JPH03190313A

JPH03190313A - 弾性表面波装置

Info

Publication number: JPH03190313A
Application number: JP32844589A
Authority: JP
Inventors: Akitsuna Yuhara; 章綱湯原; Hideo Onuki; 大貫　秀男; Norio Hosaka; 憲生保坂; Kazushi Watanabe; 一志渡辺; Jun Yamada; 純山田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-12-20
Filing date: 1989-12-20
Publication date: 1991-08-20
Anticipated expiration: 2015-01-24
Also published as: JP3002485B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、特に微細電極を有する高周波弾性表面波装置
の、大電力印加時の瞬時破壊、大電力伝送時の経時的な
劣化と破壊を防止し、かつ、非線形応答を小さくすると
共に、帯域外抑圧度を大きくする電極構造に関する。

〔従来の技術〕

高周波用弾性表面波装置は、例えば自動車電話、携帯電
話等の移動通信機のアンテナ分波器用フィルタとして試
用または実用されている。受信側ＳＡＮフィルタには、
例えば昭和５７年度電子通信学会総合全国大会予稿集第
８分冊、第１８６頁に論じられているように、中央電極
を出力電極とし、中央電極に対称に２個の外仙電極を設
けた３電極構成が用いられている。この３電極構成を採
る理由は、例えばエレクトロニクスレターズ第８巻、２
５号、５５３頁（ｌｉｉｌｅｏｔｒｏｎｉｏａ　Ｌｅｔ
ｔｅｒｓ、Ｖｏｌ。

８　（２５）　、ｐ、５５３（１９７０））　Ｋ述べら
れている様に中央電極の整合によシ再放射による電極反
射を低減し、同時にＳＡＷ送受波電極の双方向性による
損失を低減するためであシ、入力となる外側の２電極（
１気的に並列接続）、出力となる中央電極を夫々入力側
、出力側の外部回路に対して整合させれば、上記双方向
性による損失は３ｄＢにまで低減できる。−万、フィル
タ帯域外応答を低減させる目的では、例えば、電子情報
通信学会技術研究報告ＮＷ８２−４に見られる様に、外
側電極に交差幅重み付は等が行われている。また、上記
双方向損失を更に低減する目的では、例えば米国特許第
５５８２８４０号公報に述べられている様に、上記５電
極構成を発展させ、同一伝搬路上に複数個の送波電極、
受波電極を交互に配置したＳＡＷフィルタが用いられて
いる。また、上記を式の多電極ｆｆ１ｓＡＷフイルタは
上記アンテナ分波器の送信偶にも用いられている。

〔発明が解決しようとする課題〕上記従来の構成による！３ＡＷフィルタでは、アンテナ
分波器の受信側（第１段）フィルタとして使用した場合
、電力の大きな送信信号（周波数ｆ、）が、このフィル
タの帯域外に入射するので下記２問題が生ずる。

第１は、高周波の大振幅電圧が入力電極の電極指間に印
加された状態になシ、高周波ＳＡＷ用の微細な電極指−
電極・指間隙（８００ＭＨ２帯で１μｍ）であることも
あって、放電による瞬時電極破壊が生じ易い。このため
送信信号電力が小さく限られる。

ｉ＠２は、帯域外スプリアス信号（ｆｓ、）がアンテナ
に入った際、上記送信信号が存在すると、フィルタの非
線形出力特性によシ、送信信号との間で相互変調（Ｉｎ
ｔｅｒ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　）信号が発生し、これ
が受信帯域（ｆＲ）の信号となって送受話の妨害となる
問題である。

上記相互変調の問題は、昭和５８年度電子通信学会総合
全国大会予稿集、第８分冊、１６１頁に上記第１の文献
によるＳＡＷフィルタを用いた相互変調特性の実験結果
として示唆されている。

−万、上記従来構成のＳＡＷフィルタをアンテナ分波器
の送信ｆｉｌｌ（第１段）フィルタとして使用した場合
、電力の大きな送信信号（周波数ｆｔ）が通過するため
、入力側電極の電極指間には高周波の大きな電圧が印加
され、放電による瞬時電極破壊が生じ易い。また、送信
信号が上記の瞬時放電破壊を生じるほど強くなくても、
高周波ＳＡＷ応力によるＡｔ原子のｉイグレーシ曹ンに
よるヒロックスとボイドがＡＡ電極指に成長するのでヒ
ロックス部分の電極指間電界強度が、ヒロックスの成長
に伴い経時的に大きくなシ、最終的には放電破壊が生じ
る。

このため、送信信号電力が小さく限られるという問題が
あった。

フィルタの中心周波数が高いほど、同じ電力密度でも、
ＳＡＷ応力は大きく、しかも同じ電力を伝送する際にも
、開口を小さくするため電力密度は高くなシ、上記経時
劣化の問題が重要になって来る。

また、上記多電極’１１１　Ｓ　Ａ　Ｗ　７４ルタでは
、ＬＣ整合回路を用いるので、帯域外でも応答が大きく
なシ易い。特に、多電極では、それ自身のくし形フィル
タ特性で、各電極から生ずるＳＡＷの位相が揃って、周
波数軸上に周期的にピークが生じ、帯域外抑圧度を劣化
させる問題もある。

特にセルラー無線分波器受信側第１段フィルタの相互変
調の場合、２ｆ、　−ｆ、ｐ＝　ｆ、・・・（１）なる
関係式を満たすｆいｆ８．の帯域外信号が問題となる。

例えば米国セルラー無線では、ｆ％＝８２５〜８４５Ｍ
Ｈｚ　、　ｆ８ｐ＝　７８０〜８００ＭＨｚの帯域外抑
圧度を大きくする必要があるが、上記帯域外抑圧度の劣
化はその障害となる。

