JPH03190307A - Mos定電流源回路 - Google Patents
Mos定電流源回路Info
- Publication number
- JPH03190307A JPH03190307A JP1330120A JP33012089A JPH03190307A JP H03190307 A JPH03190307 A JP H03190307A JP 1330120 A JP1330120 A JP 1330120A JP 33012089 A JP33012089 A JP 33012089A JP H03190307 A JPH03190307 A JP H03190307A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- fet
- current
- gate
- voltage
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 241000219793 Trifolium Species 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、N−MOSSP−MOS、C−MO8等を含
むMOS−ICにおいて、特にアナログ機能を有する例
えばオペアンプやコンパレータ等或いはこれらの機能を
含むアナログ/デジタル混成LSIのチップ上で使用さ
れる定電流源回路に関する。
むMOS−ICにおいて、特にアナログ機能を有する例
えばオペアンプやコンパレータ等或いはこれらの機能を
含むアナログ/デジタル混成LSIのチップ上で使用さ
れる定電流源回路に関する。
第4図に従来から使用されている定電流源回路の回路図
を示す。この回路は基準電流1 refが流れる基準側
NチャンネルのMOS F ETQ 1と出力電流1o
utが流れる出力側NチャンネルのFETQ2とでカレ
ントミラーを構成させた回路である。この回路では、F
ETQIとQ2のサイズ比(W/L)(Wはゲート幅、
Lはチャンネル長さ)が同じであれば、FETQ2のド
レインに流れる出力電流1outは、1out # I
refとなる。
を示す。この回路は基準電流1 refが流れる基準側
NチャンネルのMOS F ETQ 1と出力電流1o
utが流れる出力側NチャンネルのFETQ2とでカレ
ントミラーを構成させた回路である。この回路では、F
ETQIとQ2のサイズ比(W/L)(Wはゲート幅、
Lはチャンネル長さ)が同じであれば、FETQ2のド
レインに流れる出力電流1outは、1out # I
refとなる。
ここで、出力電流1outはドレイ電圧に依存せずに一
定であるのが理想的であるが、実際にはドレイン電流に
よって決定される出力インピーダンスをもっており、−
船釣に第3図の特性aに示すようにドレイン電圧(v
tan)が上昇するに従って出力電流1outも増大す
る。
定であるのが理想的であるが、実際にはドレイン電流に
よって決定される出力インピーダンスをもっており、−
船釣に第3図の特性aに示すようにドレイン電圧(v
tan)が上昇するに従って出力電流1outも増大す
る。
これを防止するために、第5図に示すようなウィルソン
型定電流回路が提案されている。これは出力電流rou
tの増大を相殺させるために、更にNチャンネルのMO
SFETQ3をFETQ2にシリーズに追加接続し、出
力電流routを決定するFETQl、Q2のドレイン
電圧が電流出力端子の電圧変動の影響を受けないように
構成したものである。
型定電流回路が提案されている。これは出力電流rou
tの増大を相殺させるために、更にNチャンネルのMO
SFETQ3をFETQ2にシリーズに追加接続し、出
力電流routを決定するFETQl、Q2のドレイン
電圧が電流出力端子の電圧変動の影響を受けないように
構成したものである。
ところが、この第5図に示す回路では、FETQ3のゲ
ート電圧を、ソース電圧VSSに対してFETQ2とQ
3のスレッシュホールド電圧を越えた電圧以上とする必
要がある。
ート電圧を、ソース電圧VSSに対してFETQ2とQ
3のスレッシュホールド電圧を越えた電圧以上とする必
要がある。
−aに、FETのスレッシュホールド電圧は0.5〜1
.0V程度であり、従って第5図の定電流源回路は第4
図で示した定電流源回路に比較して2倍の1.0〜2.
0■以上の電源電圧がなければ動作しないという問題が
ある。第3図にその特性をbで示した。
.0V程度であり、従って第5図の定電流源回路は第4
図で示した定電流源回路に比較して2倍の1.0〜2.
