JPH03194483A

JPH03194483A - 非整相型方位検出装置

Info

Publication number: JPH03194483A
Application number: JP1331188A
Authority: JP
Inventors: Takaaki Takesute; 貴昭武捨
Original assignee: Ono Sokki Co Ltd
Current assignee: Ono Sokki Co Ltd
Priority date: 1989-12-22
Filing date: 1989-12-22
Publication date: 1991-08-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は信号源の方位を非整相で検出する非整相型方
位検出装置に関するものである。

〔従来の技術〕

従来の方位検出装置は例えば特公昭６２−４４６２０号
公報、特公昭５９−３１０１３号公報等に開示されたも
のがある。この装置は、信号源から発生した音響又は電
波等の信号波を受信する複数個の受波器で構成された受
波器アレイで受信し、信号波の伝搬遅延を補償するため
に受波器の出力信号をシフトレノスタ又は遅延線を通し
て整相処理し、整相処理した各信号を加算してビームを
形成し、上記のようにして遅延量を調整して全方向のビ
ームを形成し、その出力強度の分布から信号波の到来方
位を↑ＩＩ定するものである。

また、３次元的に信号波の到来方位を検出するためには
２次元面上に受波器を配置してフェイズドアレイを構成
して電波又は音波の到来方位を検出している。また、信
号波に雑音成分が重畳していると方位検出のＳ／Ｎ比が
悪化し方位精度が低下する。このために、従来装置では
、積分時間を長くして雑音の影響を小さくしたり、雑音
の発生源の方位を検知して雑音量を予め求め、上記のよ
うに伝搬遅延の補償を行なった信号からその雑音量を引
算し、雑音成分を除去する適応整相を実施してＳ／Ｎ比
を高めている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記のものにおいては全方向にビームを
形成するために各方位ごとに遅延回路が必要であること
から回路が複雑化し、また、各方位データの強度分布か
ら信号方位を算出するため多数の信号処理を必要とする
事及びＳ／Ｎが悪い場合は信号の積分時間を長くするこ
とがら応答時間が遅れ、信号源が移動している場合、信
号源の方位情報をリアルタイムに測定することは困難と
なる課題があった。

また、線状受波器アレイや同心円状アレイの場合には、
到来する信号波の方位を３次元的に検出できず、このた
め信号波がふ仰角をもって入射した場合は方位精度が低
下してしまい、正確な方位測定ができないという課題が
あった。

更ニハ、信号波に雑音成分が重畳した場合、無指向性の
等方性雑音を除去する事ができず、信号波の到来方位の
検出感度が悪化するなどの課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされた
もので、受波器アレイの出力信号から全方向についてビ
ームを形成することなく、直接、信号波の到来方位を十
分な精度でリアルタイムに求めることができる簡単化し
た非整相型方位検出装置を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明の非整相型方位検出装置は、１直線上に配置さ
れた複数の受波器から成る受波器アレイと、受波器の出
力信号に基づいて、受波器対における各相互相関信号を
合成して出力する相関演算手段と、合成値に基づいて信
号波の到来方位を算出する方位演算手段を設けたもので
ある。

この発明のもう１つの発明の非整相型方位検出装置は、
複数の受波器アレイを交差させて設け、受波器アレイ毎
に、当該受波器アレイの受波器対の相互相関信号を合成
して計測方位を算出する演算手段と、これらの計測方位
の信号に基づいて基準の受波器アレイに到来する信号波
の水平方位とふ仰角を算出する方位演算手段を設けたも
のである。

また、受波器アレイの後段に等方性雑音の相関係数を０
にする移相手段を設けたものである。

〔作　用］この発明における非整相型方位検出装置は、受波器アレ
イを構成する受波器を対にし、受波器対における相関係
数にその間隔に応じた重み付けをした各相互相関信号を
合成し、この合成値に基づいて受波器アレイに入射する
信号波の到来方位を算出する。

また、交差する複数の受波器アレイを用い、受波器アレ
イ毎に、各相互相関信号を合成して計測方位を算出し、
これらの計測方位の信号に基づいて基準の受波器アレイ
に対する信号波の水平方位とふ仰角を算出する。

