JPH03154497A - 自動白バランス調整回路を備えたディスプレイ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、自動白バランス調整回路を備えたディスプレ
イに関するものである。

カラー受像管を用いたディスプレイ（キャラクタ・グラ
フィック・ディスプレイ、テレビ受像機、或いはモニタ
テレビ等）において、相対的に暗い白色信号を白バラン
ス調整用の基準信号として入力し、そのときの赤、緑、
青のそれぞれのカソード電流の比が予め定めた所定の比
になるように、該入力信号の直流レベルをそれぞれ調整
するカットオフ調整と、相対的に明るい白色信号を白バ
ランス調整用の基準信号として入力し、そのときの赤、
緑、青のそれぞれのカソード電流の比が予め定めた所定
の比になるように、該入力信号の増幅回路の利得をそれ
ぞれ調整するドライブ調整とを行って、カラー受像管で
白黒画像を再現したときに、画面の色々な明るさの所で
無彩色であるようにするのが自動白バランス調整回路で
あるが、本発明は、ディスプレイに備えたかかる自動白
バランス調整回路の改良に関するものである。

〔従来の技術〕

従来、工場出荷時に調整されたカラー受像機の白バラン
スが、長時間の使用により変化し易いという問題点があ
った。この原因は、カソードのエミッション低下等のカ
ラー受像管の経年変化と回路のドリフト等によるもので
あった。かかる白バランスの変化を回復させる自動白バ
ランス調整回路が例えば特開昭６０−１８０８７号公報
「カラーテレビジョン受像機」において述べられている
。

第１１図は、かかる従来の自動白バランス調整回路を示
すブロック図である。

第１１図において、入力端子ＩＲ，ＩＣ，ＬＢに入力さ
れたそれぞれＲ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）の原色信号
は、それぞれ信号合成回路８Ｒ。

８Ｇ、８Ｂを経て、ドライブ調整用の利得可変増幅回路
１０Ｒ，ＬＯＧ、ＩＯＢで増幅され、カットオフ調整用
のレベル補正回路１１Ｒ，１１Ｇ。

１１Ｂでレベルシフトされ、ビデオ出力回路１２Ｒ，１
２Ｇ、１２Ｂで受像管駆動可能振幅にまで増幅され、カ
ソード電流検出回路９Ｒ，９Ｇ、９Ｂを介して受像管６
に画像表示のため供給される。

その際、行なわれている自動白バランス調整動作を、第
１２図に示す各部信号波形を参照しながら以下に説明す
る。

自動白バランス調整用の信号発生回路２の垂直ブランキ
ングパルス入力端子３ｖと水平ブランキングパルス入力
端子３Ｈには、それぞれ第１２図に示す（ｂ）と（ｃ）
の信号（画像表示されるべき複合映像信号から抽出され
た信号）が入力され、これらの信号より生成された同図
（ｄ）に示す２種類の信号４Ｂ（カットオフ調整用）と
４Ｗ（ドライブ調整用）が白バランス調整用の基準信号
として信号線４を介して、上記の信号合成回路ＳＲ。

８Ｇ、８Ｂに入力される。

上記の入力されたＲ、Ｇ、Ｂの三つの原色信号の中のひ
とつ（複合映像信号）を第１２図の（ａ）とすると、対
応する信号合成回路（例えば８Ｒなら８Ｒ）の出力は同
図の（ｅ）の如き信号波形となるわけである。同図（ｅ
）の信号がＢの原色信号に対応するものとすると、カソ
ード電流検出回路９Ｂ中のトランジスタ２８のエミッタ
に流れ込むカソード７Ｂからのカソード電流に比例した
検出電圧が、カソード電流検出信号線３０Ｂを介してサ
ンプリング回路１３へに入力される。なお、９Ｒ，９Ｇ
も９Ｂと同じ回路構成であるので、図を簡略化するため
、９Ｒと９Ｇは単にブロックとして示した。１２Ｒ，１
２０，１２Ｂについても同様である。

サンプリング回路１３Ｒ，１３Ｇ、１３Ｂには、ゲート
信号線５を介して、上記の基準信号４Ｂ。

４Ｗに同期したゲートパルスが供給されており、カット
オフ調整用の比較器（或いは演算増幅器）１６Ｂ、ドラ
イブ調整用の比較器（或いは演算増幅器）１７Ｂによる
負帰還の作用により、カットオフ調整用のレベル補正回
路１１Ｂにおける最適調整レベル、利得可変増幅回路１
０Ｂにおける最適調整利得が決定され、そのときのサン
プリング回路１３Ｂにおける制御電圧が、カットオフ調
整用のレベル補正回路１１Ｂの最適調整レベルに対応す
るものはカットオフ調整用ホールドコンデンサ１５Ｂに
、利得可変増幅回路１０Ｂの最適調整利得に対応するも
のはドライブ調整用ホールドコンデンサ１４Ｂに、それ
ぞれホールドされ、次のサンプリング・タイムまで制御
電圧として比較器１７Ｂ、１６Ｂにそれぞれ供給される
。

ここで、基準電圧源１７と１８は、それぞれカットオフ
調整時とドライブ調整時のカソード電流を規定値に制御
するために用いられる。また、上記の作用はＲとＧの原
色信号回路においても同様である。

ここで基準電圧源１７は、三つの原色信号に対応する比
較器１６Ｒ，１６Ｇ、１６Ｂに対して共通に用いられ、
基準電圧源１８も、三つの原色信号に対応する比較器１
７Ｒ，１７Ｇ、１７Ｂに対して共通に用いられているが
、これらの各比較器の反転端子（−）にサンプリング回
路１３を介して入力されるカソード電流の検出電圧値の
方を、三つの原色信号について必要とされる予め定めた
所定の比に設定することにより、各原色のカソード電流
を白バランスを保つに必要な所定の比に制御することが
できる。換言すれば、基準信号挿入時における受像管の
各原色のカソード電流を、それぞれ所定の比率で一定値
に制御することにより、白バランスを安定化させること
ができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

所で、同じカラー・ディスプレイでも、それがテレビ受
像機やモニタテレビである場合には、オーバースキャン
システムが採用されている。つまり１走査周期を構成す
る帰線期間と映像表示期間のうち、ディスプレイの画面
幅を少し超える程度に映像表示期間を長くとり、その結
果、映像情報の一部は画面の外にはみ出して見えな（な
る（失われる）が、帰線期間が画面表示されることは絶
対にないようなシステムがオーバースキャンシステムと
して採用されている。

これに対し、例えばコンピュータ端末として用いられる
キャラクタ・グラフィック・ディスプレイのような場合
には、アンダースキャンシステムが採用されている。つ
まり１走査周期を構成する帰線期間と映像表示期間のう
ち、ディスプレイの画面幅ぎりぎりに映像表示期間を設
定し、表示すべき映像情報が少しでも失われることがな
いようにし、その代わり帰線期間の一部が画面に洩れて
表示されてしまうこともあるというシステムが採用され
ている。

従来技術として説明した上述の自動白バランス調整回路
を備えたディスプレイが、以上に述べたオーバースキャ
ンシステムとアンダースキャンシステムのうち、アンダ
ースキャンシステムを採用しているディスプレイ（例え
ばキャラクタ・グラフィック・ディスプレイ）である場
合には、次に述べるような問題が発生する。

（１）すでに述べたように従来技術にかかる白バランス
調整回路がオーバースキャンシステムを採用しているデ
ィスプレイに用いられた場合、上記の白バランス調整用
の基準信号が画面に表示されることはない。しかし、ア
ンダースキャンシステムを採用したディスプレイでは、
上記の基準信号が白バランス調整時に輝線として表示さ
れて、ユーザーに不快感を与える。

（２）アンダースキャンシステムを採用したディスプレ
イは、特定のコンピュータ等のインターフェイス用とし
て使用されることが多く、表示内容が何時も同じような
限られたものとなるため、画面の特定表示位置の蛍光体
の発光能率劣化が太き（なり、輝度むらが顕著となる。

また、上記従来技術にかかる白バランス調整回路をオー
バースキャンシステムを採用したディスプレイに用いた
場合においても、以下に挙げる如き問題がある。

（３）各原色毎のカソード電流の比率を予め定められた
比率に制御しても、各原色用蛍光体の経年変化の違いに
よる白バランスのずれは補償できない。

本発明の目的は、上記の諸問題点を解決することのでき
る自動白バランス調整回路を備えたディスプレイを提供
することにある。

〔課題を解決するための手段〕

（１）上記第１の問題点を解決するため、受像管の偏向
回路中の信号経路に加算回路を介して追加偏向信号発生
回路からの追加偏向信号を加える。

（２）上記第２及び第３の問題点を解決するため、白バ
ランス補正データ記憶回路を内蔵した白バランス制御回
路に、光センサ或いはビデオカメラを接続する。

（３）上記第３の問題点を解決するため、カラー受像機
の動作継続時間を経時変化検出のため計測するカウント
回路を備え、これを白バランス補正データ記憶回路内蔵
の白バランス制御回路に接続する。