0■以上の電源電圧がなければ動作しないという問題が
ある。第3図にその特性をbで示した。
また、第5図の回路のFETQ3の出力電圧はFETQ
2のスレッシュホールド電圧にF ETQ3のドレイン
のサチレーション(飽和)電圧を加えた電圧以上でなけ
れば定電流とはならず、第3図に示した回路に対して、
出力端子の電圧範囲も狭くなってしまうという問題もあ
る。
2のスレッシュホールド電圧にF ETQ3のドレイン
のサチレーション(飽和)電圧を加えた電圧以上でなけ
れば定電流とはならず、第3図に示した回路に対して、
出力端子の電圧範囲も狭くなってしまうという問題もあ
る。
本発明は以上のような点に鑑みてなされたちのであり、
その目的は、低い電源電圧でも広い範囲に亘って定電流
特性をもち、また電源電圧の変動の影響を受けないよう
にした定電流源回路を提供することである。
その目的は、低い電源電圧でも広い範囲に亘って定電流
特性をもち、また電源電圧の変動の影響を受けないよう
にした定電流源回路を提供することである。
このために本発明は、基準側梁1FETと出力側梁1F
ETとでカレントミラー回路を構成し、上記出力側梁1
FETと電流出力端子との間にシリーズに出力側梁2F
ETを接続し、基準側梁2FETと上記出力側梁2FE
Tとをカレントミラー接続して構成した。
ETとでカレントミラー回路を構成し、上記出力側梁1
FETと電流出力端子との間にシリーズに出力側梁2F
ETを接続し、基準側梁2FETと上記出力側梁2FE
Tとをカレントミラー接続して構成した。
以下、本発明の実施例について説明する。第1図はその
一実施例の定電流源回路の回路図である。
一実施例の定電流源回路の回路図である。
第1図において、第4図と第5図で示したものと同一の
ものには同一の符号を付した。ここでは、基準電流1r
eflが流れると共にゲート・ドレイン間が接続された
NチャンネルのFETQI (基準側梁1FET)の
ゲート・ソース間電圧■6,1をFETQ2 (出力側
梁1FET)のゲートに印加し、また基準電流I re
f2が流れると共にゲート・ドレイン間が接続されたN
チャンネルのFETQ4 (基準側梁2FET)のゲー
ト・ソース間電圧■6,4をFETQ3 (出力側梁2
FET)のゲートに印加して、そのFETQ3とQ2を
シリーズ接続してそのドレイン電流を出力電流1out
としたものである。
ものには同一の符号を付した。ここでは、基準電流1r
eflが流れると共にゲート・ドレイン間が接続された
NチャンネルのFETQI (基準側梁1FET)の
ゲート・ソース間電圧■6,1をFETQ2 (出力側
梁1FET)のゲートに印加し、また基準電流I re
f2が流れると共にゲート・ドレイン間が接続されたN
チャンネルのFETQ4 (基準側梁2FET)のゲー
ト・ソース間電圧■6,4をFETQ3 (出力側梁2
FET)のゲートに印加して、そのFETQ3とQ2を
シリーズ接続してそのドレイン電流を出力電流1out
としたものである。
ここで、基準電流についてI refl = I re
f2とし、FETQ4のサイズ比(W/ L )をFE
TQIOサイズ比の1/4とすれば、−船釣なNチャン
ネルFETでは、FETQ4のゲート・ソース間電圧v
as4はFETQIのゲート・ソース間電圧VGSIよ
りも約50mV高くなる。よって、FETQ2のゲート
電圧に対してFETQ3のゲート電圧が常に約59mV
高くなり、FETQ2のドレインを常にサチレーション
領域で動作させることができる。
f2とし、FETQ4のサイズ比(W/ L )をFE
TQIOサイズ比の1/4とすれば、−船釣なNチャン
ネルFETでは、FETQ4のゲート・ソース間電圧v
as4はFETQIのゲート・ソース間電圧VGSIよ
りも約50mV高くなる。よって、FETQ2のゲート
電圧に対してFETQ3のゲート電圧が常に約59mV
高くなり、FETQ2のドレインを常にサチレーション
領域で動作させることができる。
従って、FETQ3よりドレイン電圧の変動が抑えらえ
るので、電流出力端子のインピーダンスは、第5図で説
明した回路と同等に高められ、また動作電源電圧は第4
図で説明した回路に対し50mV程度の上昇で済むよう
になる。第3図にその特性をCで示した。
るので、電流出力端子のインピーダンスは、第5図で説
明した回路と同等に高められ、また動作電源電圧は第4
図で説明した回路に対し50mV程度の上昇で済むよう
になる。第3図にその特性をCで示した。
第2図は一般的によく使用されるバイアス回路に上記し
た定電流源回路を適用した実施例を示す回路図である。
た定電流源回路を適用した実施例を示す回路図である。
この第2図において、第1図におけるものと同一のもの
には同一の符号を付している。PチャンネルのFETQ
8は第1図の基準電流1 ref2の発生部に、またP
チャンネルのFETQ9は基準電流reflの発生部に
対応し、その各々はFETQIOとでカレントミラー回
路を構成している。つまり、FETQI Oのドレイン
を流れる出力電流がそのまま基準電流I refl、I
ref2となって帰還するようになっている。FET
QIとQ9の間にシリーズ接続されているFETQ5は
、FETQlとQ2のドレイン電圧を一致させて出力電
流の精度を高めるためのものである。シリーズ接続され
たFETQ6、Q7は出力電流1outを取り出すため
の回路を構成し、各々FETQ2、Q3のゲート電圧を
受ける。FETQIIは出力電流1outを出力電圧V
outに変換する電流/電圧変換部を構成している。
には同一の符号を付している。PチャンネルのFETQ
8は第1図の基準電流1 ref2の発生部に、またP
チャンネルのFETQ9は基準電流reflの発生部に
対応し、その各々はFETQIOとでカレントミラー回