また、受波器アレイの受波器対の一方の受波器出力信号
を移相手段により等方性雑音がなくなるように移相する
。

（実施例〕以下、この発明の実施例を図面に基づいて説明する。

まず、実施例を説明する前にこの発明の原理について説
明する。

１対の受波器について、その受信信号をＳ。

Ｓ、とすると相関係数ρ５は（１）式のように定義され
る。

受波器に到来する信号波の単一周波数ｆにつし）てω−
２πｒとし、τ８を受波器アレイに対する信号波の伝搬
遅延時間、τ、を電気的な信号遅延時間とすると、 ρ、−〜（τ８＋・。）・−−［ヱ工（〜θ十〜φ）Ｉ
・・・・・・（２）但し、θ：受波器アレイラインに対する信号波の入射角 φ：倍信号電気的移相量ｄ′：受波器対の間隔Ｃ；信号波の速度となる。

上記（１）、　（２）式は文献１　；　Ｐｒ１ｎｃｉｐ
ｌｅｓ　ｏｆ　ｕｎｄｅｒｗａｔｅｒ　５ｏｕｎｄ、５
ｅｃｏｎｄ　ｅｄｉｔｉｏｎ　（水中音響の原理。

第２ｍ）、　ロバート　ジエー　ユーリ・７り著、マク
グロウーヒルブック　カンパニー発行所に記載されてい
る。

相関係数ρ、が測定され、ω、ｄ、ｃ、　　φの値は予
めわかっているので、（２）式により信号波の入射角（
信号波の到来方位）θを求めることができる。

上記（２）式では余弦の逆変換を２回行わなければ入射
角θが求まらないためにθの精度が非常に悪くなる。

この発明ではこの余弦の逆変換回数を１回に減少して方
位測定の精度を向上させることが出来る。

以下にその原理を説明する。

ω　ｄＸ＝　　　（（１）θ十いφ）とおく　（但し、ｄは受
波器アレイの受波器間隔の基本間隔）。受波器アレイで
対にした受波器間隔がｍｄについての相関係数ρＪｌ）
は上記（２）式よりｍｄω ρ、（ロ））−（Ｃ＆Ｏθ十。φ）で表わされる。

〔０。

〕の範囲においてのフーリエ級数の式％式％（Ｉｎ）の関係を代入すると、となる。

（３）式を書き直すと、・・・（４）の受波器対の相関係数ρｓ（２に＋１）に重み係数−−
１−一を掛算したものを合成した値であり、（２に＋１
）” この合成値をＰとすると上記（４）式は、（９）θ−一
二［占Ｐ−１１−（２）φ　・・・（５）２ωｄ　　　
π となる。（５）式により余弦の逆変換が１回行われれば
方位θの値を求めることができる。なお、他のフーリエ
級数を用いても同様な構成が可能である。

次に等方性雑音の消去の原理について説明する。

間隔がｄ′の２つの受波器について、等方性雑音の相関
係数をρ７とすると、上記文献１の３５頁の表３川よりで表わされる。

信号波の到来方位を求める場合、電気回路の移相量φは
式（５）から任意に選べることがわかる。そこて、上記
（６）式において、ωτ。−Ｔのときρ７＝０となる。

、。−工！土であるから、これから（ト）φ−」１−と
なるように受波器対の一方の受波２　ωｄ器の出力信号を移相すれば、等方性雑音の影響を除くこ
とができる。

ωτ。＝ｍ１のときも同様であるから、よって、受波器
対の一方に移相器を設け、特定の移相量に設定すること
により、雑音の影響を除去できる。

第１図はこの発明の一実施例による非整相型方位検出装
置の構成図である。第１図において、１〜６は、第２図
に示すように直線状に配列され、音響波を受けてその強
度に応じた大きさの電気信号に変換する第１〜第６の音
響センサー、７は第１〜第６の音響センサー１〜６に各
入力端子が接続され、検知すべき音響変換信号を通過さ
せる第１〜第６の狭帯域フィルター７１〜７６で構成さ
れた狭帯域フィルター群である。８は、各入力端子が第
１〜第３の狭帯域フィルター７１〜７３の各出力端子に
接続され、後述の移相量計算回路１４で計算された移相
量分入力信号を移相する第１〜第３の移相器８Ｉ〜８３
で構成された移相器群、９は第１〜第６の音響センサー
１〜６の３対の各相関係数を（］）式により求める第１
〜第３の相関器９１〜９３で構成された相関器群である
。第１の相関器９１は、第１の移相器８１と第６の狭帯
域フィルター７６の各出力端子に接続され、第１、第６
の音響センサー１．６の出力信号の相関係数を求める。