〔作用〕

（１）追加偏向信号発生回路は、アンダースキャンシス
テムの偏向信号に追加すべき偏向量を発生し、偏向回路
中の信号経路に挿入された加算回路は、追加偏向信号発
生回路から得られた信号を偏向信号に加えて所望の偏向
信号波形（白バランス調整用の基準信号が輝線として表
示されないようにすることのできる偏向信号波形）を発
生させる。

（２）光センサ或いはビデオカメラは、輝度ムラと白バ
ランスのずれを測定し定量化してデータとする働きをし
、白バランス制御回路は上記の測定データを用いて、輝
度ムラや白バランスのずれが解消するようにドライブ制
御とカットオフ制御を行う機能を有し、白バランス制御
回路中の白バランス補正データ記憶回路は、上記の制御
における制御量を記憶しておき１．センサやビデオカメ
ラを使用しない時には、記憶しておいた制御量を使って
制御を行う。

（３）白バランス補正データ記憶回路は、白バランスの
経年変化補償に用いられるドライブ制御とカットオフ制
御の経時制御量を予め与えられて、これの記憶を行ない
、カウント回路は受像機の動作継続時間（経時）に対応
したアドレスを出力し、白バランス制御回路は、このア
ドレスによって白バランス補正データ記憶回路に記憶さ
れている経時制御量を読み出し、これに基づいて白バラ
ンス制御を行なう。

〔実施例〕

第１図は本発明の一実施例としての自動白バランス調整
回路を備えたディスプレイを示すブロック図である。

第１図において、２２は偏向制御回路を、３１Ｒ，３１
Ｇ、３１Ｂはレベル補正兼カソード電流検出回路を、１
２Ｒ，１２Ｃ；、１２Ｂはビデオ出力回路を、ＩＯＲ，
ＩＯＣ，ＩＯＢはドライブ調整用利得可変増幅回路を、
３２Ｒ，３２Ｇ、３２Ｂは基準信号挿入用加算回路を、
３３は白バランス制御回路を、それぞれ表わす。

入力端子ＩＲ，ＩＣ，ＩＢに入力された各原色信号のそ
れぞれは、ドライブ調整用利得可変増幅回路１０Ｒ，Ｉ
ＯＣ，ＩＯＢとビデオ出力回路１２Ｒ，１２Ｇ、１２Ｂ
により増幅され、３１Ｒ。

３１０．３１Ｂのレベル補正兼カソード電流検出回路を
介して、受像管６のカソード７Ｒ，７Ｇ。

７Ｂに加えられる。

第１図においても、自動白バランス調整は、白バランス
制御回路３３から基準信号線４を介して送られてくる、
第１２図（ｄ）に示される４Ｂと４Ｗを例とする基準信
号を各原色信号の帰線期間において加算して、この時の
各原色間のカソード電流比、或いはカソード電流値が一
定となるように制御して白バランス調整が行なわれる。

このように、原色信号の帰線期間に基準信号を加算（或
いは原色信号は切り離して基準信号のみを挿入）した場
合、その受像機がオーバースキャンシステムを採用した
受像機であれば、すでに述べたようにこの基準信号の画
面表示は容易に回避できる。しかし、受像機がキャラク
タ・グラフィック・ディスプレイのようにアンダースキ
ャンシステムを採用している場合、また、フォーカス特
性やコンバーゼンス特性等の画質を維持するため、受像
管の画像表示可能な有効画面内のうち、その周辺領域を
そのために使用していて画面表示に使用できない場合な
どには、映像表示期間以外の期間におけるラスターが有
効画面内に現われ、上記の白バランス調整用の基準信号
が画面に表示されることがある。

そこで、本発明では偏向制御回路２２により、追加偏向
信号を作成して偏向ヨーク２１の偏向コイルに供給する
ことにより、映像表示期間以外の期間におけるラスター
を有効画面からはずすことで、上記の白バランス調整用
の基準信号が画面表示されないようにしている。

本発明により追加偏向信号を付加された偏向信号の波形
例を第２図に示す。第２図において、実線４３は従来の
本来の偏向信号波形であるが、これをその表示期間の初
期において破線４４のように追加偏向信号によって変形
（変調）することにより、表示期間の初期においてラス
ターを有効画面から逸脱させることができる。偏向周波
数を異にする多種類の信号を入力されるマルチスキャン
タイプの受像機である場合には、偏向信号波形の破線４
４の後部を破線４５のように変更して、ラスターの逸脱
範囲を制限した方が良い。

これは、電子ビームが過剰に偏向されると、受像管のガ
ラスバルブ内面やそこに塗布された導電膜、その他のパ
ルプ内金属部に衝突し、反射や散乱、２次電子放出を起
こすことにより、蛍光体を発光させる現象（ハレーショ
ン）が起きるので、これを抑えるためである。この現象
が起きることにより、本来暗い画像であるべきものが光
って見える等の画質劣化が発生する。

また、破！４４や４５に示すように本来の偏向信号波形
に変調を加えた場合、偏向回路制御に用いた負帰還や回
路中に存在する高次共振要因により、偏向信号波形の折
れ曲り部の直後にリンギングが発生し、画像に幾何学的
歪を生じ易い。そのような場合には、第２図の破線４６
や４７に示すように、偏向信号波形の変調期間を走査期
間末期に変更することにより、表示期間中のリンギング
を排除できる。

また、第１図では、受像管６の偏向装置に偏向ヨーク２
１を用いた電磁偏向方式を示したが、これが偏向板を用
いた静電偏向方式であっても、第２図に示した偏向信号
波形を、偏向電流ではなく偏向電圧と考えることにより
対応できる。

さらに、水平偏向、垂直偏向の両者に以上の説明が成り
立つ。また偏向装置の損失や信号ダイナミックレンジ等
の性能を考慮して、第２図に示す偏向信号波形を複数の
偏向装置（電磁・静電方式の並用も可）に分配して用い
ることも可能である。

従って、従来の偏向装置に従来の偏向信号を入力し、追
加すべき偏向信号波形は、別に追加した偏向装置に加え
るようにすることもできる。

第２図を参照して説明した本発明にがかる偏向信号波形
を得るための回路例を第３図に示す。

すなわち第３図は、第１図において、偏向制御回路２２
と、偏向ヨーク２１と、受像管６内の偏向回路と、から
成る部分を全体的に取り出し改めて詳しく示した回路図
であり、電磁方式垂直偏向の場合を例にとり示している
。

第３図において、結論から先に逮べると、端子２２Ｖに
入力された垂直同期信号と、白バランス制御回路３３（
第１図）からの信号線４２より入力された追加すべき偏
向信号の波形、或いは追加タイミング等の制御信号（こ
れらを偏向制御信号と呼ぶことにする）により、２１Ｄ
の垂直偏向ヨークには第２図に示したような波形の偏向
電流が流れる。

以下、詳しく説明する。垂直発振回路２２０Ｓで発生し
たのこぎり波は、加算回路２２Ａ１を経た後、垂直増幅
回路２２ＡＭＰ内のドライブ回路２２ＤＲ１出力回路２
２０により増幅されて垂直偏向ヨーク２１Ｄに加えられ
、偏向電流が偏向電流検出抵抗２２Ｒと帰還回路２２Ｆ
Ｂを用いた負帰還方式によりドライブ回路２ＤＲの利得
を調整することにより制御される。

即ち垂直偏向ヨーク２１０に流れる偏向電流は、偏向電
流検出抵抗２２Ｈによって電圧値として検出され、その
値が大きいとぎは帰還回路２２ＦＢを介してドライブ回
路２２ＤＲに帰還されてその増幅利得を低下させるよう
に動作し、その電圧値が小さいときは帰還回路２２ＦＢ
を介してドライブ回路２２ＤＲに帰還されてその増幅利
得を高めるように動作して垂直偏向ヨーク２１Ｄに常に
一定の偏向電流が流れるように負帰還制御が行われてい
る。

第３図に示した回路の特徴は、追加偏向信号発生回路２
２１で発生された、上記の目的のために追加すべき偏向
信号を、偏向回路内ののこぎり挟入カラインに加算回路
２２Ａ１によって挿入することにより原偏向信号に加算
しているか、或いは帰還ラインに加算回路２２Ａ２によ
って挿入することにより原偏向信号に実質的に加算して
いることである。