路を構成している。つまり、FETQI Oのドレイン
を流れる出力電流がそのまま基準電流I refl、I
ref2となって帰還するようになっている。FET
QIとQ9の間にシリーズ接続されているFETQ5は
、FETQlとQ2のドレイン電圧を一致させて出力電
流の精度を高めるためのものである。シリーズ接続され
たFETQ6、Q7は出力電流1outを取り出すため
の回路を構成し、各々FETQ2、Q3のゲート電圧を
受ける。FETQIIは出力電流1outを出力電圧V
outに変換する電流/電圧変換部を構成している。
ここで、Iref2、I ref2の各々を1μAとす
ると、FETQ4のサイズ比はFETQIのそれのAで
あるので、FETQ4のゲート・ソース間は例えば1.
05 V、上述したようにFETQIのゲート・ソース
間はそれよりも50 m V低い1.0■となる。そし
て、FETQlのサイズ比をFETQ2のサイズの半分
に設定すると、そのF ETQ2のゲート・ソース間は
例えば0.98 Vとなるので、そのFETQ2のソー
スと電源Vss間に0.02■を発生させるため、そこ
に接続した抵抗Rの値を20にΩに設定する。以上によ
り、FETQI、Q2のドレイン電流が1μAで安定す
る。
ると、FETQ4のサイズ比はFETQIのそれのAで
あるので、FETQ4のゲート・ソース間は例えば1.
05 V、上述したようにFETQIのゲート・ソース
間はそれよりも50 m V低い1.0■となる。そし
て、FETQlのサイズ比をFETQ2のサイズの半分
に設定すると、そのF ETQ2のゲート・ソース間は
例えば0.98 Vとなるので、そのFETQ2のソー
スと電源Vss間に0.02■を発生させるため、そこ
に接続した抵抗Rの値を20にΩに設定する。以上によ
り、FETQI、Q2のドレイン電流が1μAで安定す
る。
以上から、第2図のバイアス回路では、1■程度の低電
圧からFETの耐圧電圧程度まので広い範囲で変化の少
ない定電流を出力することができる。
圧からFETの耐圧電圧程度まので広い範囲で変化の少
ない定電流を出力することができる。
なお、第1図において、基準電流Trefl叉は基準電
流1reflとI ref2を入力電流とし、F ET
QlとQ2のサイズを同一に設定すれば、出力電流1o
ut #Ireflとなり、カレントミラー回路として
も動作する。この場合も当然ながら、より広い電圧範囲
でより正確なカレントミラー動作が期待できる。ただし
、FETQ4及び基準電流1 ref2は、FETQ2
が常にサチレーション領域で動作するように、そのサイ
ズ比及び電流値を設定する必要がある。
流1reflとI ref2を入力電流とし、F ET
QlとQ2のサイズを同一に設定すれば、出力電流1o
ut #Ireflとなり、カレントミラー回路として
も動作する。この場合も当然ながら、より広い電圧範囲
でより正確なカレントミラー動作が期待できる。ただし
、FETQ4及び基準電流1 ref2は、FETQ2
が常にサチレーション領域で動作するように、そのサイ
ズ比及び電流値を設定する必要がある。
また、上記で説明したFETは、PチャンネルFETと
NチャンネルFETを入れ換え、電源の正負を反転して
構成することもできることは勿論である。
NチャンネルFETを入れ換え、電源の正負を反転して
構成することもできることは勿論である。
以上から本発明の定電流源回路によれば、MOSFET
のスレッシュホールド電圧(0,5〜1.0■)程度め
低い電源電圧であっても精度の高い動作が実現でき、よ
って1.5■の乾電池電源で動作する高性能のアナログ
回路機能をもったLSIに適用できるという利点がある
。
のスレッシュホールド電圧(0,5〜1.0■)程度め
低い電源電圧であっても精度の高い動作が実現でき、よ
って1.5■の乾電池電源で動作する高性能のアナログ
回路機能をもったLSIに適用できるという利点がある
。
第1図は本発明の一実施例の定電流源回路の回路図、第
2図は本発明を適用したバイアス回路の回路図、第3図
は定電流特性図、第4図と第5図は従来の定電流源回路
の回路図である。 第3図
2図は本発明を適用したバイアス回路の回路図、第3図
は定電流特性図、第4図と第5図は従来の定電流源回路
の回路図である。 第3図
Claims (1)
- (1)、基準側第1FETと出力側第1FETとでカレ
ントミラー回路を構成し、上記出力側第1FETと電流
出力端子との間にシリーズに出力側第2FETを接続し
、基準側第2FETと上記出力側第2FETとをカレン
トミラー接続したことを特徴とするMOS定電流源回路
。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1330120A JPH03190307A (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | Mos定電流源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1330120A JPH03190307A (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | Mos定電流源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03190307A true JPH03190307A (ja) | 1991-08-20 |
Family
ID=18229026