また、セルラー無線分波器の受信側第１段フィルタと送
信側第１段フィルタは夫々結合回路を介してアンテナと
接続されているが、互いの接続時に両者共に損失が大き
くなる問題がある。これについても、受信側Ｍ１段フィ
ルタが送信側通過帯域ｆｔに相当する通過帯域外周波数
領域で、十分に小さなＳＡＷの放射コンダクタンスを示
さないこと、逆に送信側第１段が、受信側通過帯域ｆ。

に相当する通過帯域外周波数領域で、十分に小さなＳＡ
Ｗの放射コンダクタンスを示さないこトカ原因となって
いる。

本発明は、上記、大電力入射、又は大電力伝送による電
極の瞬時破壊や経時劣化破壊、非線形による相互に調問
題がなく、更に帯域外抑圧度の大きな、移動通信機のア
ンテナ分波器用として好適なＳＡＷフィルタを提供する
ことを目的とする。

〔味鴎を解決するための手段〕

上記目的、特に耐電力性と非線屋による相互変調の問題
を解決するために１本発明においては、弾性表面波基板
上に設ける送波電極と受波電極を、これら電極の少なく
とも一万は複数にして、同一弾性表面波伝搬路上に複数
個、送波用と受波用を交互に一つずつ隣接配置した型式
にして、弾性表面波伝搬路を伝搬方向に平行に多段に並
列した複数個の部分伝搬路に分割し、かつ６送、受波電
極は、伝搬路上それぞれ対応する位置に、部分伝搬路毎
に、又は互いに隣接する複数の部分伝搬路にまたがって
共通に配設した、夫々、部分伝搬路数と同数、又はそれ
より少数の単位電極を、各対応位１ｔにあるもの同士そ
れぞれ直列に接続して形成させるととにした。

上記のようにした上で、帯域外抑圧度を改善するために
、部分伝搬路上で隣接する単位送波電極と単位受波電極
の中心間距離を、隣接する部分伝搬路上のそれとは異な
らせることにした。

また、非線形による相互変調を一層低減するために、少
なくとも送波電極には交差幅重み付けは行わず、等交差
幅の電極とした。

更に、帯域外抑圧度を改善するために、同一部分伝搬路
内でも、隣接する単位送波電極、単位受波電極の中心間
距離を該部分伝搬路上の位置により異ならせることにし
た。

上記に加えて、損失の増加を招かぬために、夫々、直列
接続された単位電極よシなる、互いｉｌｃ＠接した部分
伝搬路の間の間隔を、電極の伝搬方向周期長λ１（即ち
中心周波数ｆ０での送受波電極部における弾性表面波波
長）の５倍以内とした。

更に、入力側、出力側のインピーダンスをほぼ等しくす
る目的、又は、入力側外部回路、出力側外部回路を夫々
整合させ易い様にする目的、又は損失を一層低減させる
目的で、直列に接続されて内側電極、外側電極を表す単
位電極が、部分伝搬路毎に設けたものと、隣接する複数
の部分伝搬路に、またがって共通に設けたものとが、伝
搬路上で隣接して共存する構成もとシいれた。

〔作用〕

上記のように、送波電極、受波電極を、夫々、複数個の
別の部分伝搬路上に存在する単位電極を直列に接続した
構成にしたので、送、受渡電極に加わる高周波電圧は各
単位電極に分圧される。これにより、各単位電極の電極
指間に印加する電圧を低下させることができ、送波電極
全体の放電破壊電圧を大幅に高められる。即ち、送波電
極への高周波入力電圧の上限を高くできる。

また、送波電極、受波電極を夫々２ｍ個、２ｍ−１個の
多電極構成とした上に、これら夫々を、複数ｎ個の単位
電極の直列構成としたので、送波電極全体、受波電極全
体のアドミタンスを大きくせずに、等しいか、小さく保
ち、かつ全体の開口長を拡げることができる。

即ち、元の２ｍ個の送波電極（又は２ｍ−１個の受波電
極）の内１個の開口長を胃、アドミタンスをＹ、とじ、
ｈを係数として、ｎ個の部分伝搬路に分割した、各単位
電極の開口長ＷｎをｈｎＷとし、アドミタンス　ＹＩｌ
ｌ、をＹ、ｈｎと書くと、分割後の全開口長Ｗ′は、ｗ
’　＝　ｎ　ｘ　ｈ　ｎ　Ｗ　−（２）、分割後の直列
アドミタンスＹ１′、電極全体のアドミタンスＹ′はＹ
　　’　”　Ｙ　　ｈ　＊　Ｙ’　＝Ｙ　　ｈ　＠ｍ馴
　　　　　　　　陽　　　　　　　　　　　　　　　ｍ
・・・（３）、と書ける。即ち、直列後、等しいアドミ
タンスを保つ場合、ｈ＝１で、全開口長ＷはｎＷにまで
大きくなる。またｈ　＝　１　／　ｎとすると、（５）
式のＹ　、’　＝　Ｙ、　／　ｎで、後述の様に電極指
抵抗損失を大きくせずに開口長をｎ倍できる。

元の２ｍ個の送波電極の内の１個の放射コンダクタンス
を０１印加電圧をＶ、放射５ＡＷ−畠脂パワー（片側へ）をＰ、と書くと、であり、部分伝搬路に分割後の単位電極の放射コンダク
タンスはＧ、・ｈｎで、単位電極をｎ個直列した電極へ
の印加電圧？−”ｓ片側への放射５ＡＷ−パワーをｐ、
／と書くと、となる。同じ電力伝送を考えると、ｐ、／をＰｌと等し
くするためには、Ｖ’　＝　Ｖ　／（ｈとする必要があ
る。この時、５ＡＷ−／＜ワー密度（単位長当たり）を
考えると、元の電極ではであり、直列電極では、Ｖ’＝Ｖ／Ｑとしてｐ、’／ｈ
ｎ２ｗ＝（Ｐ、’／Ｗ）／ｈｎ２−ｔ７）で、ｐ、’＝
ｐ、であるから、パワー密度は１／ｈｎ２に小さくでき
る。