第２の相関器９２ば、第２の移相器８２と第５の狭帯域
フィルター７５の各出力端子に接続され、第２．第５の
音響センサー２．５の出力信号の相関係数を求める。第
３の相関器９３は、第３の移相器８３と第４の狭帯域フ
ィルター７４の各出力端子に接続され、第３．第４の音
響センサー３．４の出力信号の相関係数を求める。１０
は、第１．第２の相関器９１．９２の出力端子に夫々接
続され、重み係数を掛算する第１゜第２のシェーディン
グ回路１０１，１０２から構成されたシェーディング回
路群、１１は第１．第２のシェーディング回路１０１．
１０２の各出力端子と第３の相関器９３の出力端子に接
続された加算回路である。１２は加算回路１１の後段に
設けられ、加算結果から（２）θを計算する（資）θ計
算回路、１３は（ト）θ計算回路１２の後段に設けられ
た逆変換計算回路であり、いθの逆変換を行って音響波
の到来方位θ（第１〜第６の音響センサー１〜６の接続
線に対する角度）を求めて出力する。

１４は移相量計算回路であり、音響波の速度Ｃと第１〜
第６の音響センサー１〜６の基本間隔ｄと角周波数ωと
から雑音成分をな（すための移相量φや（９）φを計算
して移相器群８や、θ計算回路１２に出力するように構
成されている。これらＣ１ｄ、ωの値は図示せざる入力
手段により移相量計算回路１４に入力されるように構成
されている。

第２図により音響センサーアレイの構成について説明す
る。第１と第６の音響センサー１．６の間隔は６ｄ、第
２と第５の音響センサー２．５の間隔は３ｄ、第３と第
４の音響センサー３．４の間隔はｄである。これら第１
〜第６の音響センサー１〜６としては例えば圧電素子又
はマイクロフォンが用いられる。そして、第１〜第６の
音響センサー１〜６は例えば等間隔ｄをもって順に一直
線上に配列されている。

次に上記構成の第１の実施例の動作について説明する。

図示しない音響発生源から音響波が発生し、第１〜第６
の音響センサー１〜６にある方位から入射しているもの
とする。第１〜第６の音響センサー１〜６は入射した音
響波を電気信号に夫々変換して出力する。第１〜第６の
音響センサー１〜６の出力信号は狭帯域フィルター群７
の第１〜第６の狭帯域フィルター７１〜７６を夫々通過
して周波数が異なる雑音成分から分離される。第１〜第
３の音響センサー１〜３の出力端子から第１〜第３の狭
帯域フィルター７１〜７３を夫々通過した音響変換信号
は移相器群８の第１〜第３の移相器８１〜８３に夫々入
力され、移相量計算口！ａ１４で計算された雑音相関係
数をＯにする移相量φ＝（資）１２１．、ｄ　　分移相
され、相関器群９の第１〜第３の相関器９１〜９３に夫
々入力される。第１の相関器９１は、第６の狭帯域フィ
ルター７６から第６の音響センサー６による音響変換信
号も入力しているので、第１．第６の音響センサー１゜
６対の相関係数ρ、　（５）　（但し、Ｋ＝２）を求め
て出力する。また、第２の相関器９２は、第５の狭帯域
フィルター７５から第５の音響センサー５による音響変
換信号も入力しているので、第２．第５の音響センサー
２．５対の相関係数ρ、　（３）　（但し、Ｋ＝１）を
求めて出力する。また、第３の相関器９３は、第４の狭
帯域フィルター７４から第４の音響センサー４による音
響変換信号も入力しているので、第３．第４の音響セン
サー３．４対の相関係数ρ、　（１）　（但し、Ｋ＝０
）を求めて出力する。これら第１〜第３の相関器９１〜
９３は（１）式の原理に基づいて相関係数ρ、を夫々求
めて出力する。第１．第２の相関器９１．９２から出力
される相関係数ρ、’（５）、　　ρ１（３）の信号は
シェーディング回路１０の第１．第２のシェーディング
回路１０１，１０２により重み係数１／２５．１／９を
夫々掛算されて加算回ＩＭ１１に出力される。また、第
３の相関器９３から出力される相関係数ρＳ（］）の信
号は、重み係数が１なので、そのまま加算回路１１に出
力される。上記の重み係数は対にした音響センサーの距
離に応じた値に決定される事は上記の原理説明から明ら
かである。加算回路１１はこれらの上記上ｐ　、（５）
、”ρ、（３）、　ｐ　５（１）の相互相２５　　　　
　９加算結果を出力する。いθ計算回路１２は、この場合の
合成値Ｐ〕と移相量計算回路１４により計算された（至
）φの信号を入力し、上記（５）式により（２）θの値
を計算する。このいθの値を慟θ計算回路Ｉ２から人力
した逆変換計算回Ｎ１３は（１）θの逆変換を行なって
音響波の到来方位θを求めて出力する。