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1330120A Pending JPH03190307A (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | Mos定電流源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03190307A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003234655A (ja) * | 2002-02-12 | 2003-08-22 | Rohm Co Ltd | D/a変換回路およびこれを用いる有機el駆動回路 |
US7525778B2 (en) | 2003-11-06 | 2009-04-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit having protection elements for preventing MOS transistors from plasma damage |
-
1989
- 1989-12-20 JP JP1330120A patent/JPH03190307A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003234655A (ja) * | 2002-02-12 | 2003-08-22 | Rohm Co Ltd | D/a変換回路およびこれを用いる有機el駆動回路 |
US7525778B2 (en) | 2003-11-06 | 2009-04-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit having protection elements for preventing MOS transistors from plasma damage |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5525897A (en) | Transistor circuit for use in a voltage to current converter circuit | |
US5434534A (en) | CMOS voltage reference circuit | |
US5266887A (en) | Bidirectional voltage to current converter | |
US6194967B1 (en) | Current mirror circuit | |
US4887048A (en) | Differential amplifier having extended common mode input voltage range | |
EP0778510A1 (en) | Highly symmetrical bi-directional current sources | |
US5959446A (en) | High swing current efficient CMOS cascode current mirror | |
EP0337444B1 (en) | Mos voltage to current converter | |
US4983929A (en) | Cascode current mirror | |
US5021730A (en) | Voltage to current converter with extended dynamic range | |
JP2000500954A (ja) | Cmosコンパレータ | |
KR920013881A (ko) | 부동 동작점을 가진 cmos 트랜스 콘덕턴스 증폭기 | |
KR0177511B1 (ko) | 선형 cmos 출력단 | |
US4896121A (en) | Current mirror for depletion-mode field effect transistor technology | |
US5043652A (en) | Differential voltage to differential current conversion circuit having linear output | |
US4371844A (en) | Differential load circuit equipped with field-effect transistors | |
US6353365B1 (en) | Current reference circuit | |
US6194956B1 (en) | Low critical voltage current mirrors | |
EP0618674B1 (en) | Voltage-to-current conversion circuit | |
JPH09130162A (ja) | 横電流調節を有する電流ドライバ回路 | |
US5545972A (en) | Current mirror | |
JPH03190307A (ja) | Mos定電流源回路 | |
KR930001294B1 (ko) | 전류미러(current mirror) | |
US6556070B2 (en) | Current source that has a high output impedance and that can be used with low operating voltages | |
US20040104765A1 (en) | Integrated circuit arrangement with a cascoded current source and an adjusting circuit for adjusting the operating point of the cascoded current source |