追加すべき偏向信号は、例えば第２図に示した破線４４
と４５、もう−組の破線４６と４７のそれぞれと実線４
３の差に相当する信号であり、垂直発振回路２２０Ｓと
同様の回路にブランキングパルスをトリガとして入力す
ることにより容易に発生させることができる。得られた
追加すべき偏向信号は、加算回路２２Ａ１を用いる場合
にはそのまま、加算回路２２Ａ２を用いる場合には反転
して加算すればよい。

さらに、本発明の実施による垂直増幅回路２２ＡＭＰの
損失増加を抑える為には、電源電圧源２２Ｖ２に、２２
■１と２２■３の両者か或いは一方を追加し、それぞれ
をスイッチ回路２２Ｓ１と２２Ｓ２により切換える方式
とする。

この方式は、偏向電流の変化率の大きい期間のみ、印加
する電源電圧の大きさを増し、電源電圧平均値をなるべ
く低くすることにより消費電力を抑えている。スイッチ
回路２２Ｓ１は偏向電流が急激に増加する帰線期間及び
追加偏向期間のみＯＮし、スイッチ回路２２Ｓ２は偏向
電流が急激に減少する追加偏向期間のみＯＮするように
、追加偏向信号発生回路２２Ｉにより、或いは自動的に
制御される。ダイオード２２Ｄ１と２２Ｄ２はそれぞれ
、スイッチ回路２２Ｓ１と２２Ｓ２がＯＦＦ時にのみＯ
Ｎする自動スイッチの働きをする。

上記の電源切換え方式と同様の原理により低損失化を図
る方式として、第３図の電源電圧源２２Ｖｌと２２■３
をそれぞれ２２■２と同電圧に充電された大容量コンデ
ンサに置換し、上記方式と同様のタイミングでスイッチ
ングする方法も可能である（ボンピングアップ＆ダウン
方式と呼ぶことができる）。

次に、アンダースキャンシステムの場合は言うに及ばす
、オーバースキャンシステムの場合であっても、何らか
の理由で、白バランス調整用の基準信号が輝線として画
面表示されるのを防止するのに有効な、カラー受像管に
対する実施例を第４図に示す。

第４図はカラー受像管の部分断面図を示し、図において
、６Ｇはパネルガラス、６にはパネルガラスに塗布され
ている蛍光膜、６Ｓはシャドウマスク、６Ｓ１はシャド
ウマスクフレーム、６ＥＳはエレクトロンシールド、６
Ｐは受像管の上下部にのみ用いられるパネルビンである
。以上に述べた構造が従来から用いられている。

しかし、パネルガラス６Ｇ及びエレクトロンシールド６
ＥＳの製作精度上から、またエレクトロンシールド６Ｅ
Ｓは薄いアルミ板で作られており容易に変形するため、
両者の間にはすき間が発生する、このすき間は複雑な形
状となるコーナ一部に発生し易く、バネルピン６Ｐのあ
る上下部においても、程度の差こそあれ同様のことが言
える。

ここで、表示期間を逸脱したばかりの位置に偏向されて
いる電子ビーム６Ｂ１を考えると、この電子ビーム６Ｂ
１はエレクトロンシールド６ＥＳに遮断されるので、有
効画面゛である蛍光膜６Ｋには入射せず、散乱ビームに
よる蛍光体発光であるハレーションは発生しない。しか
し、カラー受像管のコーナ一部に入射する電子ビーム６
Ｂ２は、パネルガラス６Ｇの内面に当って散乱され、エ
レクトロンシールド６ＥＳとパネルガラス６Ｇ或いはパ
ネルビン６Ｐのすき間を通過して、有効画面の蛍光膜６
Ｋに入射してハレーションを引起こす。

しかし、この実施例においては、第４図に示すエレクト
ロンシールドフレーム６ＥＦを図示の如く設けることに
より、電子ビーム６Ｂ２の入射は阻止され、該電子ビー
ム６Ｂ２によるハレーションは発生しない。たとえ、エ
レクトロンシールドフレーム６ＥＦとパネルガラス６Ｇ
間にすき間があっても、多重反射を繰返すうちに電子ビ
ームは消滅する。

また、本発明においては、電子ビームの各部への衝突に
よる２次電子放出を抑えるため、放出抑制部分を第４図
の６３Ｇ１と６３Ｇ２に示すようなサップレッサグリッ
ドで覆うことも考えられる。

カラー受像管の内部、特にエレクトロンシールド６ＥＳ
や金属性のエレクトロンシールドフレーム６ＥＦ等の金
属部に電子ビームが衝突した時に発生し易い２次電子放
出は、衝突面電位に対してその表面付近の空間電圧を下
げることにより抑えられる。このために用いられるサッ
プレッサグリッド６３Ｇ１や６３Ｇ２には、アノード電
圧よりも低い電圧を加えなければならない。この電圧を
得る方法例としては次の二通りが考えられる。

（１）電子銃に加えられたフォーカス電圧等の各電極電
圧か、サップレッサグリッド専用電圧を、受像管の内部
導電膜によって形成されたパターンを介して上記サップ
レッサグリッド６３Ｇ１や６８Ｇ２に加える。

（２）サップレッサグリッド６３Ｇ１や６３Ｇ２を導電
率の低い（できれば２次電子放出の起きにくい）物質を
介して固定し、グリッドへの電子ビーム衝突による自己
帯電により必要な電圧を得る。

但し、上記の固定用物質には、ガラス等の極めて低導電
率なものを用いると内部放電を起こす恐れがあるので、
炭素微粒子を含有した耐熱樹脂等が適当である。また、
この考えを発展させて、２次電子放出の抑制が必要な部
分に、上記の耐熱樹脂を格子じまのパターンの膜状に塗
布し、そのパターン上に炭素等の導電膜を再塗布する方
法も可能である。

次に、第１図に示した白バランス制御回路３３の構成例
を第５図に示す。第５図においても、従来例を示した第
１１図におけるのと同じ構成要素は同符号で示しである
。

第５図に示す本発明の構成例が従来例に対して大きく異
なる点は、ドライブ調整用ホールドコンデンサ１４Ｒ，
１４Ｇ、１４Ｂとカットオフ調整用ホールドコンデンサ
１５Ｒ，１５Ｇ、１５Ｂが、それぞれ利得可変増幅回路
の制御ライン１９Ｒ１１９Ｇ、１９Ｂとレベル補正回路
の制御ライン２０Ｒ，２０Ｇ、２０Ｂに直接接続され、
回路の高精度安定化が図られている事である。

つまり、第１１図に示す従来例においては、上記の各ホ
ールドコンデンサ１４Ｒ，１４Ｇ、　　１４Ｂ、１５Ｒ
，１５Ｇ、１５Ｂが各比較器（或いは演算増幅器）１６
Ｒ，１６Ｇ、１６Ｂ、１７Ｒ。

１７Ｇ、１７Ｂの反転入力に接続されているため、上記
ホールドコンデンサの放電によるサグが増幅され、この
影響が顕著に増大して不安定となるか、これを避ける為
に帰還系の開ループゲインを抑える必要から白バランス
の制御精度の劣化を招（結果となる。

これに対し第５図に示す本発明の構成例では、上記各ホ
ールドコンデンサの後段の各増幅回路からカソード電流
検出回路までの増幅度の増大は抑えられ、上記各比較器
（或いは演算増幅器）の感度を充分に向上できるので、
各カソード電流の検出信号線３９Ｒ，３０Ｇ、３０Ｂの
検出電圧を、基準電圧源１７と１８のそれぞれの電圧に
正確に合せ込むことができる。

また、基準信号発生回路４Ｐは、自動白バランス調整用
信号発生回路２からタイミングパルスを受けるのみであ
り、基準信号の波形は後述する実施例のそれぞれの必要
性に応じて独立に設定或いは制御できる。

さらに第５図においては、破線枠１６３と１７３内の各
比較器（或いは演算増幅器）は次に挙げる方法で共用化
できる。

（１）スイッチ回路１３ｃＲ，１３ＣＧ、１３ＣＢと１
３ＤＲ，１３ＤＧ、１３０Ｂの比較器出力側端子を、同
じ原色回路間でそれぞれ短絡し、ドライブ調整時とカッ
トオフ調整時に１比較器を併用する１原色１比較器構成
とする。その際、基準電圧源１７と１８は切換えるか、
同電圧として比較器（或いは演算増幅器）の非反転入力
に接続する。

（２）自動白バランス調整のシーケンスが各原色信号回
路を順次に調整する方式の場合には、上記の（１）と同
様に各原色間でスイッチ回路の端子を１比較器（或いは
演算増幅器）の出力に接続することにより、１比較器（
或いは演算増幅器）のみを使用する３原色工比較器構成
となる。その際の基準電圧源１７と１８の構成も、上記
の（１）と同様にする。