第３図は音響センサーアレイの他の一実施例を示し、音
響センサ一対を組合せる時に音響センサーを共通に用い
た例であり、第２図に示した音響センサーアレイと同等
の機能を果す。音響センサー１′からｄ、３ｄ、５ｄの
同一直線上の距離に音響センサー２’、　　３’、　　
４’を夫々配置し、音響センサー１′と音響センサー２
’、　３’、　４’の夫々とで音響センサ一対を形成す
る。この場合、第２図に示した６個の音響センサーから
成る音響センサーアレイに比較して４個の音響センサー
で済む。

次に信号波の到来方位を３次元的に求める非整相型方位
検出装置の一実施例を説明する前にその原理について説
明する。

αの角度でもって交差する線状受波器アレイについて、
各受波器アレイを用いて上記実施例のようにして求めた
信号波の到来方位をθ１．．θ、ｈとすると、信号源の
水平方位θ７．及びふ仰角ＤＡは、文献２；防衛庁研究
季報、ｒ　ＴＡＳＳの方位誤差について、　１９８７年
７月号。

武捨貴昭」から次式により算出できる。

なお、線状受波器アレイの特徴として、水平方位θえは
上記（７）式において、正負２つの解を有するが・ｔ・
ｂ＝ｃｖ−’（（９）α・慟θ１．）として、下記表に
より水平方位を一意的に求めることが可能である。

第４図は音響波の到来方位を３次元的に求める非整相型
方位検出装置の一実施例を示している。

第４図において、第１図の構成のものをａ系統とｂ系統
で２系統用いており、数字の脇のａはａ系統を示し、ｂ
はｂ系統を示し、第１図と同数字のものは第１図で述べ
たものと同様のものを用いている。但し、移相量計算回
路１４はａ系統とｂ系統に共通に用いている。１５は音
響センサー１ａ〜６ａで構成された基準音響センサーア
レイ、１６は音響センサー１ｂ〜６ｂで構成されたサブ
音響センサーアレイである。ａ系統の基準音響センサー
アレイ１５とｂ系統のサブ音響センサーアレイ１６とは
αの角度で交差し、音響センサー１ａ〜６ａ、ｌｂ〜６
ｂの配列は第２図と同様である。１７は入力側が逆変換
計算回路１３ａ。

１３ｂに夫々接続され、上記（７）式の演算を行なって
水平方位とふ仰角を計算する水平方位・ふ仰角計算回路
、１日は水平方位・ふ仰角計算回路１７の後段の判定回
路で、上記表に従って基準音響センサーアレイ１５に対
する目標の水平方位を決定する。

次に第４図を参照してこの実施例の動作について説明す
る。同一の音響波発生源から発生した音響波は基準音響
センサーアレイ１５とサブ音響センサーアレイ１６に入
射する。これにより基準音響センサーアレイ１５の出力
信号は、狭帯域フィルター群７ａから逆変換計算回路１
３ａ迄のａ系統の回路を経由して、逆変換計算回路１３
ａから音響波発生源の水平方位θ、１の信号にされて出
力される。また、サブ音響センサーアレイ１６の出力信
号は、狭帯域フィルター群７ｂから逆変換計算回路１３
ｂ迄のｂ系統の回路を経由して、逆変換計算回路１３ｂ
から音響波発生源の水平方位θ、、の信号にされて出力
される。上記の詳細な動作は第１図の動作説明で既に一
般的に述べであるので、その説明を省略する。両逆変換
計算回路１３ａ　　１３ｂから水平方位θ、３．θ、、
の信号を入力した水平方位・ふ仰角計算回路１７は上記
（７）式に従って、水平方位θ。とふ仰角り、を求めて
判定回路１８に出力する。この場合、水平方位θ＾の解
は２つあるので判定回路１日による判定結果に応した一
方の解を選択して出力する。判定回路１８は水平方位・
ふ仰角計算回路１７から慟θ、１−Ｃの値も入力してお
り、？　ｉ　ｂ−（９）−′（（２）α・（９）θ、１
）の演算を行って水平方位・ふ仰角計算回路１７から入
力した水平方位θ１．の信号と大小を比較する。

判定回路Ｉ８は、判定条件と目標方位の関係を示す上記
表に従って、水平方位θ、の正しい解とふ仰角ＤＡの信
号を出力する。この水平方位θ、とふ仰角ＤＡは基準音
響センサーアレイ１５のラインを基準にした角度である
。