即ち、同じＳＡＷ放射パワーを伝送する、又は高周波電
力が入射するという条件下で、電極指間に加わる電圧を
、１　／（ｈ　ｎ・・・（８）倍に低減でき、前述の如
く、放電破壊電圧をｉＦ＞ｎ倍に高くできることを示し
ている。また、（７）式によシ伝送電力または入力高周
波電力をｈｎ２倍にできることが示されている。

また、（７）式に示すように、ＳＡＷパワー密度が１／
ｈｎ２に減少することから、非線形出力を大幅に低減で
きる。特にセルラー無線分波器の受信側第１段フィルタ
では、帯域外に入射する２つの高周波電力（送信信号ｆ
いスプリアス信号ｆｓｐ）の周波数が、前記（１）式に
従う場合は、受信周波数ｆＲに相互変調出力を生じる。

その出力は６次の非線形出力によるもので、そのＳＡＷ
パワーをＰＩ　Ｍ　（ｆＲ）　ｓ　ｆｔ−ｆ　ｓ　ｐに
おける入射高周波電力により生ずる送波側のＳＡＷパワ
ー密度をＰ（ｆｔ）、Ｐ（ｆ８．）と畜〈と、Ｐ工Ｍ　（ｆＲ）　＝Ｂ（Ｐ　（ｒｔ）　）２・ｐ（ｆ
８．）・・・（９）となり、相互変調出力は、送波側Ｓ
ＡＷパワー密度の２乗に比例するので、１／（ｈｎ２）
２倍と大幅に小さくできる。

上記の非線形出力を低下させる手法として、送波側電極
の問題となる帯域外周波数（ｒ、　＊　ｔ８．　）にお
ける応答関数を小さくすることが挙げられる。

但し、この方法には、下記の如き問題点がある。

第１は、上記の問題となる帯域外周波数の全体において
、応答関数を小さくする必要があり、相当に困難である
ことである。第２は、例えば米国音響学会誌、第４８巻
、第２０３〜２１０頁（１９７０年）　（Ｔｈｅ　Ｊｏ
ｕｒｎａｌ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ａｏｏｕｓｔｉｏａｌ　５
ｏｏ−１ｅｔ７　ｏｆ　Ａｍｅｒｉｏａ、　Ｖｏｌ、４
８．ｐｐ、２０）−２１０（１９７０））に示されてい
るように、非線形波動は伝搬しつつ大きくなるため、波
面全体で振幅を小さくできる電極構造が必要なことであ
る。第３は、送波電極全体を見た応答関数でなく、個々
の送波電極自体の応答関数自体を小さくする必要がある
ことである。この第３の事項は次の理由による。通過帯
域外で、送波電極全体を見て、応答関数が小さく見える
場合であっても、多電極型フィルタの場合、実は受波側
電極を通過して送波側電極群の波が伝播し合成されて、
送波電極群の外へ波の放射が小さい様に見えるのであっ
て長距離伝搬の過程で、非線形による相互変調を生じて
しまうからである。

付言すれば、この場合、外へ波の放射が無い様に見えて
も、実は送波電極群、受波電極群には、定在波が発生し
ているのである。即ち、上記の所定帯域では、送波電極
側々の構造が送波電極の外へ放射される波の強度、全十
分く抑えられなければならない。

上記の３つを同時に満足する送波電極構造は一般に非常
に困難である。これに対し、本発明の方法では、殆ど問
題を生ぜず、ＳＡＷパワー密度を低減させることによシ
、非線形による相互作用を大幅に低減し得る。

次に本発明では、全開口を増やすので、電極指抵抗によ
る損失について考察する。

元の２ｍ個の送波電極、（２ｍ−１）個の受波電極を持
つＳＡＷフィルタを考え、開口長をｗ、送波電極１個の
電極指抵抗をｒｍ、送波電極１個のＳＡＷ放射コンダク
タンスをＧ、と書くと、２ｍ個の送波電極を並列した全
体の放射コンダクタンスＧは　Ｇ＝Ｇ、・２ｍ　　＝（
１０）であシ、１個の送波電極の片側へのＳＡＷパワー
密度はで、２ｍ個の送波電極全体の電極指抵抗損失は（
ｒ　　７２ｍ）Ｉ２＝ＲＩ２　　　−・・（１２）１膳である。ここで、工は２ｍ個の送波電極全体の電流であ
る。

各送波電極、受波電極をｎ個の単位電極の直列構造とし
、各単位電極の開ロ長りｎ＝ｈｎＷ、放射コンダクタン
スＧ　　（ｎ）＝Ｇ、・ｈｎと書き、同職じＳＡＷパワーを伝送する条件とすると、全電流Ｉ′は
　Ｉ’：ｉ″ｈＩ　　・・・（１３）　　となシ、送波
電極全体の電極指抵抗Ｒ′は ― Ｒｍ’　＝ｒ　ｍ　（Ｗ　’／　Ｗ　）　Ｘ　ｎ　／　
２　ｍ　＝ＲＩＩＩ　ｈ　ｎ　２・・・（’　４　）と
なり、電極指抵抗損失はＲ’Ｉ”＝Ｒａｈ　ｎ２・（ＱＩ）２＝ｈ２ｎ２ＲＩ２
■　　　　　　　　　　　ｍ　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｔｍ・・
・（１５）等アドミタンスでｈ＝１の場合は電極指抵抗損失はｎ２
倍となるが、ｈを小さくとれば、電極指抵抗損失は小さ
くなシ、ｈ　＝　１７　ｎ、即ち、単位電極開口長Ｗ　
を元の開口長Ｗと等しくとれば、電極指抵抗損失は増加
しない。ｈ＝１／ｎ２の範囲までは全開口長は、元の開
口長よりも大きく、かつ電極指抵抗損失は１／ｎ２に小
さくなる。