また、各比較器（或いは演算増幅器）の出力はスイッチ
回路の０８時に各ホールドコンデンサに短絡されるので
、比較器（或いは演算増幅器）を電流出力形式とし、ス
イッチＯＦＦ時の出力電流を零とすることでスイッチ回
路を省略できる。

但し、比較器（或いは演算増幅器）を上記のように共用
化する場合には、スイッチ回路の代りに電流出力回路が
必要となる。尚、演算増幅器も入出力特性は比較器と同
様と見なせるので、以後の説明では両者を比較器と呼ぶ
。

次に、第６図は第１図における白バランス制御回路３３
の更に別の構成例を示すブロック図である。すなわち利
得可変増幅回路の制御ライン１９Ｒ，１９０，１９Ｂと
レベル補正回路の制御ライン２ＯＲ，２０Ｇ、２０Ｂの
制御信号を、上記のホールドコンデンサではなく、記憶
回路を用いて記憶することにより安定化させた白バラン
ス制御回路の構成例である。

第６図に示すディジタル信号処理回路４８は、マイクロ
コンピュータ回路５１．記憶回路５２゜インターフェイ
ス回路５０と、これらを結ぶデータバス、アドレスバス
、制御バスから構成される（図においては代表的な信号
の流れであるデータバス５３．アドレスバス５４．制？
１１バス５５のみを示した）。

第６図において、４ＤＡは基準信号発生用ＤＡ変換回路
（ディジタル・アナログ変換回路）を示し、破線枠４９
Ｒの中はＲの原色信号回路の制御ブロックを示し、同様
のブロックとなるＧとＢの原色信号回路の制御ブロック
をまとめて４９に示す。

破線枠４９Ｒ内の制御ブロックにおいて、比較器１６Ｒ
，ＡＤ変換回路（アナログ・ディジタル変換回路）１５
ＡＤはドライブ調整時とカットオフ調整時の両方で併用
する。ドライブ調整時にはスイッチ回路１３ＤＲのみを
反転し、比較器１６Ｒの出力を、ＡＤ変換回路１５ＡＤ
を介してディジタル信号処理回路４８に取込み、必要に
応じて記憶回路５２に記憶した後、ＤＡ変換回路１４Ｄ
Ａの出力にホールドし、調整終了後のスイッチ回路１３
ＤＲの再反転により、制御ライン１９Ｒに出力する。

カットオフ調整時にはスイッチ回路１３ＣＲのみを反転
し、比較器１６Ｒの出力を、ＡＤ変換回路１５ＡＤを介
してディジタル信号処理回路４８に取込み、必要に応じ
て記憶回路５２に記憶した後、ＤＡ変換回路１５ＤＡの
出力にホールドし、調整終了後のスイッチ回路Ｌ３ＣＲ
の再反転により、制御ライン２０Ｒに出力する。

第６図に示した回路構成を用いることにより、偏向周期
で自動白バランス調整を行う必要がなくなるため、後述
するように本発明は多種の実施例を含む。またＤＡ変換
回路１７ＤＡの出力をカソード電流積算値で更新すれば
、受像管６の経時変化も補正できる。図中の手動スイッ
チ３ＳＷについては、後述する実施例で説明する。

第６図に示した回路構成では、白バランス調整時の負帰
還は高速なアナログ回路（例えば、比較器１６Ｒ）で行
ない、各制御信号の取込みと保持のみをディジタル信号
系で行なうため、白バランス調整の高速化が可能となる
。その反面、１５ＡＤで示されるようなＡＤ変換器、ス
イッチ回路１３ＤＲや１３ＣＲ等により、部分点数増加
と価格上昇が問題となる可能性がある。

第７図は、第１図における白バランス制御回路３３の更
に別の構成例を示すブロック図で、上記の問題を解決で
きる白バランス制御回路の構成例を示している。

第７図の回路構成が第６図のそれと相違する点は、上記
のＡＤ変換回路１５ＡＤとスイッチ回路１３ＤＲ，１３
ＣＲを排除し、その代りにインターフェイス回路１５Ｉ
により比較器１６Ｒの出力を検出して各制御データとし
て取込んでいることである。比較器１６の出力はアナロ
グ量であるから、これをディジタル量に変換しないと、
ディジタル信号処理回路４日では扱えない。このアナロ
グ・ディジタル変換動作を、第６図の１５ＡＤの如き専
用の変換器を用いないで、実行しようとするわけである
。

比較器１６の出力である制御データが、ディジタル値で
８ビツト構成の場合を考えると、原理的には、ＤＡ変換
回路１４ＤＡか１５ＤＡから得られる２５６ステツプ（
＝２３ステップ）のすべての制御信号に対して比較器１
６Ｒの出力をチエツクし、それが零になるときのＤＡ変
換回路１４ＤＡか１５ＤＡからの制御信号を取込む）こ
とで、適性な制御データが取込める。

しかし、この方法では最大２５６回分の試行時間が必要
となり、調整時間が増大する危険がある。

第８図を参照して以下、説明する如き調整方法を用いる
と、（制御データを構成するビット数−１）の試行回数
で適性な制御データを取込むことができる。この方法で
は、データ用ダイナミックレンジを半分ずつ分割しなが
ら、目標値が含まれる範囲を急速に絞り込んでいく。具
体的方法例を第８図により説明する。

取込むべき制御データの目標値を、実際はアナログ量で
あるので量子化誤差を考えて有効桁数を増して０１０１
００１０．１と仮定し、コンビエータ５１の記憶領域に
ＡレジスタとＢレジスタの二つを用意する。

まずＤＡ変換回路１４ＤＡ、１５ＤＡの入力データとな
るＡレジスタにデータ用ダイナミックレンジの中間値１
０００００００を入力し、その半分の値ｏ　ｔｏｏｏｏ
ｏｏｏｏを内部演算用レジスタであるＢレジスタに入力
する。そして、ＤＡ変換回路１４ＤＡか１５ＤＡの出力
をＡレジスタ値で更新した際の比較器゛１６Ｒの出力が
−であるか十であるかにより、目標値とＡレジスタ値の
大小関係を判断し、−であれば、小と判断してＡレジス
タ値からＢレジスタ値を減算してその結果を次のＡレジ
スタ値とし、＋であれば、大と判断してＡレジスタ値に
Ｂレジスタ値を加算してその結果を次のＡレジスタ値と
する。その際、Ｂレジスタ値もさらに半分の値に更新す
る（実際にはカウンタ値を下位ビット側に１回シフトす
ればよい）。

この過程を第８図に見られるように（制御データの構成
ビット数−１）回、唯今の例では７回繰返すことにより
、Ａレジスタには制御データが取込まれる。

また、再び白バランス調整を行なう際には、Ａレジスタ
値は現行値、Ｂレジスタ値は最大ドリフト量から求まる
値を用いて、上記の取込み方法を繰返せばよい。

次に、第１図におけるレベル補正兼カソード電流検出回
路３１Ｒ，３１Ｇ、３１Ｂの詳細について説明する。

第１１図に示した従来例においては、レベル補正回路１
１Ｒ，ＩＩＧ、ＩＩＢがそれぞれビデオ出力回路１２Ｒ
，１２Ｇ、１２Ｂの前段にあるため、これらのビデオ出
力回路以降の信号ダイナミックレンジをレベルシフト量
も考慮して広く設定しなければならず、例えばビデオ出
力回路内の端子２７に加える電源電圧の増加が必要とな
る。また、受像機として必要な解像度を確保するために
は、ビデオ出力回路内のコレクタ抵抗２６と配線の浮遊
容量等から成る出力容量で決定される出力回路の遮断周
波数の低下を抑えなければならず、コレクタ抵抗２６を
高い値にすることができない。

これらのことから、ビデオ出力回路の消費電力の増大は
避けられず、特に広帯域特性を必要とする高精細ディス
プレイ等の自動白バランス調整化の実現は難しいものと
なっていた。

この問題を解決するため第１図においては、レベル補正
回路をビデオ出力回路の後段に配し、カソード電流検出
回路との前後関係は問わないレベル補正兼カソード電流
検出回路として示した。

次にその構成例（第１図のレベル補正兼カソード電流検
出回路３１Ｒ，３１Ｇ、３１Ｂの構成例）を第９図に示
す。第９図においては、抵抗４１Ｐとコンデンサ４１Ｃ
のエミッタピーキングとコイル３７Ｌによる並列ピーキ
ングと共にカスコード接続により広帯域化されたビデオ
出力回路の後に、レベル補正回路として電子制御電圧源
３５１Ｂが接続され、カソード電流検出兼５ＥＰＰ回路
と保護抵抗７ＢＲを介してカソード７Ｂが駆動されてい
る。

