JPH03201117A - 半導体集積回路 - Google Patents
半導体集積回路Info
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- JPH03201117A JPH03201117A JP1342453A JP34245389A JPH03201117A JP H03201117 A JPH03201117 A JP H03201117A JP 1342453 A JP1342453 A JP 1342453A JP 34245389 A JP34245389 A JP 34245389A JP H03201117 A JPH03201117 A JP H03201117A
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- signal
- level shift
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 11
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 abstract description 8
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
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- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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- Pulse Circuits (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
概要
産業上の利用分野
従来の技術(第5図)
発明が解決しようとする課!!(第6図)課題を解決す
るための手段(第1図) 作用 実施例(第2図〜第4図) 発明の効果 〔概 要〕 半導体集積回路、特に入力バッファ回路の正相逆相出力
信号の位相調整に関し、 該正相出力信号と逆相出力信号との位相差を調整して両
信号を理想的な相補信号に近づけて、高周波fiWyA
での入力バッファ回路等の性能の向上を図ることを目的
とし、 単相入力信号と基準電圧とを入力して正相信号及び逆相
信号を出力する差動増幅回路と、前記正相信号をレベル
シフトして正相出力信号を出力する正相信号レベルシフ
ト回路と、前記逆相信号をレベルシフトして逆相出力信
号を出力する逆相信号レベルシフト回路とを具備する半
導体集積回路において、前記正相信号レベルシフト回路
又は逆相イS号レベルシフト回路の後段に位相調整回路
が設けられ、前記位相調整回路は、第1のトランジスタ
とレベルシフト素子、電流源から成る付加素子とにより
#II!威され、前記第1のトランジスタのゲートが前
記正相信号レベルシフト回路又は逆相信号レベルシフト
回路の第2のトランジスタのソース側、又は、該ソース
側に接続されているレベルシフト素子に接続されている
ことを含み構成する。
るための手段(第1図) 作用 実施例(第2図〜第4図) 発明の効果 〔概 要〕 半導体集積回路、特に入力バッファ回路の正相逆相出力
信号の位相調整に関し、 該正相出力信号と逆相出力信号との位相差を調整して両
信号を理想的な相補信号に近づけて、高周波fiWyA
での入力バッファ回路等の性能の向上を図ることを目的
とし、 単相入力信号と基準電圧とを入力して正相信号及び逆相
信号を出力する差動増幅回路と、前記正相信号をレベル
シフトして正相出力信号を出力する正相信号レベルシフ
ト回路と、前記逆相信号をレベルシフトして逆相出力信
号を出力する逆相信号レベルシフト回路とを具備する半
導体集積回路において、前記正相信号レベルシフト回路
又は逆相イS号レベルシフト回路の後段に位相調整回路
が設けられ、前記位相調整回路は、第1のトランジスタ
とレベルシフト素子、電流源から成る付加素子とにより
#II!威され、前記第1のトランジスタのゲートが前
記正相信号レベルシフト回路又は逆相信号レベルシフト
回路の第2のトランジスタのソース側、又は、該ソース
側に接続されているレベルシフト素子に接続されている
ことを含み構成する。
本発明は、半導体集積回路に関するものであり、更に詳
しく言えば入カバソファ回路の正相/逆相出力信号の位
相調整に関するものである。
しく言えば入カバソファ回路の正相/逆相出力信号の位
相調整に関するものである。
第5.6図は、従来例に係る説明図である。
第5図は、従来例に係る入力バッファ回路の構成図を示
している。
している。
図において、入力バッファ回路は、トランジスタT1〜
T4.ダイオードDI−D4から成る入力レベルシフト
・回路1aと、トランジスタT5〜T7.抵抗素子R1