本発明の如く、送波電極、受波電極を部分伝搬路毎の単
位電極に分け、直列接続する方式は、上記の様に、微細
電極指間の電圧を大幅に下げ、かつ、ＳＡＷパワー密度
を下げることにより、取シ扱う電力を大幅に大きくでき
、非線形による相互変調を大幅に低減でき、電極指抵抗
損失も増やさない。それだけでなく、チップ面積の点で
も弾性表面波基板チップの伝搬方向、即ち長手方向く伸
ばさないのでチップ面積を増やさずに済む。上記をここ
で簡単に示す。

隣接する送波電極と受波電極の中心間距離ｄをφλ、（
λ１：電極周期）とし、元の開口長をＷとすると、元の
ＳＡＷフィルタチップの伝搬方向長さり、は、Ｎ１３を
外４ＪＵ（仮シに送波）電極対数として、　Ｄｐ＝（２
ｍ−１）ｄＸ２＋Ｎ、Ｊ、＋３００μ１ａＸ２・・・（
１６）画直方向長さＤ工はＤ工＝Ｗ＋５００μｍＸ２　　−（１７）となる。Ｄ、
＆Ｃ含まれる５００μ１ｎＸ２は、切り代や配線のため
の余裕である。またＤ工には送受波電極の占める長さは
小さく、寧ろ、配線、ポンディングパッド部の占める長
さ５００μｏＸ２が大部分を占める。後述の従来の比較
例ではｍ；５゜ｄ　＝　＄　２　Ｂ　＝２５２　Ｂ、Ｎ
Ｂ”１６．Ｗ”＝２０λ１゜λ１ζ４．８μｍでＤｐ＝２８！！７μｍ、　　ｌ）上＝Ｉ　Ｑ９６ｆｉｍ
である。これに対して本発明によれば次の様に見積もら
れる。すなわちＤＰは変わらず、Ｄ１＝Ｗｈｎ”＋５００Ｘ２　　　・・（１８）であり
、ｎ＝２．ｈ＝１７２でｌ）、、　１２００　μｍｎ＝
８．　ｈ＝１／８でＤ’ｑ１８００　μｍとなる。それ
ぞれ元のチップ面積の１．０９倍、１．６４倍に収まる
。

電力密度を減らす方法として本発明の方法以外に、伝搬
方向の送受波電極数を夫々２ｍから２　ｍ　／、２ｍ−
１から２Ｉｎ’−１に増やす、又は電極の対数をＮから
Ｎ′に減らし、開口長を長くする方法も考えられる。比
較することによシ、本発明の方法の有利さが示される。

ここでは、上記変更により、開口長が！’　＝（ｍ、１０’）　（Ｎ／　Ｎ’）２ＷｈとＷか
らＷ′に変更する。即ち、ｈ＝１では、電極全体のアド
ミタンスの変化の無い形である。元の電極とＳＡＷ放射
パワーが等しいという条件で、電極指間電圧Ｖ′、ＳＡ
Ｗ放射パワー密度ｐ　ｍ　／／　Ｗ／、電極指抵抗損失
Ｒ／Ｉ／２を求めると次の様になる。

鵬Ｖ’＝％／１／奮Ｖ　　　　　・・・（２０）Ｐｍ’／
Ｗ’＝（Ｎ’／Ｎ）”（１／ｈ）−Ｐ、／Ｗ　　・（２
１）Ｒ＊’　Ｉ”　＝（Ｎ／　Ｎ’　）　’　（ｍ／　
ｍ’　）　（ｈ　”　）　Ｒｍ　Ｉ　２・・’　（２２
）この場合、Ｈ／を小さくすると電極指抵抗損失増加が
著しくなる。またＮ’：Ｎとした場合、ｈを小さ（ｈ　
＝：　ｍ’　／　ｍとしても電極指抵抗損失を大きくし
ないが、電極指間電圧Ｖ′、８ＡＷパワ一密度は却って
大きくなり、所期の目的を達することは難しい。例えば
ｈ＝１．Ｎ′／Ｎ＝１／２゜ｒｎ’／　ｍ　＝　４とす
ると、パワー密度は元の１／４゜電極指抵抗損失は１／
２となるが、電極指間電圧は１／ρに止まるほか、長手
方向にチップが延び、面積が約五５倍にもなる。ｈ＝２
．Ｎ’／Ｎ：１では、チップ面積が元の１．８倍に止ま
るが、電極指抵抗損失、ＳＡＷパワー密度は変わらず、
効果は電極指電圧が１／ρとなっただけである。

これ等に比べ、本発明手法で例えばｎ＝８．ｈ＝１７８
にした場合、電極指間電圧は１／２ρに、ＳＡＷパワー
密度は１７８となり、電極指抵抗損失は同じで、チップ
面積は１．６４倍に収まるので、遥かに有利である。こ
の様に、本発明では多電極構成で送波電極と受波電極を
夫々複数個の部分伝搬路毎の単位電極に分割し、直列す
る構成としたので設計自由度が増え、次の様に帯域外応
答を減少させることができる。

第１図に示す様に、伝搬路上で最も外側に位置する電極
に電気的に結線された電極群を外側電極と呼び、他の電
極群を内側電極と呼ぶ。ｎ個の部分伝搬路上で、上から
１番目の伝搬路中の外＠電極とそれに隣接する内側電極
の中心間距離はｄ。