電子制御電圧源７ＢＲを後段に配したことにより、ビデ
オ出力回路以前の段の回路の信号ダイナミックレンジか
らカットオフ調整用マージンを排除でき、ビデオ回路の
広帯域低損失化が可能となる。

そして、電子制御電圧源３５１Ｂの構成例を第９Ａ図に
示す。ここでは、トランジスタ３５２Ｔを用いた定電圧
回路の電圧レベルをフォトカプラ３５２Ｆを用いて制御
する。バイパスコンデンサ３５２Ｃは、高周波における
電子制御電圧源３５１Ｂのインピーダンス増加を補償す
る。また、電子制御電圧源３５１Ｂの低インピーダンス
化を図るためには、電流源２８３を用いてバイアス電流
を充分に流す必要がある。

しかし、第９図に示したようにカソード電流検出回路を
レベル補正回路の後段に配す゛ると、トランジスタ２８
と２８１にコレクタ・エミッタ間の高耐圧特性を優先し
周波数特性が充分とは言えない素子を選ばねばならない
。また、第９図に示したように、トランジスタ２８と２
８１のベース間にバイアス電圧を加えない５ＥＰＰ回路
をカソード電流検出に用いると、カソード電流は自動検
出できる反面、出力電圧の急速な立上り時の伝達不怒帯
のため周波数特性が劣化する。

この問題を解決したレベル補正兼カソード電流検出回路
を第１０図に示す。換言すれば、第１０図は第１図にお
けるレベル補正兼カソード電流検出回路の他の具体例を
示す回路図である。

第１０図に示した回路では、ビデオ出力回路後段のトラ
ンジスタ２８と２８１による５ＥＰＰ回路でカソード電
流を検出し、カップリングコンデンサ３５２Ｂとスイッ
チ回路３５３Ｂから成るクランプ回路によりレベル補正
を行ない、直列ピーキングコイル７ＢＬを介して受像管
６のカソード７Ｂを駆動している。

少し具体的に説明すると、スイッチ回路３５３Ｂがオン
して閉じると、白バランス制御回路３３から与えられる
電圧により、カップリングコンデンサ３５２の出力側が
クランプされ、それによってレベル補正が行われる。ス
イッチ回路３５３Ｂがオフして開くと、その開いている
間に、カップリングコンデンサ３５２に受像管６のカソ
ード電流が少しずつ流れ込んでレベル変動を起こすが、
１垂直走査周期の間位であれば、そのレベル変動は小さ
くほぼ一定と見做せるので、スイッチ回路３５３Ｂは、
１垂直走査周期毎にその帰線期間に１回オンするように
する。実際には、該スイッチ回路３５３Ｂはダイオード
によって構成し、帰線期間においては受像管６のカソー
ド電圧が上昇することを利用してオンさせ、映像表示期
間ではカソード電圧が低下することを利用してオフさせ
るようにする。

なお、白バランス制御回路３３からスイッチ回路３５３
Ｂに与えるクランプ電圧は、図示していないが、受像管
６におけるカソード電流を検出しそれが成る一定値にな
るように負帰還回路により作成された電圧であることは
勿論である。またカツブリングコンデンサ３５２は、受
像管６のカソードに至る信号路に挿入されて信号をカソ
ード側へ結合しているものであることも明らかであろう
。

ところで前述の５ＥＰＰ回路はレベル補正回路の前段に
あるため、構成するトランジスタ２８と２８１には、高
耐圧でなく周波数特性のよい素子が選べる。また、カソ
ード電流検出時のみＯＦＦするよう制御されたスイッチ
回路２８１Ｓを挿入したことにより、５ＥＰＰ回路の上
記の伝達不感帯を排除でき、周波数特性劣化も補償もで
きる。

続いて本発明の他の実施例としての自動白バランス調整
回路を備えたディスプレイの要部を第１３図に示す。

高精細ディスプレイのように広帯域映像信号を用いる受
像機に対し自動白バランス調整を行なう場合、特に原色
信号回路間の信号漏えい経路の増加による高周波クロス
トークが大きくなる。第１図に示した本発明の実施例の
場合には、原色信号回路間で共用している基準信号線４
を介したクロストークを避けるため、第５図に示した基
準信号発生回路４Ｐを３回路用いて、それらの出力を各
原色信号回路専用とする方法が考えられる。しかし、回
路規模の増大を伴う。第１３図に示した実施例では、回
路規模の増大を抑えて上記のクロストークの抑圧を図っ
ている。

第１３図では、基準信号挿入用加算回路（第１図の３２
Ｒ，３２Ｇ、３２Ｂ）の代りに、信号切換え用スイッチ
回路３２Ｒ３，３２ＧＳ、３２ＢＳを用いて基準信号線
４から基準信号を挿入している。これらのスイッチ回路
のＯＮ・ＯＦＦ制御は、各原色信号回路で同時に行なわ
れても、順次行なわれようとも構わない。

スイッチ回路を用いたことにより、原色信号回路間の信
号漏えい経路はスイッチ回路端子間の寄生容量と信号線
間容量を代表した寄生容量ＩＲ４Ｃ，ＩＧ４Ｃ，ｌＢ４
Ｃのみと見なすことができる（スイッチ回路制御線３２
３はロジック信号伝送用なので、容易に信号漏えいを抑
えられる）。

また、本発明が上記の追加偏向を必要としない従来のオ
ーバースキャン方式にも適用できることば言うまでもな
い。

しかし、第１３図に示した実施例においても、図中ＩＲ
４ｃ、ＩＧ４Ｃ，ｌＢ４Ｃに代表される寄生容量を介し
て発生する原色信号回路間のクロストークは抑えられな
い。そこで、各原色信号回路の信号経路間にいかなる付
加回路も設ける必要なく、基準信号を挿入する方式を第
１４図に示す。

すなわち、第１４図は本発明の別の実施例としての自動
白バランス調整回路を備えたディスプレイの要部を示す
ブロック図である。

第１４図において、端子ＩＲ，ＩＧ、ＩＢから人力され
る各原色信号は５７Ｒ，５７Ｇ、５７Ｂによりコントラ
スト制御を受け、加算回路５６Ｒ５６Ｇ、５６Ｂ或いは
５８Ｒ，５８Ｇ、５８Ｂによってブライト制御を受けた
後に利得可変増幅回路１０Ｒ，ＩＯＣ，ＩＯＢによりド
ライブ調整の自動制御を受ける。ボリウム６１Ｖと６２
Ｖはそれぞれブライト調整用とコントラスト調整用であ
る。

ここで、上記ブライト制御により各原色信号に加算され
る直流レベルは、サンプルホールド回路（ホールドコン
デンサを用いて、或いはディジタル記憶回路を用いて構
成される）６０Ｒ６０Ｇ、６０Ｂと比較器５９Ｒ，５９
Ｇ、５９Ｂを介して伝送されているので、上記クロスト
ークの発生は充分抑えられる。

また、上記ブライト制御は、同期パルスから生成された
クランプパルスのタイミングで上記比較器５９Ｒ，５９
Ｇ、５９Ｂにより各原色信号に直流再生を掛け、その時
の直流加算レベルを上記サンプルホールド回路により表
示期間中維持する形で行なわれる。

従って、集積回路等で構成されて原色信号回路間の整合
性が充分に高い場合は、上記比較器５９Ｒ，５９０，５
９Ｂを削除して、単にブライト制御端子６１の直流電圧
（或いはこの電圧に対応した直流電圧）を上記サンプル
ホールド回路６０Ｒ２６０Ｇ、６０Ｂを介して加算して
も、ブライト制御が可能である。或いは、−原色信号回
路のみに比較器を接続して、その比較入力端子にブライ
ト制御信号を印加することもできる。

第１４図に関する以上の説明は従来のブライト制御方式
の一例についてのものであるが、本発明においては自動
白バランス調整用の基準信号を上記ブライド制御回路を
用いて各原色信号に挿入する。

そのため、第１４図に示すようにスイッチ回路６３によ
り、自動白バランス調整時にはブライト制御電圧として
上記の基準信号が用いられる構成となっている。■Ｃ等
の直結方式ビデオ回路におけるブライト調整はその出力
に対するＮＦＢにより安定化されている。従って、本実
施例は、汎用のビデオ処理ＩＣを用いて自動白バランス
調整を行なう場合に適している。また、本実施例も、上
記の追加偏向を必要としないオーバースキャン方式の受
像機にも適用できることは言うまでもない。

続いて、上記の追加偏向手段を用いずに、アンダースキ
ャンシステムの受像機の自動白バランス調整が可能とな
る本発明の実施例を第１５図に示す。第１５図の実施例
は、第１図のそれから偏向制御回路２２を削除した構成
となっており、自動白バランス調整用基準信号は受像管
に表示はするものの目立たぬよう、或いはユーザーに不
快感を与えないように制御される。