−R3から成る差動増幅回路tbと、トランジスタT8
.T9ダイオードD5D6から成る正相信号レベルシフ
ト回lR2と、トランジスタTo、TIOダイオードD
?、DBから成る逆相信号レベルシフト回路3とを具備
している。
T4.ダイオードDI−D4から成る入力レベルシフト
・回路1aと、トランジスタT5〜T7.抵抗素子R1
−R3から成る差動増幅回路tbと、トランジスタT8
.T9ダイオードD5D6から成る正相信号レベルシフ
ト回lR2と、トランジスタTo、TIOダイオードD
?、DBから成る逆相信号レベルシフト回路3とを具備
している。
当該入力バッファ回路の機能は、入力信号INと基準電
圧VREFとを入力して正相出力信号Qと、逆相出力信
号Qとを出力するものである。
圧VREFとを入力して正相出力信号Qと、逆相出力信
号Qとを出力するものである。
また、当該回路は、GaAsFETやSiバイポーラト
ランジスタ等により構成され、GaAsFETの場合は
、S CF L (Source CoupledF
E T Logic)回路、Siバイポーラトランジス
タの場合には、ECL (Emitter Coup
ledLogic)回路等の超高速ICの入カバ7フア
として用いられている。
ランジスタ等により構成され、GaAsFETの場合は
、S CF L (Source CoupledF
E T Logic)回路、Siバイポーラトランジス
タの場合には、ECL (Emitter Coup
ledLogic)回路等の超高速ICの入カバ7フア
として用いられている。
ところで、従来例の人力バッファ回路によれば第6図(
a)の波形図に示すように、入力信号INが低周波の場
合には、正相出力信号Qと逆相出力信号Qとは、はぼ1
80°反転している。
a)の波形図に示すように、入力信号INが低周波の場
合には、正相出力信号Qと逆相出力信号Qとは、はぼ1
80°反転している。
また、高周波領域では利得が減衰して低周波の場合の両
信号01頁の電圧振幅Aに止ぺて、高周波の場合の両信
号Q、 Qの電圧振幅Bが小さくなる。
信号01頁の電圧振幅Aに止ぺて、高周波の場合の両信
号Q、 Qの電圧振幅Bが小さくなる。
さらに、同図(b)の波形図に示すように入力信号IN
が高周波になると出力信号Qと出力信号Qとの間に生ず
る位相差φが問題となる。これは、トランジスタT5.
T6のゲート容量やソース/ドレイン容量の影響により
正相と逆相の信号伝搬の遅延に差が生ずるものと考えら
れている。
が高周波になると出力信号Qと出力信号Qとの間に生ず
る位相差φが問題となる。これは、トランジスタT5.
T6のゲート容量やソース/ドレイン容量の影響により
正相と逆相の信号伝搬の遅延に差が生ずるものと考えら
れている。
このため、同図(C)の電圧レベルに示すように、論理
中心レベルを基準にした場合、任意の時刻の信号Qの電
位elと信号Qの電位e2とが、理想的な相補信号の場
合には、その大きさが同一符号が逆になるのに対して、
実際には、その大きさが不同−1符号が同一になり、特
に高周波領域でのその影響が大きい。
中心レベルを基準にした場合、任意の時刻の信号Qの電
位elと信号Qの電位e2とが、理想的な相補信号の場
合には、その大きさが同一符号が逆になるのに対して、
実際には、その大きさが不同−1符号が同一になり、特
に高周波領域でのその影響が大きい。
これにより、高周波N域での入カバソファ回路の性能が
低下するという問題がある。
低下するという問題がある。
本発明は、かかる従来例の問題点に鑑み創作されたもの
であり、正相出力信号と逆相出力信号との位相差を調整
して両信号を理想的な相補信号に近づけて、高周波領域
での人カバソファ回路等の性能の向上を図ることを可能
とする半導体集積回路の提供を目的とする。
であり、正相出力信号と逆相出力信号との位相差を調整
して両信号を理想的な相補信号に近づけて、高周波領域
での人カバソファ回路等の性能の向上を図ることを可能
とする半導体集積回路の提供を目的とする。
(Lli!f!を解決するための手段〕第1図は、本発
明に係る半導体集積回路の原理図を示している。
明に係る半導体集積回路の原理図を示している。
その回路は、単相入力信号INと基準電圧VREFとを
入力して正相信号S1及び逆相信号S2を出力する差動
増幅回路11と、前記正相信号Slのレベルシフトをし
て正相出力信号Qを出力する正相信号レベルシフト回路
12と、前記逆相信号S2のレベルシフトをして逆相出
力(i号Qを出力する逆相信号レベルシフト回路13と
を具備する半導体集積回路において、前記正相信号レベ
ルシフト回路12又は逆相信号レベルシフト回路13の
後段に位相調整回路14が設けられ、前記位相調整回路
14は、第1のトランジスタTDとレベルシフト素子り
、電流源10から成る付加素子I、により構成され、前
記第1のトランジスタTDのゲートGが前記正相信号レ
ベルシフト回路12又は逆相信号レベルシフト回路13