＝ｄ、を番目の部分伝搬路上の外側電極とそれに隣接す
る内側電極の中心間距離をｄＬと書き、ｄｔ”ｄＬ−１
＋ΔＬ　Ｃｔ＝１１２　＋”’ｎ　）　・・・Ｃ２３）
と書く。ここで、各電極の電極周期をλ１、電極部の実
効音速をＶｏ、シールド電極の一様金属薄膜部音速をｖ
ｍとすると中心周波数ｆ。はｆ　　＝Ｖ　　／λ　　　
・・・（２４）０　　　　　　　　　　　　１でちゃ、−様薄膜金属部のｆ。Ｋ於る音速λ、。はλ、
ｏ＝　ｖ、／　ｆｏ−（２５）となる。第２図に、１番目の部分伝搬路の１組の隣接す
る外側電極と内側電極を示す。外側電極とそれに隣接す
る内側電極の中心間距離ｄは、中心周波数における等価
波長λ１ｖを用いて次のように曹ける。

ｄ＝φλ、１　　（φ：自然数）・・・（２６）・・・
（２７）Ｎ、：外側電極の対数隣接伝搬路間における内側電極と隣接外側電極の中心間
距離の差Δ６は次の様にλ１゜の整数倍とする。

Δ　＝１　λ　　　（１ｔ：自然数）・・・（２９）Ｌ
Ｌｍ。

ここでは、−旦、１Ｌ＝ｉｌΔ６＝１λ、。・・・（３
０）とする。１番目の部分伝搬路に於る内側電極と隣接
外側電極の間の位相差をθとすると、θ＝２πφ＋２π
φ（ｆ−ｆｏ）／ｆ０　　・・−（５１）で、Δ６＝０
の場合には、帯域外での応答は次の様なくし形周波数特
性の重ね合わせに比例する。

ｅ　−ｊ＃＋　ｅ−ｊ３’＋””＋　　−’　”膳−１
）２＋１１５２ｍ＝外側電極の個数　　　　・・・（５
２）上記Δ６が存在すると、上記くし形特性の重ね合わ
せにおいて、次の様な置換が生ずる。

＃−４＃＋（ｎ　　１　）　ａ’　　　−（５５）ＮＡ
：内側電極の対数ここで、θ′＝π１＋πｉ　（ｆ−ｆｏ）／ｆ０　　・
・・（３５）即ち、帯域外でピークを生ずる周波数がｆ
ｏ（１＋に／２φ）から、ｆｏ（壮に／（２φ−１（ｎ
−１））にずれるだけでなく、Δ６による各伝搬路の位
相ずれによシ、ピークが低くなシ、帯域外抑圧度が向上
することを示している。

次に、少なくとも送波電極側を等しい電極指交差幅とす
ると、帯域外で、各単位電極自体の応答が小さい場合に
は、波面全体で振幅が小さく、伝搬による相互Ｋｍ波へ
の変換を小さくできる。外側電極、内側電極の何れかを
送波電極とし得る。

受波側も同様に等交差幅とすれば、同じ効果が生ずる。

次に、部分伝搬路内で、内側電極と隣接外側電極の中心
間距離を変えれば、位相ずれの効果が大きくなシ、帯域
外に生ずるピークを一層抑えることができる。

夫々直列接続された単位電極よりなる、互いに隣接した
部分伝搬路の間の間隔を電極の伝搬方向周期長λ、（即
ち中心周波数ｆ、ＶＣおける弾性表面波波長）の５倍以
内、できれば２倍以内とすることにより、隣接部分伝搬
路の弾性表面波が相互に結合し、あたかも直列接続され
た単位電極の全体にわたシ、ビーム幅の広い１つの波面
を持つ弾性表面波として伝搬するため、回折、その他に
よる損失が極めて小さくなる。そのため、損失が増加せ
ず、直列接続され九単位電極の開口の和が、元のＳＡＷ
フィルタの開口より大きければ、寧ろ伝搬損失項として
は小さくできる。

次に内側電極、外側電極のなす部分伝搬路の数を、各々
の内側電極、外側電極ごとにかえた場合の作用を述べる
。先ず、単位電極対数に応じて、部分伝搬路の数を変え
ることにより、内側電極、外側電極の７ドミタンスを等
しく、入力、出力を対称にできる、ま九は入力側、出力
側の外部回路に整合し易くできる。また、外側電極のう
ち、最も外側の電極の部分伝搬路を多くすることによシ
、該最外側電極の直列合成アドミタンスが他より小さく
なるので、基板端面に向けて放射する弾性表面波パワー
が小さくなるため、損失が一層低減できる。部分伝搬路
数を中心に対称かり伝搬方向に漸増すれば、上記効果は
一層大きくなる。

〔実施例〕

第１図は本発明の第１実施例図である。本実施例は米国
セルラー無線のアンテナ分波器の受信側第１段フィルタ
であ、る。基板ＳにはＬｉＴａＯ３単結晶３６単結晶３
輸電極数２ｍ’：＝１０、内侭電極数２　ｍ’−１　＝　
９で、外側電極、内側電極それぞれの直列単位電極数ｎ
＝４にと９、各単位電極は全て等しい開口で、外側電極
の各単位電極の構成は互いに全て等しく、内側電極の単
位電極の構成も互いに等しくしである。図中、外側電極
には添字Ｂを付し、中央から数えて±に番目（１（＝１
．２，・・・１′）で、を番目（ｔ＝１＋　２　＋・・
・ｎ）の部分伝搬路の単位電極を！１，よに，ｔと表し
、内側電極には添字Ａを付し、中央から数えて±ｒ番目
（ｒ＝ｏ＋１＋２＊・・・ｍ′−１）で、を番目の部分
伝搬路の単位電極をＴＡ，ヵ。