この制御方法の例を次にいくつか挙げる。

（１）自動白バランス調整を、第１２図の波形（ｄ）の
基準信号４Ｂ、４Ｗに見られるように垂直偏向周期（或
いは、水平偏向周期）で行なわず、ユーザに不快感を与
えぬ程度に長い周期で行なう。

そして、この自動調整を、第５図に示したホールドコン
デンサを用いた白バランス制御回路３３では安定に行な
えない程に長い周期で行なう必要のある場合は、第６図
や第７図に示した記憶回路を用いた白バランス制御回路
３３を使用する。

（２）自動白バランス調整用基準信号（特にドライブ調
整用の白レベルの基準信号）の受像管有効画面中の表示
位置を分散することにより、ユーザーに不快感を与えな
いようにする。例えば、上記基準信号の白レベルの期間
を水平走査線の極めて短い期間のみに縮めたり、基準信
号の表示に用いられる走査線を周期的に変更する。

（３）上記の（１）と（２）を併用する。

また、基準信号の挿入方法としては第１５図に示した加
算回路３２Ｒ，３２Ｇ、３２Ｂを用いるほかに、第１３
図や第１４図に示したように、信号切換え用スイッチ回
路やブライト制御回路を用いる方法があることは言うま
でもない。

また、ユーザーが必要に応じ自動白バランス調整用スイ
ッチを投入することで、自動白バランス調整を行なうよ
うにして、その際、調整用基準信号が受像管有効画面中
で表示されても止むを得ないとする場合の実施例を第１
６図に示す。

第１６図においては、白バランス制御回路３３に自動白
バランス調整用スイッチ３ＳＷが付加されており、例え
ばこのスイッチ３ＳＷがユーザによりＯＮされた時のみ
自動白バランス調整が行なわれ、その後はこの時に得ら
れた各制御ライン１９Ｒ，１９０，１９Ｂと２ＯＲ，２
０Ｇ　　２０Ｂ上の制御信号を維持する。

従って、白バランス制御回路３３としては第６図や第７
図に示した記憶回路を用いた方式が有利である。また、
上記のスイッチ３ＳＷによって基準信号を出力する白バ
ランス制御回路３３を用いて、偏向回路系やコンバーゼ
ンス回路系用の調整パターンを表示すれば各種の調整を
効率良く行なうことができ、調整用信号源内蔵形の受像
機となる。

さらに、第１５図と同様に、基準信号の挿入方法には加
算回路やブライト制御回路を用いても良いことは言うま
でもない。

次に、自動白バランス調整用に基準信号を発生する必要
がなく、従ってアンダースキャン及びオーバースキャン
にかかわりなく、その両システムで使用可能な自動白バ
ランス調整回路の実施例を第１７図に示す。

第１７図では、各原色信号間の（ブライトレベルを含め
た）入力信号レベルの比を、カソード電流の検出レベル
の各原色信号間の比を揃えるように制御する。

例えば、入力端子ＩＲに入力された原色信号の平均値或
いはピーク値、または最低値或いは瞬時値が入力信号レ
ベル検出回路６４Ｒで検出される。

また、同様にカソード電流レベル検出回路６６Ｒにより
、カソード電流の平均値或いはピーク値。

または最低値或いは瞬時値が検出される。

ここで、６４Ｒ，６４Ｇ、６４’Ｂと６６Ｒ，６６Ｇ、
６６Ｂの各検出回路の入力端子には表示期間、或いは同
期パルスのフロント・バックポーチの一部分のみＯＮす
るゲート回路が直列接続されていてもよく、カットオフ
（低輝度レベル白バランス）調整時用とドライブ調整時
用の出力を、調整に同期した時分割出カラインか２系統
の出力ラインにより白バランス制御回路３３に伝送する
。

例えば、カットオフ（低輝度レベル白バランス）調整は
、入力原色信号とカソード電流検出信号における同期パ
ルスのフロント・バックポーチの一部分の瞬時値か或い
は表示期間の最低値を用いて行なう。また、ブライト調
整機能付受像機のカットオフ（低輝度レベル白バランス
）調整は、ブライト制御に応じて上記のカソード電流検
出レベルを変化させるか、ブランキング期間の一部（原
色信号にブランキングが施されていないブランキングパ
ルスの直前・直後等）にブライト制御に無関係な基準信
号を挿入しなければならない。そして、ドライブ調整は
入力原色信号とカソード電流検出信号におけるピーク値
か或いは平均値（表示期間だけのピーク値或いは平均値
でも可能）を用いて行なう。

但し、これらのピーク値或いは平均値の検出に際しては
、信号ダイナミックレンジを考慮した最大値制御と最小
値補償のためにリミッタ機能、或いは雑音による誤動作
を考慮したノイズリミッタ機能を付加しても良い。

次に、カラー受像管の輝度ムラと色度のムラ及びその経
年変化に対応してこれを補正することのできる本発明の
実施例を第１８図に示す。

一般にカラー受像管には、蛍光体の塗布状態や前面ガラ
スの肉厚の差等に起因し、製造工程では除去し難い輝度
ムラが存在する。輝度ムラの分布例を図示すると第１９
図の実線のようになる。また、偏向高圧一体止回路を使
用した受像機では、糸巻歪補正用に水平偏向電流に掛け
るポラポラ変調を水平フライバックパルスから除去でき
ず、上記の輝度ムラが助長されることがある。

さらに、キャラクタ・ディスプレイ等の受像管は有効画
面の左上領域の使用頻度が高いため、経年変化により第
１９図に示す破線のように輝度ムラ分布が変化する。経
年変化の度合いも各原色蛍光体の間で異なっていること
が多く、色度にもムラが発生する。これらの輝度及び色
度のムラとその経年変化さえも、本発明の実施例によっ
て除去できる。

第１８図においては、カソード電流検出信号線３ＱＲ，
３０Ｇ、３０Ｂを排除してカソード電流の検出をしない
ことも可能であり、その代りに蛍光体の発光輝度を直接
検出するための光センサ６８か或いはビデオカメラ６９
等を白バランス制御回路３３に接続する必要がある。

自動白バランス調整の方法は、例えば、有効画面領域の
中央及び周辺部に配した小ウィンドクロスハツチ等の偏
向系の調整も烹ねたテストパターンを表示し、光センサ
６Ｂ（投写式受像機の場合そのスクリーンの裏側にユー
ザーから気付かれぬように設置することもできる）かビ
デオカメラ６９によって各部の輝度・色度を検出し自動
白バランス調整を行なってムラを排除する。

具体的に説明すると、画面位置によって輝度や色度にム
ラのある該画面に対して光センサ６８やビデオカメラ６
９によって光検出を行い、画面位置にかかわりなく検出
される光の量が一定になるように、利得可変増幅回路１
０Ｒ，ＩＯＧ、１０Ｂの利得調整やレベル補正回路３１
Ｒ，３１Ｇ。

３１Ｂのレベル補正を白バランス制御回路３３によって
行えば、画面の輝度や色度のムラを排除することができ
るわけである。

一方、通常の画像表示時には、走査に応じて順次に白バ
ランス制御データを白バランス制御回路３３から読み出
す。その際、上記のスクリーンに光センサ６８を内蔵さ
せた場合やビデオカメラ６９の使用により常時白バラン
ス検出が可能な場合は、カソード電流の検出は不要とな
る。

白バランス検出に常時は光センサやビデオカメラ等が使
用できない場合、輝度・色度を検出し調整した後のカソ
ード電流を検出し、通常はこのカソード電流を基準とし
て制御を行なう。

また、ビデオカメラ６９等の場合は、受像管の全体画面
を撮影することにより、表示位置の検出も可能なため、
完全自動調整が可能である。さらに、信号ラインを輝度
信号と色差信号の２系統に減らし、後に原色信号を再生
してもよい。白バランス制御回路３３内には、第６図や
第７図に示しまたような記憶回路５２があり、そこに表
示位置と白バランス制御データを記憶した制御マツプが
形成されている。そして、ブランキングパルス等のタイ
ミングか偏向電流の大きさに合わせて、白バランス制御
データを順次に読み出して上記の輝度・色度のムラを除
去する。

また、常時に光センサ６８やビデオカメラ６９等による
白バランス検出が可能な場合は言うまでもなく、カソー
ド電流を検出して白バランス調整を行なっている場合に
は、予めカソード電流による輝度・色度ムラ補償データ
や経年変化の補償データを白バランス制御回路３３内に
記憶しておくことにより、カラー受像管の輝度・色度ム
ラ及び受像機の経年変化を除去できる（経年変化は白バ
ランス制御回路３３内のクロックや垂直同期パルスをカ
ウントしたり、受像管のカソード電流の積算値を用いて
検出する）。