なお、上記各実施例において、信号波として音響波の場
合で説明したが電波でも良く、この場合音響センサーア
レイの代りにマイクロストリップアンテナアレイを用い
れば良い。

また、上記各実施例において、方位の検出感度を悪くす
る雑音がない又は無視できる場合には、移相器群を除去
しても良く、この場合には、φ−〇、（１）φ−１とし
て計算すれば良い。

（発明の効果）以上のように、この発明によれば受波器アレイの受波器
対における相関係数にその間隔に応した重み付けをした
各相互相関信号を合成し、この合成値に基づいて受波器
アレイに入射する信号波の到来方位を算出するように構
成したので、整相する必要がないために遅延回路を必要
とせず、また、全方位のビームを形成する必要がないた
めに信号処理数が従来に較べて少くなり、従って回路構
成が簡学化し、信号源が移動している場合でも信号源の
方位情報をリアルタイムに十分な精度で測定できる効果
がある。

また、受波器アレイを複数用いて相互相関出力を合成し
て受波器アレイ毎の計測方位を算出し、これらの計測力
位信号に基づいて基準の受波器アレイに対する信号波の
水平力位とふ仰角を算出するように構成したので、上記
効果に加えて線状受波器アレイの場合でも３次元的に方
位検出できる効果がある。

また、等方性雑音の相関係数を０にするように移相手段
を用いるようにしたので、等方性雑音が重畳しても等方
性雑音の影響を除去でき、方位検出の感度が向上する効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１回はこの発明の一実施例による非整相型方位検出装
置の構成図、第２図は音響センサーアレイにおける音響
センサーの配列の一例を示す図、第３回は音響センサー
の他の配列の一例を示す図、第４図はこの発明の他の一
実施例による非整相型方位検出装置の構成図である。図中、■・・・６．ｌａ・・・６ａ、ｌｂ・・・６ｂ・
・・音響センサー（受波器）、（ｌａ〜６ａ）・・・音
響センサーアレイ（受波器アレイ）、８．８ａ　　８ｂ
・・・移相器群（移相手段）、９．９ａ、９ｂ・・・相
関器群、１０．１０ａ、１０ｂ・・・シェーディング回
路群、１１．ｌｌａ、１ｌｂ＝・加算回路、１２゜１２
　ａ、　　ｌ　２　ｂ−ｃａｏθ計算回路、１３．１３
ａ。１３ｂ・・逆変換計算回路、（９，１０，１１）相関演
算手段、（１２，１３）・・・方位演算手段、１５．１
６・・・音響センサーアレイ　（受波器アレイ）、（９
ａ　〜１３　ａ、　　９　ｂ　〜１３　ｂ）　−演算手
段、１７・・・水平方位・ふ仰角計算回路、１８・・・
判定回路、（１７，１８）・・・方位演算手段。第２図第図１−・・−・、４′：會１センサー

Claims

【特許請求の範囲】

（１）１直線上に配置された複数の受波器より成る受波
器アレイと、前記受波器の出力信号に基づいて、前記受
波器対における相関係数に前記受波器対の間隔に応じて
重み付けして得た各相互相関信号を合成して出力する相
関演算手段と、該相関演算手段から出力される合成値に
基づいて前記受波器アレイに入射する信号波の到来方位
を算出する方位演算手段を備えたことを特徴とする非整
相型方位検出装置。
（２）前記受波器対の一方の受波器と前記相関演算手段
との間に、等方性雑音の相関係数を０にするように移相
量が調整された移相手段を設けたことを特徴とする請求
項１記載の非整相型方位検出装置。
（３）各々が１直線上に配置された複数の受波器から成
り、互いに交差する複数の受波器アレイと、該受波器ア
レイ毎に、当該受波器アレイの受波器対の各相互相関信
号を合成して当該受波器アレイに到来する信号波の計測
方位を算出する演算手段と、該演算手段から出力される
前記各計測方位の信号に基づいて前記受波器アレイの基
準の受波器アレイに対して入射する前記信号波の水平方
位とふ仰角を算出する方位演算手段を備えたことを特徴
とする非整相型方位検出装置。
（４）前記受波器アレイの後段に、前記受波器アレイの
受波器対の一方の受波器出力信号を等方性雑音の相関係
数を０にするように移相量が調整された移相手段を設け
たことを特徴とする請求項３記載の非整相型方位検出装
置。