、ｔと表しである。外側単位電極と隣接内側単位電極の
中心間距離は、を番目の部分伝搬路では、前出の（２３
）　、　（５０）弐に従＾波長の一定の整数倍とする。

第２図に１番目の部分伝搬路内における外側単位電極と
内側単位電極の１組を示すが、この外側単位電極と内側
単位電極の中心間距離ｄは前出の（２６）　、　（２７
）　、　（２８）式に従い、かつ、外側単位電極と内側
単位電極の最近接電極指は共に接地側として電気的な直
接結合を防いでいる。

また、シールド電極ｓｈを設けて、内側電極と外側電極
の電気的な直接結合を更に低減している。

このシールド電極は第１図に於ては省略しである。

また内側電極、外側電極共に適当な談合回路Ｍ．Ｃ。

を介して外部回路に結ばれている。

外側電極、内側電極ともＡ１−α４ｗｔ％Ｔ１のスパッ
タ電極を用い、電極指部分の厚さを［Ｌ１μｍとした。

電極周期長λ．は４．６４ｐｍ，電極幅と間隔は１．１
６μｍとした。内側単位電極の対数ＮＡは２４対、外側
単位電極の対数Ｎ，を１６対とし、各単位電極の開口長
（交差幅）を４０λ１、部分伝搬路数ｎ＝４としである
。そのため全開口長は１６０λ、となっている。又ここ
で、夫々直列接続された単位電極よりなる互りに隣接し
た部分伝搬路の間隔を電極周期長１．０２倍すなわち９
、２８μｍとしである。

上記部分伝搬路の間隔を電極周期長λ．の５倍、即ち２
４２μとした以外は上記第１実施例と同じＳ成の試料を
比較のため作成してみたが，損失は２ｄＢと、上記第１
実施例の結果として後述する値よりも０．３ｄＢ程度増
加していた。上記結果から、この５λ，が、上記隣接部
分伝搬路の間隔の実用上の上限と見做せる。

本実施例に対する従来の比較例を第５図に示す。

この例では、本実施例の第１番目の部分伝搬路のみをと
りだし、その開口長を１／２の２０μｍとしである。そ
のため、本実施例の全開口長は比較例の８倍となってい
る。また、（１）　Ｉ　（２）式のｈは、１／２になり
ており、同じ入力電力が帯域外に入射すると、本実施例
では全電圧としては比較例の０倍が加わるが、単位電極
には１　／　ｎ　＝＝　１　／　４に分圧されて１／２
ρと小さい電圧が加わる。このため瞬時放電破壊の入射
電力は８倍と大きくなる。

また、ＳＡＷ放射電力密度は上記の如く全開口長が８倍
となることから本実施例では比較例の１／８となってい
る。そのため問題となる３次の非線形による相互変調は
（　１　／８　）２になる。すなわち９ｄＢＸ２＝１　
８ｄＢの大幅な低減である。

これらは（９）弐に示される通）であった。

次に上記第１実施例と比較例の損失周波数特性を第４図
に、実線で実施例を、破線で比較例を示す。本実施例で
は帯域外１ｃ１７．６ＭＨｚおきに生じているピークが
、１　２ｄＢ余シ減少していることが明かである。通過
域の損失は、比較例が１．５ｄＢであるのに対し、１．
　７　ｄ　Ｂと悪影譬を小さく抑えることができた。

次に本発明の第２実施例を述べる。本実施例は米国セル
ラー無線のアンテナ分波器第１段フィルタで中心周波数
ｆ０＝Ｂ５５ＭＨｚであシ、第１実施例と類似であるが
、部分伝搬路数ｎ　＝＝　８で、単位電極の開口長は２
０λ１（λｍ＝４９５’ｍ）とし、全開口長は１６０λ
１とした。また１つの部分伝搬路の中でも，外側単位電
極と隣接内側単位電極の中心間距離をＴＢ、＊ｓ、を以
内では等しくとシ、’Ｂ、ｌ、Ｌよシ外側では５λ、。

（λ１゜＝４９９μｍ）だけ広くとっである。なお、隣
接の部分伝搬路間ではΔ６＝１λ、。ずつ変化させであ
る。

また１番目の部分伝搬路では、！３．よｓ、を以内では
外側単位電極と隣接内側単位電極の中心間距離はａ　＝
＝　ｐ　／λ、、＝２５λａｖ（λ、、：４９２λ、）
にとっである。ここで、内側単位電極の対数ＮＡ。

外側単位電極の対数ちは夫々２４対、１６対である。基
板Ｓ、外側、内側の各電極数２ｍ’、２ｍ’−１は第１
の実施例と同じにとりである。ここで第３図の構成で、
第１の比較例とは周波数のみを変えたものを比較例とす
ると、全開口長が８倍となっていることがら、８倍の大
電力に耐えることができる。また、帯域外抑圧度も比較
例よシ１５ｄＢ以上改善でき友。第１実施例より更に改
善されている。ま九通過域損失も、比較例の１．５　ｄ
　Ｂと同一であシ、全く変わらなかった。これは単位電
極開口長を比較例と等しくし、単位電極を８設置列とし
たからである。