の第2のトランジスタToのソースS側、又は、該ソー
ス(JMに接続されているレベルシフト素子りに接続さ
れていることを特徴とし、上記目的を達成する。
入力して正相信号S1及び逆相信号S2を出力する差動
増幅回路11と、前記正相信号Slのレベルシフトをし
て正相出力信号Qを出力する正相信号レベルシフト回路
12と、前記逆相信号S2のレベルシフトをして逆相出
力(i号Qを出力する逆相信号レベルシフト回路13と
を具備する半導体集積回路において、前記正相信号レベ
ルシフト回路12又は逆相信号レベルシフト回路13の
後段に位相調整回路14が設けられ、前記位相調整回路
14は、第1のトランジスタTDとレベルシフト素子り
、電流源10から成る付加素子I、により構成され、前
記第1のトランジスタTDのゲートGが前記正相信号レ
ベルシフト回路12又は逆相信号レベルシフト回路13
の第2のトランジスタToのソースS側、又は、該ソー
ス(JMに接続されているレベルシフト素子りに接続さ
れていることを特徴とし、上記目的を達成する。
本発明によれば、正相信号レベルシフト回路12又は逆
相信号レベルシフト回路13の後段に第1のトランジス
タTDと、レベルシフトダイオードD、電流源10から
成る位相調整回路14が設けられ、第1のトランジスタ
TDのゲートGが第2のトランジスタTOのソースS側
に接続されている。
相信号レベルシフト回路13の後段に第1のトランジス
タTDと、レベルシフトダイオードD、電流源10から
成る位相調整回路14が設けられ、第1のトランジスタ
TDのゲートGが第2のトランジスタTOのソースS側
に接続されている。
このため、入力信号INが高周波になり、出力信号Qと
出力信号Qとの間に位相差φが生じた場合であっても、
トランジスタTDのゲート容量やソース/ドレイン容量
の影響による信号伝搬の遅延を利用することによって、
正相出力信号Qと逆相出力信号Qとの位相をほぼ180
”に調整することができる。
出力信号Qとの間に位相差φが生じた場合であっても、
トランジスタTDのゲート容量やソース/ドレイン容量
の影響による信号伝搬の遅延を利用することによって、
正相出力信号Qと逆相出力信号Qとの位相をほぼ180
”に調整することができる。
これにより、両信号Q、 Qの理想的な相補信号に近づ
けることができ、高周波領域での入カバソファ回路の性
能の向上を図ることが可能となる。
けることができ、高周波領域での入カバソファ回路の性
能の向上を図ることが可能となる。
次に図を参照しながら本発明の実施例について説明をす
る。
る。
第2〜4図は、本発明の実施例に係る半導体集積回路を
説明する図であり、第2図は、本発明の実施例に係る入
力バッファ回路の構成国を示している。
説明する図であり、第2図は、本発明の実施例に係る入
力バッファ回路の構成国を示している。
図において、21aは入力レベルシフト回路であり、入
力信号INと基準電圧VREFとを入力し、差動増幅回
路21bに非反転信号Sllと基準信号S12とを出力
するものである0回路21aは、トランジスタTl−7
4,ダイオードD1〜D4から戒る。
力信号INと基準電圧VREFとを入力し、差動増幅回
路21bに非反転信号Sllと基準信号S12とを出力
するものである0回路21aは、トランジスタTl−7
4,ダイオードD1〜D4から戒る。
21bは差動増幅回路であり、信号S11.S12に基
づいて反転信号S13.非反転信号St4を正相出力回
路22及び逆相出力回路23に出力するものである0回
路21bは、トランジスタT5〜T7.抵抗素子R1−
R3から成る。
づいて反転信号S13.非反転信号St4を正相出力回
路22及び逆相出力回路23に出力するものである0回
路21bは、トランジスタT5〜T7.抵抗素子R1−
R3から成る。
22は正相信号レベルシフト回路であり、信号S14に
基づいて正相出力信号Qを出力するものである。回路2
2は、トランジスタT8.ダイオードD5.D6から成
る。
基づいて正相出力信号Qを出力するものである。回路2
2は、トランジスタT8.ダイオードD5.D6から成
る。
23は逆相信号レベルシフト回路であり、信号S13に
基づいて逆相出力信号Qを出力するものである0回路2
3は、トランジスタTo、TIO、レベルシフトダイオ
ードD7.D8から成る。これまでは、従来例と同様で
あるが、本発明では該回路23にソースフォロア回路2
4aが追加されている。
基づいて逆相出力信号Qを出力するものである0回路2
3は、トランジスタTo、TIO、レベルシフトダイオ
ードD7.D8から成る。これまでは、従来例と同様で
あるが、本発明では該回路23にソースフォロア回路2
4aが追加されている。
24aは位相調整回路14の一実施例となるソースフォ
ロア回路であり、第1のトランジスタTDと付加素子り
から成る。付加素子りは、電流源口0となるトランジス
タTll及び信号レベルをシフトするダイオードD9.