付言すると、カソード電流をいくらにしたら画面の輝度
や色度のム÷を排除できるかという補償データや、経年
変化に対する補償データ（何年径たらどの位、輝度ムラ
や色度ムラが起きるので、それを補償してムラを解消す
るにはカソード電流をいくらに変えたらよいというよう
な補償データ）は、予めメーカ側で様々なテストや実験
により求めることができるので、このようなデータを記
憶回路に保持しておけば、光センサ６８やビデオカメラ
６９などの光検出器を使わなくとも画面の輝度や色度の
ムラを排除できるというわけである。

さらに、第１５図と同様に、基準信号の挿入方法には加
算回路やブライト制御回路を用いても良いことは言うま
でもない。

続いて、原色信号回路の周波数帯域の劣化を防ぐために
考えられた本発明の詳細な説明する。

以上に説明した自動白バランス調整回路では、第９図や
第１０図に示されるよ□うにカソード電流検出回路が付
加されていたため、出力容量が増加してビデオ出力回路
の周波数帯域が狭められていた。

そこで、この問題を解決するため、本実施例ではカソー
ド電流検出回路を削除し、受像管のアノード電流から各
原色のビーム電流を検出する。

従来の受像管のアノード電流検出は、第２０図に示すよ
うな自動輝度制限（ＡＢＬ）回路の一部として行なわれ
ていた。

第２０図において、７４はフライバックトランス、７６
は高圧検出端子、７０はＡＢＬ端子を示す。

しかし、検出された電流７９にはアノード電流８１のほ
かに高圧検出用のブリーダ抵抗７７と７８に流れる電流
８０が含まれている。また、自動輝度制限回路の動作安
定化のため、アノード電流検出抵抗７２と安定化容量７
１の時定数は極めて大きく、電流７９のピーク値が検出
できない。

そこで本発明においては、本発明の更に他の実施例の要
部を示す第２１図に見られるように、アノード電流検出
抵抗７２に対して充分に高い抵抗値と見なせる安定化抵
抗８３を挿入することにより、電流７９のピーク検出を
している。また、電流８０はほぼ一定と見なせることか
ら、受像管６のカソードに信号電圧を加えた時に生ずる
電流７９の変化量からアノード電流８１を検出する。

実際には、各原色信号回路の単色ごとに基準信号を挿入
してアノード電流８１を検出する。但し、アノード電流
８１にもビーム電流のほかに第２グリツド等の他の電極
に流れる電流成分、及びフライバックトランスの各巻線
の接地間或いはＡＢＬ端子配線間の寄生容量に流れる偏
向周期の高次歪電流等の歪電流成分が含まれるが、ビー
ム電流以外はほぼ一定振幅と見なせるため、電流７９の
ビ−ク値や平均値、サンプリング時の瞬時値の変化量の
検出により各原色のビーム電流を検出できる。

また、本発明は受像機がアンダースキャンシステムの場
合のみでなく、オーバースキャンシステムであっても適
用できる。

最後に白バランス調整を行うことで基準白色の色温度調
整をユーザーが容易に行なうことができる本発明の実施
例の要部を第２４図に示し、これについて説明する。

その前に第２２図の白色の概略ＣＩＥ色度図を示す。第
２２図において８７Ｒ，８７０，８７Ｂは受像管の各原
色蛍光体の発光色度座標を示し、８４と８５の点はそれ
ぞれ基準白色に用いられる（９３００　Ｋ＋２７Ｍ、Ｐ
、Ｃ，Ｄ）と（６５５０Ｋ＋７Ｍ、Ｐ、Ｃ，Ｄ）の色度
座標を示す。基準白色の色温度を変化させた時の色度軌
跡は、８４と８５の点を通り、黒体輻射軌跡８６に沿っ
て変化することより、はぼ直線と見なすことができる。

例えば、ある受像管における輝度一定の基準白色温度と
各原色用カソード電流の関係を示すと第２３図（ａ）の
ようになる。図示された９１と９２の色温度はそれぞれ
６５５０にと９３００Ｋを示す。

第２３図（ａ）における各原色用カソード電流特性８８
．８９．９０も使用範囲においてほぼ直線と見なせるこ
とより、第２４図に示すボリウム構成をカソード電流検
出回路に用いた自動白バランス調整回路とすることで、
ユーザーによる基準白色の色温度調整が可能となる。

第２４図においてボリウム２９２Ｒ，２９２Ｇ。

２９２Ｂは回転角３連制御タイプの素子を用いる。

また、各原色用カソード電流のうち１原色を一定値とし
て基準白色の色温度と各原色用の正規化カソード電流の
関係を示すと第２３図（ｂ）のようになる。

つまり、上記のボリウムは最低２素子あれば足りるので
あるが、その際カソード電流検出抵抗を一定とする原色
を選ぶことにより、ボリウムの信輔性を向上させること
ができる。というのは、長い期間ボリウムの摺動子から
電流が流れ出る状態にしておくと、電蝕現象により摺動
子接点周辺の炭素抵抗体が除去されて、接触不良や抵抗
可変域に不連続点が発生してしまう。

そこで、カソード電流検出抵抗を一定とする原色を選ん
で他の２原色のボリウムの抵抗値を同方向に変化させる
ことで、上記の電蝕現象の発生を避けることができる。

具体的に第２３図に示される特性を持つ受像管に対して
は、Ｒか或いはＢの原色用カソード電流検出抵抗を一定
値とし、他の２原色用のカソード電流検出抵抗を第２４
図に示すボリウム２９２Ｇと２９２Ｂの接続を用いて構
成する。

また、同様にしてドライブ制御かカットオフ制御のひと
つを可変として、自動白バランス調整によりもう一方の
制御を追従させても色温度を可変できる。

また、第６図や第７図に示した記憶回路５２内蔵の白バ
ランス制御回路３３に、各原色のビーム電流比或いは発
光輝度比のデータを多種類用意しておき、これをユーザ
ー操作により選択して用いることも可能である。

その際、用意された複数のデータからの線形近似等によ
る演算により、任意の色温度の基準白色への自動白バラ
ンス調整も可能である。また、以上の色温度設定に対し
ても、上記の走査位置対応及び経年変化補正が可能なこ
とは言うまでもない。

本発明のその他の応用して、次のようなことが考えれら
る。各種カラー受像機の受像管のカソード電流検出抵抗
を電子制御抵抗に置きかえ、上記の光センサ或いは光セ
ンサと自動白バランス調整装置を各受像機共通に用いて
調整を行なう。或いは各種のカラー受像機、システムに
内蔵されている白バランス調整用の基準データを外部か
ら制御可能とし、上記の光センサ或いは光センサと自動
白バランス調整装置を各受像機共通に用いて調整を行な
う、調整後に各受像管に対応したカソード電流検出抵抗
値を用いるか或いは、外部から制御された白バランス調
整用の基準データを用いることにより、上記の各種受像
機の性能比較、或いは色彩デザインのシミュレートを行
なうことができる。

（発明の効果〕 本発明は、以上説明したように構成されているので以下
に挙げるような効果を奏する。

（１）白バランス調整用の基準信号が画面表示されない
ように追加偏向手段を付加したので、アンダースキャン
システムを採用したディスプレイにおいても上記の基準
信号が輝線として表示されず、ユーザーに不快感を与え
ることがない。

（２）白バランス制御回路に記憶回路を内蔵して、そこ
に白バランス制御信号を安定保持しているので、常時で
はなく必要時だけ自動白バランス調整を行なうことがで
きる（調整用基準信号を常時表示する必要がなくなる）
。

（３）各原色信号間で、入力信号レベルの比とカソード
電流検出レベルの比を揃えるように自動白バランス調整
を行なう。従って、調整用基準信号の挿入が不要となり
、アンダースキャンシステムを採用したディスプレイで
あっても、上記の追加偏向手段を付加する必要がなくな
る。

（４）光センサ或いはビデオカメラを用いて自動白バラ
ンス調整を行なうようにすれば受像管の輝度・色度ムラ
とそれらの経年変化を除去できる。

（５）受像管のアノード電流からビーム電流を検出して
いるので、ビデオ出力回路の出力容量を増加させるカソ
ード電流検出回路を用いる必要がなくなり、回路の周波
数帯域の劣化が抑えられる。