次に本発明の第５実施例を述べる。第５図に本実施例の
模式的平面図を示しであるが、本実施例は米国セルラー
無線のアンテナ分波器の送信側第１段フィルタである。

部分伝搬路毎に単位電極と隣接単位電極の中心間距離は
変えずに最上部の該中心間距離と一致させであること、
及び内側電極を部分伝搬路毎に８段に設け、外側電極は
夫々隣接する２段の部分伝搬路に共通に４段（第１実施
例と同じ）に設けた以外は第２実施例と同じ構成となり
ている。ｎ　Ｂ　／　ｎ　Ａ　”　１　／　２　＝４　
／　８であシ、ＮＢ”／ＮＡ２＝　（１６／２４）２＝
４７９に近く（単位電極の対数を内側電極でＮ、　を外
側電極でＮ、としている）、はぼ、入力側、出力側の７
ドミタンスは等しくなっている。この様にすると入力側
、出力側の外部回路インピーダンス（又は線路特性イン
ピーダンス）が同じ場合、整合が容易になる。

ここで、内側電極の部分伝搬路数ｎＡ＝８としたが、ｎ
　Ｂ　／　ｎ　Ａ　”　Ｎ　Ｂ　”／　Ｎ　Ａ”　”　
４　／　９に対応してｎＡ＝９としても良い。これによ
り、入力と出力のインピーダンスの対称性は一層向上す
る。この様に、内側電極、外側電極、夫々１個が対応す
る部分伝搬路数が異なってｈても、夫々直列接続された
単位電極よりなる互いに隣接する部分伝搬路の間の間隔
が本実施例の様に小さければ、例えば電極周期の２倍（
波長の２倍）程度に小さければ問題はない。

次に本発明の第４実施例を述べる。５ｇ６図に本実施例
の模式的平面図を示す。本実施例は米国セルラー無線ア
ンテナ分波器の送信側第１段フィルタである。最も外ｌ
ｌ１１に位置する外側電極が８段の部分伝搬路毎に設け
である（　ｎＢ　＝＝　８　）以外は第２実施例と同じ
構成になっている。この様々構成とすることによプ、帯
域内通過損失は１ｄＢと、第２実施例に比較して、（Ｌ
２ｄＢ小さくできた。

この効果は、蛾外側の外側電極から基板端面に放射され
て損失となっているＳＡＷパワーが第２実施例に比べ約
１７２になっているためと考えられる。

次に、本発明の第５実施例を述べる。第７図に本実施例
の模式的平面図を示す。本実施例も同じく米国セルラー
無線アンテナ分波器の送信側第１段フィルタである。本
実施例では電極対数ＮＡ＝２４と電極対数Ｎ、：１６の
電極が用いられている。第１の部分伝搬路では、外側単
位電極が対数Ｎｍ＝１６、内側単位電極が対数ＮＡ：２
４で、一つの外側単位電極に向い合って２つの内側単位
・１極が直列接続されている。これに対し、第２の部分
伝搬路では外側単位電極が対数ＮＡ＝２４、内側単位電
極が対数ＮＢ＝＝１６となっており、１つの内側単位電
極に向い合って２つの外側単位電極が直列接続されてい
る。即ち、第１の部分伝搬路とは内側電極、外側電極が
、その構成を入換えた形式となっている。第３、第４の
伝搬路でも同様の繰返しとなっている。但し、同じ伝搬
路上の隣接単位電極の中心間距離は、第２実施例と同様
に、部分伝搬路毎に変見られている。本実施例では、鰻
も外側の外側電極は８つの部分伝搬路に分割され、８つ
の単位電極が直列されている。最も外側の外側電極を除
き、各内側電極、外側電極は６つの部分伝搬路に分割さ
れていると換言できる。本実施例では上記構成とした以
外は、第２実施例と同じ構成となっている。第５実施例
では入力と出力でアドミタンス特性が対称とな夛実装の
点で有利となるほか、帯域内通過損失は１ｄＢと第２実
施例よりα２ｄＢ小さくできた。また、帯域外抑圧度も
２〜５ｄＢ改善された。この改善効果は、直列接続され
た電極で一種の重み付は効果が生じているためである。

また、本発明の第６実施例（図は省略）では第１の実施
例の単位電極の開口長を半分の２０２゜とし、かつｎ　
＝　４段目の単位電極群の下の直線に対して上側の電極
群と対称に電極を形成し、かつ、上側と下側の隣接した
内側電極が電気的に接続され、フィルタとして２段縦続
接続されている。本実施例では２段縦続フィルタとした
ことにより、帯域内損失は２．８ｄＢとなったが、帯域
外抑圧度は４５ｄＢと非常圧大きくすることができた。

以上の実施例では、何れも米国セルラー無線のアンテナ
分波器における受信側第１段フィルタ、送信側第１段フ
ィルタとしたが、本発明は、それ以外の規格の送信側、
受信側の第１段、第２段フィルタにも適用できる。また
、直列段数ｎも４．８としたが、狙いによって任意に他
の適当なｎを選ぶこともできる。また、係数りも、１　
／　ｎの近傍が適当であるが、電極指抵抗損失を過大に
しない範囲で、１　／　ｎ　２（ｈ　（１に選ぶことが
できる。