D10が直列に接続され、それが、本発明の実施例では
接地線VDDと負(−5,2〜−4,5(V) ) (
7)電源線vSSとの間に接続されている。
ロア回路であり、第1のトランジスタTDと付加素子り
から成る。付加素子りは、電流源口0となるトランジス
タTll及び信号レベルをシフトするダイオードD9.
D10が直列に接続され、それが、本発明の実施例では
接地線VDDと負(−5,2〜−4,5(V) ) (
7)電源線vSSとの間に接続されている。
また、トランジスタTDのゲートGは、逆相信号レベル
シフト回路23のトランジスタToのソースSに接続さ
れている。なお、該ゲートGは、ダイオードD9.DI
Oの中間接続点に接続しても良い、また、トランジスタ
TllのドレインDに直接接続しても良い。なお、レベ
ルシフト素子りとしては、ダイオード以外にもトランジ
スタを用いて構成することができる0例えば、MOSF
ETのゲートGをドレインDに接続するいわゆるダイオ
ード接続によりダイオードD9,010と置換しても同
様な効果が得られる。これにより、遅延時間の微調整が
できる。
シフト回路23のトランジスタToのソースSに接続さ
れている。なお、該ゲートGは、ダイオードD9.DI
Oの中間接続点に接続しても良い、また、トランジスタ
TllのドレインDに直接接続しても良い。なお、レベ
ルシフト素子りとしては、ダイオード以外にもトランジ
スタを用いて構成することができる0例えば、MOSF
ETのゲートGをドレインDに接続するいわゆるダイオ
ード接続によりダイオードD9,010と置換しても同
様な効果が得られる。これにより、遅延時間の微調整が
できる。
25は基準電圧発生回路であり、基準電圧VREFをト
ランジスタT3に出力するものである。
ランジスタT3に出力するものである。
これらにより、人力バッファ回路が構成され、第3図に
示すような人力信号INを人力することによって、高速
動作状態でも位相180°に極めて近い正相出力信号Q
、逆相出力信号Qを出力することができる。
示すような人力信号INを人力することによって、高速
動作状態でも位相180°に極めて近い正相出力信号Q
、逆相出力信号Qを出力することができる。
第4図は、本発明の実施例に係る入力バッファ回路を応
用したGaAsMESFET集積回路による1/8分周
器の構成図である。
用したGaAsMESFET集積回路による1/8分周
器の構成図である。
図において、26は本発明に係る入力バッファ回路、2
7はT型FF回路(T型フィリップフロップ回路)、2
8は出力バッファ回路である。
7はT型FF回路(T型フィリップフロップ回路)、2
8は出力バッファ回路である。
また、この1/8分周器は5CFL(SouneCou
pled F 1eld effect tra
nsister Logic)回路により構成されて
いる。この際に、入カバソファ回路のソースフォロア回
路24aは、回路シュミレーションにより、T−FF回
路27に入力する正相出力信号C9逆相出力信号Cの位
相差が最小となるように最適化され、その必要段数が調
整される。 ここで、本発明者の実験結果に基づく当該
1/8分周器の高周波特性について説明をする。
pled F 1eld effect tra
nsister Logic)回路により構成されて
いる。この際に、入カバソファ回路のソースフォロア回
路24aは、回路シュミレーションにより、T−FF回
路27に入力する正相出力信号C9逆相出力信号Cの位
相差が最小となるように最適化され、その必要段数が調
整される。 ここで、本発明者の実験結果に基づく当該
1/8分周器の高周波特性について説明をする。
まず、試作された本発明に係る入力バッファ回路26を
内蔵した1/8分周器の入力に高周波発振器を接続し、
該分周器の出力に周波数カウンターを接続する。この際
の分周器は、ソースフォロア回路24aが二段接続され
、同一マスクにより形成された0、5pmゲー)GaA
sMESFET(シッットキーゲート電界効果トランジ
スタ)から成る。
内蔵した1/8分周器の入力に高周波発振器を接続し、
該分周器の出力に周波数カウンターを接続する。この際
の分周器は、ソースフォロア回路24aが二段接続され
、同一マスクにより形成された0、5pmゲー)GaA
sMESFET(シッットキーゲート電界効果トランジ
スタ)から成る。
次に、同一測定条件の下で、回路26を内蔵しない1/
8分周器と比較する。
8分周器と比較する。
この結果、回路26を内蔵しないl/8分周器最高動作
周波数が12GHzであるのに対して、本発明に係る人
