ である。

ここで前記第（６）式の第７項の狭帯域干渉信すＪ（ｔ
）による自己相関値ＲｊｊｆＴｄ／２Ｈについては、 ＲｊｊｆＴｄ、／２１−Ｊ　′・ｃｏｓφｆｔｌ＋Ｊ　
　２　　・　ｃｏｓ（２ｂ＞ｊ　　　　ｔ＋φ　（む）
）となる。しかしながら、中間周波数ｆｌＦはＲＦ周波
数に比べて極めて低く設定され、ＢＰＦ２を通過したＪ
（ｔ）については ２ωｊ　＞＞　　ω となるため、狭帯域干渉信号の自己相関による低周波成
分や高調波成分は、混合器２に続く狭帯域のＩＦ用のＢ
ＰＦ　（２０又は２０１〜２０−ｍ）より取り除かれる
。このため従来の遅延相関方式のような狭帯域妨害の自
己相関による特性劣化は改善できる。

また前記第（６）式の第６項の非希望局の借り同士の自
己相関による中間周波数信号は、各局とも中間周波数の
中心信号か異なるため、ＩＦ用のＢＰＦにより取り除か
れる。

従って、他局からの干渉信号の影響は、希望信号と干渉
信号との相互相関、及び異なる干渉信号同士の相互相関
だけとなり、従来の遅延相関方式に比べて大幅に特性改
善が達成できる。

次にＰＨ−ＢＰＳＫ信号を対象とした第５図の受信機に
示す本発明の遅延相関方式における狭帯域特性及び他局
間干渉信号に対する特性を説明する。

ここて゛１テ゛−タ当りのホッピング数（チップ数）は
Ｎ個とし、また受信機では遅延相関により逆拡散したＩ
Ｆ倍信号搬送波再生回路によりコヒーレントにｐ　Ｓ　
Ｋ　ｉＰｔ調されるものとする。

但し、各チップのホイッピンク周波数はコヒーレント帯
域以上術れているために各サンプル値は互いに独立とな
る。また各局のＩＰ周波数は異なり、互いにクロストー
クがないように離れているものとする。

第５図の受信機における遅延相関の出力信号Ｒ（Ｔｄ／
２）は次式のようになる。　Ｒ（Ｔ　ｄ／　２１　＝　
ｆｔ”　ｒ　（ｔｌ　　・ｒ　ｆ　ｔ　Ｔ　ｄ　／　２
　）　　・ｄ　ｔ０ また遅延相関出力信号のＳＪＲは次式のようになる。

５ＴＲ＝Ｐ／！　？・Ｊ　／’　２　Ｎ＋σ、、　　Ｉ
　　　ｆｊ／２Ｎ１２＋Ｐ＋σ１、・°］１ます狭帯域
妨害か存在する場合の誤り子持性を第７図に示す。但し
、１ピッ■〜当りのボイラピンク周波数、の数Ｎは、Ｎ
−１０とし、また狭帯域妨害としてはしＣＷ妨害を想定
する。　第７図から明らかなように、Ｃ−Ｄｉｒとして
示す従来の遅延相関方式てはＳＪＲかＯｄＢ以下になる
と全く受信不能であることかわがする。

これに対しＮ−Ｄｉｆで示される本発明の遅延相関方式
にあっては、狭帯域妨害に対して十分な特性か得られて
いる。これは遅延相関による妨害波の自己相関成分を完
全に除去でき、また信号と妨害波の相互相関成分に対し
てもスペクトラム拡散によって十分に抑圧しているため
である。

次にホイッピング数Ｎを変化させたときの誤り子持性を
第８図に示す。但し、ＳＪＲは１０ｄＢとしている。

第８図よりボイラピンク数Ｎを増やしていくと大幅に特
性が改善されることがわかる。

これは１情報ビット当りのボイラピンク数Ｎを増加する
につれ、それだけ妨害波の影響を拡散するなめである。

次に受信局を中心に非希望局か存在するときの特性を第
９図に示す。但し、ボイラピンク数ＮはＮ−１０、ＳＮ
Ｒは２０ｄＢとし、また非希望局からの各受信電力（Ｒ
Ｆ段）は希望局からの受信電力と同じＯｄＢとする。

この特性は、主に１ビット当り使用てきるホイッピング
できる周波数の数の最大値りや１テ゛−夕当りのホイッ
ピング数Ｎ、干渉局にの関数となる。

第９図より干渉局Ｋが増加すると特性が大幅に劣化する
ことかわかる。これは他局間のホイッピング周波数の衝
突による相互相関の影響によるものである。即ち、Ｌか
増加していくと、それだけホイッピング周波数間で衝突
する確率（符号量同士の衝突）か減少し、他局干渉の影
響か減少するためである。

ここで正確にデータ復調可能なりＥＲを０゜００２以下
とすると、Ｎ−１０及びＬ＝１０のとき同時アクセス可
能な局数にはに＝５となり、周波数利用効率ηは５０％
となる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、受信側で拡散符号
や同期系を全く必要とせずに狭帯域妨害や他局間干渉に
強い遅延相関による復調かでき、十分に実用に耐えうる
周波数ホイッピングによる通信方式を実現することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の送信機の実施例構成図；第２図は本発
明の送信および受信側のＰＨ信号系列を示した説明図； 第３．４図はＦＨ−ＢＰＳＫ信号及びＦＨＭＦＳＫ信号
の時間に対する周波数の関係説明図； 第５．６図は本発明の受信機の実施例構成図第７図は本
発明の狭帯域妨害下における誤り子持作図； 第８図は本発明のボイラピンク数に対する誤り子持作図
； 第９図は本発明の干渉局数Ｋに対する誤り率特性図； 第１０図は従来の遅延相関方式の構成図である。 １：高周波増幅器 ２．１４：ＲＦ用のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３．
２２　：混合器 ４：遅延回路 ５゛ローパスフイルタ（ＬＰＦ） ６：スイッチ １．０：ＰＮ符号発生器 １２・周波数シンセサイザ １３・変調器 １５　パワーアンプ １６・送イーアンテナ １８・受信アンテナ ２０、２０−１〜２０−ｍ　：　ＩＦ用のハシ１〜パス
フイルタ２６：コンパレータ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）１情報ビットをＮ個の周波数チップに所定のパタ
   ーンに従って分散する周波数ホイッピングを行って周波
   数ホイッピング信号をせいいせし、該周波数ホイッピン
   グ信号の信号系列を前半と後半に分け、前半の信号系列
   を情報信号で変調すると共に、後半の信号系列を予め割
   り当された固有の中間周波数で変調して送信する送信手
   段と； 該送信手段から送信された前記周波数ホイ ッピング信号を該信号系列の半分の時間遅延により遅延
   相関を取り、該遅延相関で得られた信号から前記固有の
   中間周波数を中心とした狭帯域の信号成分を抽出して前
   記情報ビットを復調する受信手段と； を備えたことを特徴とする周波数ホイッピング通信方式
   。