更に、以上の実施例では入力側（送波電極）を外側電極
としたが、等開口の位相重み付け、又は抜取シ重み付に
よシ、ｆいｆ８ｐの周波数領域における単位電極自体の
応答を小さく抑えることができ、並接績、非線形による
相互変調を更に小さくできる。また、以上の実施例では
（２７）式のΔ６＝５１１゜一定としているが、途中の
ｔで、２λ、。、λ工。と漸減しても良い。特にｎが多
い場合、長手方向へのチップ拡大を抑えるには有用であ
シ特性を劣化させない。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれは、伝搬路を伝搬方向
に平行に多段に並列した部分伝搬路に分け、かつ、全開
口長を拡大し、各単位電極ｔ−直列接続し、しかも各部
分伝搬路毎に、外側単位電極と隣接の内側単位電極の中
心間距離を変えたことによシ、耐電力性が全開口長に比
例して大きくできる効果があ夛、かつ、非線形性による
相互ｆｍを全開口長の５乗に反比例して小さくできる効
果があり、しかも、帯域外抑圧度を１０ｄＢ以上改善で
きる効果がある。これは移動通信機およびそのアンテナ
分波器等に用いるＳＡＷフィルタとして非常に好ましい
特性を意味する。即ち、特に実現が望まれていた低相互
変調の受信側路１段ＳＡ胃フィルタ、帯域通過型の送信
側温１段ＳＡＷフィルタが実現できる。また、更に少な
くとも送波側電極に電極指交差幅重み付けを用いないこ
とでも、相互変調が低減できる。更に各部分伝搬路内で
、外側単位電極と内側単位電極の中心間距離を変えるこ
とにより帯域外抑圧度ｆ：５ｄＢ程度改善できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明第１実施例の平面図、第２図は其の１番
目の部分伝搬路内における外側単位電極と内側単位電極
の１組を示す図、第３図は第１実施例に対応する従来技
術による比較例の図、第４図は第１実施例と比較例の損
失の周波数特性図、第５図は第５実施例の模式的平面図
、第６図は第４実施例の模式的平面図、第７図は第５実
施例の模式的平面図である。Ｓ・・・・・・弾性表面波基板、Ｌ・・・・・・整合用コイル、鉦・Ｃ１・・・・・・整合回路、ＴＡ、ヵｒ、ｔ・・・・・・内側単位電極、ＴＢ、よｙ
、ｔ・・・・・・外側単位電極。

Claims

【特許請求の範囲】

１．弾性表面波基板上に、互いに弾性表面波を送受し、
対を成す送波電極と受波電極を、これら電極の少なくと
も一方は複数にして、同一伝搬路上に複数個、交互に一
つずつ隣接配置した弾性表面波装置において、弾性表面
波伝搬路を伝搬方向に平行に多段に並列した複数個の部
分伝搬路に分割し、かつ各送、受波電極は、部分伝搬路
毎に伝搬方向対応位置に配設した単位電極を、全ての部
分伝搬路の対応位置にあるもの同士夫々直列に接続して
形成させ、更に、部分伝搬路上で隣接する単位送波電極
と単位受波電極の中心間距離を隣接する部分伝搬路上の
それとは異ならせたことを特徴とする弾性表面波装置。
２．弾性表面波基板上に、互いに弾性表面波を送受し、
対を成す送波電極と受波電極を、これら電極の少なくと
も一方は複数にして、同一伝搬路上に複数個、交互に一
つずつ隣接配置した弾性表面波装置において、弾性表面
波伝搬路を伝搬方向に平行に多段に並列した複数個の部
分伝搬路に分割し、かつ各送、受波電極は、部分伝搬路
毎に伝搬方向対応位置に配設した単位電極を、全ての部
分伝搬路の対応位置にあるもの同士それぞれ直列に接続
して形成させ、更に、同じ部分伝搬路上で隣接する単位
送波電極と単位受波電極の中心間距離を該部分伝搬路上
の位置により夫々異ならせたことを特徴とする弾性表面
波装置。
３．弾性表面波基板上に、互いに弾性表面波を送受し、
対を成す送波電極と受波電極を、これら電極の少なくと
も一方は複数にして、同一伝搬路上に複数個、交互に一
つずつ隣接配置した弾性表面波装置において、弾性表面
波伝搬路を伝搬方向に平行に多段に並列した複数個の部
分伝搬路に分割し、かつ各送、受波電極は、部分伝搬路
毎に伝搬方向対応位置に配設した単位電極を、全ての部
分伝搬路の対応位置にあるもの同士それぞれ直列に接続
して形成させ、更に、少なくとも送波電極の各単位電極
を、該単位電極内で同一電極指交差幅を有するように形
成したことを特徴とする弾性表面波装置。
４．弾性表面波基板上に、互いに弾性表面波を送受し、
対を成す送波電極と受波電極を、これら電極の少なくと
も一方は複数にして、同一伝搬路上に複数個、交互に一
つずつ隣接配置した弾性表面波装置において、弾性表面
波伝搬路を伝搬方向に平行に多段に並列した複数個の部
分伝搬路に分割し、かつ各送、受波電極は、部分伝搬路
毎に伝搬方向対応位置に配設した単位電極を、全ての部
分伝搬路の対応位置にあるもの同士それぞれ直列に接続
して形成させ、更に、互いに直列に接続されて一つの送
波または受波電極を形成する各単位電極の対数が少なく
とも一部の部分伝搬路同士の間で異なることを特徴とす
る弾性表面波装置。
５．部分伝搬路上で隣接する単位送波電極と単位受波電
極の伝搬方向中心間距離が、その動作中心周波数におけ
る弾性表面波波長の整数倍であることを特徴とする請求
項１〜４の何れか１項に記載の弾性表面波装置。
６．弾性表面波基板上に、互いに弾性表面波を送受し、
対を成す送波電極と受波電極を、これら電極の少なくと
も一方を複数にして、同一伝搬路上に複数個、交互に一
つずつ隣接配置した弾性表面波装置において、弾性表面
波伝搬路を伝搬方向に平行に多段に並列した複数個の部
分伝搬路に分割し、かつ各送、受波電極は、伝搬路上そ
れぞれ対応する位置に、部分伝搬路毎に、又は互いに隣
接する複数の部分伝搬路にまたがって共通に配設した、
夫々、部分伝搬路数と同数、又はそれより少数の単位電
極を、各対応位置にあるもの同士それぞれ直列に接続し
て形成させたことを特徴とする弾性表面波装置。
７．夫々、直列接続された単位電極よりなる、互いに隣
接した部分伝搬路の間の間隔が、電極の伝搬方向周期長
の５倍以下であることを特徴とする請求項１〜６の何れ
か１項記載の弾性表面波装置。