力バッファ回路26を内蔵した1/8分周器では、該周
波数が13.5GHzに改杵することができた。
周波数が12GHzであるのに対して、本発明に係る人
力バッファ回路26を内蔵した1/8分周器では、該周
波数が13.5GHzに改杵することができた。
こようにして、本発明の実施例によれば逆相信号レベル
シフト回路23の後段に第1のトランジスタTDと、レ
ベルシフトダイオードD、電流源10から成る位相調整
回路14が設けられ、第1のトランジスタTDのゲート
Gが第2のトランジスタToのソースS側に接続されて
いる。
シフト回路23の後段に第1のトランジスタTDと、レ
ベルシフトダイオードD、電流源10から成る位相調整
回路14が設けられ、第1のトランジスタTDのゲート
Gが第2のトランジスタToのソースS側に接続されて
いる。
このため、入力信号INがGHz単位の高周波なり、正
相出力信号Qと逆相出力信号Qとの間に位相差φが生じ
た場合であっても、トランジスタTDのゲート容量やソ
ース/ドレイン容量の影響による信号伝搬の遅延を利用
することによって、出力信号Qと出力信号Qとの位相を
ほぼ180@に調整することができる。
相出力信号Qと逆相出力信号Qとの間に位相差φが生じ
た場合であっても、トランジスタTDのゲート容量やソ
ース/ドレイン容量の影響による信号伝搬の遅延を利用
することによって、出力信号Qと出力信号Qとの位相を
ほぼ180@に調整することができる。
これにより、両信号Q、 Qを理想的な相補信号に近づ
けることができ、高周波領域での入力バッファ回路の性
能の向上を図ることが可能となる。
けることができ、高周波領域での入力バッファ回路の性
能の向上を図ることが可能となる。
また、本発明に係る入力バッファ回路26を内蔵した1
/8分周器によれば最高動作周波数をソースフォロア回
路24aが設けられていない分周器に比べて大幅に改善
することが可能となった。
/8分周器によれば最高動作周波数をソースフォロア回
路24aが設けられていない分周器に比べて大幅に改善
することが可能となった。
なお、本発明の実施例によれば、逆相信号レベルシフト
回路側に−又は二個のソースフォロア回1B24aを設
ける場合について述べたが、回路24aの挿入段数は位
相差に応じて三組上であっても良く、これは、位相調整
回路の遅延値と使用周波数とによって最適な段数を選択
すれば良い。
回路側に−又は二個のソースフォロア回1B24aを設
ける場合について述べたが、回路24aの挿入段数は位
相差に応じて三組上であっても良く、これは、位相調整
回路の遅延値と使用周波数とによって最適な段数を選択
すれば良い。
以上説明したように、本発明によれば正相信号レベルシ
フト回路又は逆相信号レベルシフト回路の後段に設けら
れたソースホロア回路により、正相出力信号と逆相出力
信号との位相をほぼ180゜に調整することができる。
フト回路又は逆相信号レベルシフト回路の後段に設けら
れたソースホロア回路により、正相出力信号と逆相出力
信号との位相をほぼ180゜に調整することができる。
このため、両出力信号を理想的な相補信号に近づけるこ
とができ、数GHz以上の高周波領域での入力バッフ1
回路の性能の向上を図ることが可能となる。
とができ、数GHz以上の高周波領域での入力バッフ1
回路の性能の向上を図ることが可能となる。
これにより、高信頼度、かつ、高安定度の超高周波通信
機器の製造に寄与するところが大きい。
機器の製造に寄与するところが大きい。
第1図は、本発明に係る半導体集積回路の原理図、
第2図は、本発明の実施例に係る入力バッファ回路の構
成図、 第3図は、本発明の実施例に係る入力バッファ回路の人
出力信号の波形図、 第4図は、本発明の実施例に係る入力バッファ回路を応
用した1/8分周器の構成図、第5図は、従来例に係る
入力バッファ回路の構成図、 第6図は、従来例に係る問題点を説明する図である。 (符号の説明) 11・・・差動増幅回路、 12・・・正相信号レベルシフト回路、13・・・逆相
信号レベルシフト回路、14・・・位相調整回路、 14a・・・ソースフォロア回路、 TD・・・第1のトランジスタ、 L・・・付加素子、 D・・・ダイオード、 10・・・電流源、 S・・・ソース、 G・・・ゲート。
成図、 第3図は、本発明の実施例に係る入力バッファ回路の人
出力信号の波形図、 第4図は、本発明の実施例に係る入力バッファ回路を応
用した1/8分周器の構成図、第5図は、従来例に係る