（６）カソード電流の検出抵抗や検出用参照電圧を可変
とすることにより、基準白色の色温度ユーザーの好みに
合わせて調整できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例としての自動白バランス調整
回路を備えたディスプレイを示す回路図、第２図は第１
図の実施例に用いられる偏向信号の一例を示す波形図、
第３図は第１図における偏向回路の詳細を示す回路図、
第４図は第１図におけるカラー受像管の要部を示す部分
断面図、第５図乃至第７図はそれぞれ第１図における白
バランス制御回路の具体的構成例を示す回路図、第８図
は第７図に示した白バランス制御回路における制御デー
タ取込みの手順を示すための説明図、第９図は第１図に
おけるレベル補正回路及びカソード電流検出回路の具体
的構成例を示す回路図、第９Ａ図は第９図の要部の詳細
を示す回路図、第１０図はレベル補正回路及びカソード
電流検出回路の他の構成例を示す回路図、第１１図は従
来の自動白バランス調整回路を備えたディスプレイを示
す回路図、第１２図は第１１図で示した従来回路におけ
る各部信号波形を示す波形図、第１３図乃至第１６図は
それぞれ本発明の他の実施例の要部を示す回路図、第１
７図、第１８図はそれぞれ本発明の更に別の実施例を示
す回路図、第１９図はカラー受像管の輝度ムラ分布の例
を示す分布図、第２０図はアノード電流検出回路の従来
例を示す回路図、第２１図は本発明の尚更に別の実施例
の要部（アノード電流検出回路）を示す回路図、第２２
図はカラー受像機における基準白色の概略色度図、第２
３図は基準白色の色温度とカソード電流の相関例を示す
二つの特性図、第２４図は本発明の更に他の実施例の要
部を示す回路図、である。 符号の説明 １０Ｒ，ＩＯＣ；、ＩＯＢ・・・ドライブ調整用利得可
変増幅回路、１２Ｒ，１２Ｇ、１２Ｂ・・・ビデオ出力
回路、２２・・・偏向制御回路、３１Ｒ，３１Ｇ。 ３１Ｂ・・・レベル補正兼カソード電流検出回路、３３
・・・白バランス制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、カラー受像管を用いたディスプレイにおいて、相対
   的に暗い白色信号を白バランス調整用の基準信号として
   入力し、そのときの赤、緑、青のそれぞれのカソード電
   流の比が予め定めた所定の比になるように、該入力信号
   の直流レベルをそれぞれ調整するカットオフ調整と、相
   対的に明るい白色信号を白バランス調整用の基準信号と
   して入力し、そのときの赤、緑、青のそれぞれのカソー
   ド電流の比が予め定めた所定の比になるように、該入力
   信号の増幅回路の利得をそれぞれ調整するドライブ調整
   と、を行う自動白バランス調整回路を備えた前記ディス
   プレイにおいて、 前記白バランス調整用の基準信号を、入力映像信号の垂
   直帰線期間を選んでその期間に入力するようにしたとき
   、ディスプレイ画面における走査のアンダスキャンに起
   因して、前記基準信号が画面に可視表示されるのを防止
   する偏向制御回路を前記カラー受像管に具備したことを
   特徴とする自動白バランス調整回路を備えたディスプレ
   イ。 ２、カラー受像管を用いたディスプレイにおいて、相対
   的に暗い白色信号を白バランス調整用の基準信号として
   入力し、そのときの赤、緑、青のそれぞれのカソード電
   流の比が予め定めた所定の比になるように、該入力信号
   の直流レベルをそれぞれ調整するカットオフ調整と、相
   対的に明るい白色信号を白バランス調整用の基準信号と
   して入力し、そのときの赤、緑、青のそれぞれのカソー
   ド電流の比が予め定めた所定の比になるように、該入力
   信号の増幅回路の利得をそれぞれ調整するドライブ調整
   と、を行う自動白バランス調整回路を備えた前記ディス
   プレイにおいて、 前記カラー受像管のパネルガラスの内面に沿ってシール
   ドフレームを設けるか、該受像管内の導電体表面にサッ
   プレッサグリッドを設けることにより、受像管管面にお
   ける有効画面の範囲を逸脱した電子ビームによるハレー
   ションや２次電子放出の発生を抑えることを特徴とする
   自動白バランス調整回路を備えたディスプレイ。 ３、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備えた
   ディスプレイにおいて、前記カットオフ調整及びドライ
   ブ調整により得られた調整データをディジタル量の形で
   記憶する記憶回路を具備したことを特徴とする自動白バ
   ランス調整回路を備えたディスプレイ。 ４、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備えた
   ディスプレイにおいて、前記カラー受像管を駆動するビ
   デオ出力回路の後段側、即ち該ビデオ出力回路と前記カ
   ラー受像管の駆動端子との間に、前記カットオフ調整の
   ためのレベル補正回路を接続したことを特徴とする自動
   白バランス調整回路を備えたディスプレイ。 ５、請求項４に記載の自動白バランス調整回路を備えた
   ディスプレイにおいて、前記レベル補正回路が、信号を
   受像管のカソード側へ伝達するカップリングコンデンサ
   （３５２Ｂ）と、該コンデンサの前記カソード側へつな
   がる出力側を、所要のレベル補正電圧に周期的にクラン
   プするクランプ回路（３５３Ｂ）と、から成ることを特
   徴とする自動白バランス調整回路を備えたディスプレイ
   。 ６、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備えた
   ディスプレイにおいて、自動白バランス調整回路の前段
   に、入力信号をブライト制御電圧と比較器で比較しその
   誤差出力を該入力信号に加算器で加算して出力すること
   によりブライト調整を行うブライト調整回路を設け、白
   バランス調整時には、前記ブライト制御電圧に代えて白
   バランス調整用の基準信号を前記比較器に入力すること
   により、前記ブライト調整回路を介して前記自動白バラ
   ンス調整回路に白バランス調整用の基準信号を入力する
   ことを特徴とする自動白バランス調整回路を備えたディ
   スプレイ。 ７、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備えた
   ディスプレイにおいて、自動白バランス調整回路におけ
   る調整動作を開始又は停止させるための手動スイッチ（
   ３ＳＷ）を設けたことを特徴とする自動白、バランス調
   整回路を備えたディスプレイ。 ８、カラー受像管を用いたディスプレイにおいて、本来
   入力される映像信号のピーク値とか平均値の如き特定レ
   ベル値の赤、緑、青の間の比を、カソード電流のピーク
   値とか平均値の如き特定レベル値の赤、緑、青の間の比
   と揃えることにより自動白バランス調整を行うことを特
   徴とする自動白バランス調整回路を備えたディスプレイ
   。 ９、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備えた
   ディスプレイにおいて、受像管画面における輝度・色度
   のムラ及びその経時的変化を検出するための光検出器と
   、該検出器により検出した光量が、受像管画面の位置や
   時間経過にかかわりなく一定になるように、受像管のカ
   ソード電流を制御する制御回路と、を具備したことを特
   徴とする自動白バランス調整回路を備えたディスプレイ
   。 １０、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備え
   たディスプレイにおいて、前記カラー受像管のアノード
   端子に接続されたフライバックトランスのコイルに流れ
   る電流の変化分から該カラー受像管に流れるビーム電流
   を検出し、それを前記カソード電流の代わりに用いるこ
   とを特徴とする自動白バランス調整回路を備えたディス
   プレイ。 １１、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備え
   たディスプレイにおいて、受像管画面における輝度・色
   度のムラ及びその経時的変化を補償するには受像管のカ
   ソード電流をいくらにすればよいかという補償データを
   予め与えられて記憶する記憶回路を具備し、該データを
   用いて輝度・色度のムラ及びその経時的変化を補償する
   ことを特徴とする自動白バランス調整回路を備えたディ
   スプレイ。 １２、請求項９に記載の自動白バランス調整回路を備え
   たディスプレイにおいて、前記カラー受像管が投写形受
   像管であるとき、前記光検出器をスクリーンに内蔵させ
   ることを特徴とする自動白バランス調整回路を備えたデ
   ィスプレイ。 １３、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備え
   たディスプレイにおいて、赤、緑、青の中の少なくとも
   一つのカソード電流検出抵抗を可変とすることにより、
   前記白バランス調整回路で基準白色の色温度制御を可能
   にしたことを特徴とする自動白バランス調整回路を備え
   たディスプレイ。 １４、請求項１に記載の自動白バランス調整回路を備え
   たディスプレイにおいて、前記カットオフ調整とドライ
   ブ調整の何れか一方の調整を設定し、他方の調整を自動
   追従させることで基準白色の色温度制御を可能にしたこ
   とを特徴とする自動白バランス調整回路を備えたディス
   プレイ。 １５、請求項９に記載の自動白バランス調整回路を備え
   たディスプレイにおいて、前記光検出器の接続を着脱自
   在とする外部端子を設けたことを特徴とする自動白バラ
   ンス調整回路を備えたディスプレイ。