入力バッファ回路の構成図、 第6図は、従来例に係る問題点を説明する図である。 (符号の説明) 11・・・差動増幅回路、 12・・・正相信号レベルシフト回路、13・・・逆相
信号レベルシフト回路、14・・・位相調整回路、 14a・・・ソースフォロア回路、 TD・・・第1のトランジスタ、 L・・・付加素子、 D・・・ダイオード、 10・・・電流源、 S・・・ソース、 G・・・ゲート。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 単相入力信号(IN)と基準電圧(VREF)とを入力
して正相信号(S1)及び逆相信号(S2)を出力する
差動増幅回路(11)と、 前記正相信号(S1)をレベルシフトして正相出力信号
(Q)を出力する正相信号レベルシフト回路(12)と
、 前記逆相信号(S2)をレベルシフトして逆相出力信号
(@Q@)を出力する逆相信号レベルシフト回路(13
)とを具備する半導体集積回路において、 前記正相信号レベルシフト回路(12)又は逆相信号レ
ベルシフト回路(13)の後段に位相調整回路(14)
が設けられ、 前記位相調整回路(14)は、第1のトランジスタ(T
D)とレベルシフト素子(D)、電流源(10)から成
る付加素子(L)とにより構成され前記第1のトランジ
スタ(TD)のゲート(G)が前記正相信号レベルシフ
ト回路(12)又は逆相信号レベルシフト回路(13)
の第2のトランジスタ(TO)のソース(S)側、又は
、該ソース(S)側に接続されているレベルシフト素子
(D)に接続されていることを特徴とする半導体集積回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1342453A JPH03201117A (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | 半導体集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1342453A JPH03201117A (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | 半導体集積回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03201117A true JPH03201117A (ja) | 1991-09-03 |
Family
ID=18353863
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1342453A Pending JPH03201117A (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | 半導体集積回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03201117A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5886578A (en) * | 1996-11-25 | 1999-03-23 | Mitsubishi Denki Kabusiki Kaisha | Differential amplifier including bias circuit with bias resistor |
US7342424B2 (en) | 2005-03-31 | 2008-03-11 | Hynix Semiconductor Inc. | Data input buffer in semiconductor device |
-
1989
- 1989-12-28 JP JP1342453A patent/JPH03201117A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5886578A (en) * | 1996-11-25 | 1999-03-23 | Mitsubishi Denki Kabusiki Kaisha | Differential amplifier including bias circuit with bias resistor |
US7342424B2 (en) | 2005-03-31 | 2008-03-11 | Hynix Semiconductor Inc. | Data input buffer in semiconductor device |
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