JPH03150067A - フライバツク式スイツチングレギユレータ - Google Patents
フライバツク式スイツチングレギユレータInfo
- Publication number
- JPH03150067A JPH03150067A JP28473789A JP28473789A JPH03150067A JP H03150067 A JPH03150067 A JP H03150067A JP 28473789 A JP28473789 A JP 28473789A JP 28473789 A JP28473789 A JP 28473789A JP H03150067 A JPH03150067 A JP H03150067A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- voltage
- power supply
- resistance
- changes
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 235000012976 tarts Nutrition 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は多出力形のフライバック式スイッチングレギュ
レータに関し、特に広い入力電源電圧範囲で動作させた
場合の出力電圧変動の補正方法に関する。
レータに関し、特に広い入力電源電圧範囲で動作させた
場合の出力電圧変動の補正方法に関する。
フライバック式スイッチングレギュレータは入力電源電
圧に対し、制御範囲が広くとれること、多出力形として
も各出力が入力電源電圧変化に対し安定であることが特
徴である。そのため、あらゆる産業界で広く用いられて
いる電源である。
圧に対し、制御範囲が広くとれること、多出力形として
も各出力が入力電源電圧変化に対し安定であることが特
徴である。そのため、あらゆる産業界で広く用いられて
いる電源である。
ここで、第3図、第4図を用いて多出力形のフライバッ
ク式スイッチングレギュレータの動作を説明する。第3
図は回路の概略を示す図、第4@は動作を説明するため
の波形を示す図である。
ク式スイッチングレギュレータの動作を説明する。第3
図は回路の概略を示す図、第4@は動作を説明するため
の波形を示す図である。
第3図において、1は電源(V I )、2は制御回路
、3はスイッチング素子でここではトランジスタとしで
ある、4はトランス、5と8はダイオード、6と9はコ
ンデンサ、7と10は負荷抵抗である。
、3はスイッチング素子でここではトランジスタとしで
ある、4はトランス、5と8はダイオード、6と9はコ
ンデンサ、7と10は負荷抵抗である。
フライバック式スイッチングレギュレータは、スイッチ
ングトランジスタがONL、たときに蓄えたエネルギー
をOFF時に放出するもので、その入出力関係式はよく
知られているように。
ングトランジスタがONL、たときに蓄えたエネルギー
をOFF時に放出するもので、その入出力関係式はよく
知られているように。
Nデ 1−oti
で示される。ここでvoは出力電圧+ Vlは入力電源
電圧、Nsは2次巻数、NPは1次巻数、T、onはO
N時間−TaxiはOFF時間である。第4図に動作波
形を示すが、Tonの間に1次電流IPにより、トラン
スにエネルギーが蓄積されTartの間に2次側へIs
の電流を放出するものである。そのときの2次電圧がV
w s xで斜線部が整流さ九出力される。
電圧、Nsは2次巻数、NPは1次巻数、T、onはO
N時間−TaxiはOFF時間である。第4図に動作波
形を示すが、Tonの間に1次電流IPにより、トラン
スにエネルギーが蓄積されTartの間に2次側へIs
の電流を放出するものである。そのときの2次電圧がV
w s xで斜線部が整流さ九出力される。
ここで■式のTon/To口の値について考えてみる。
制御方法は周波数を一定としたパルス幅制御とする。制
御方法は周波数制御でも関係式は変らないのでかまわな
い、ここでは、よく知られたパルス幅制御としたもので
ある。今、周波数を20KHz(周期T=50ps)と
し、romを25μsとすると、 となる。次に入力電源電圧が変化して、Teaが半分の
12.5μSになったとすると。
御方法は周波数制御でも関係式は変らないのでかまわな
い、ここでは、よく知られたパルス幅制御としたもので
ある。今、周波数を20KHz(周期T=50ps)と
し、romを25μsとすると、 となる。次に入力電源電圧が変化して、Teaが半分の
12.5μSになったとすると。
となる。■式を見ると分るとおり−Ton/ Talt
が1/3になったということはvrが3倍になったこと
を意味する。しかし、このときT。n時間は1/2にし
かなっていない、すなわち、入力電源電圧Vtが大きく
変ってもTonの制御幅は小さくて済む、したがって広
入力電源電圧範囲の動作をさせるのに向いている方式と
言える。
が1/3になったということはvrが3倍になったこと
を意味する。しかし、このときT。n時間は1/2にし
かなっていない、すなわち、入力電源電圧Vtが大きく
変ってもTonの制御幅は小さくて済む、したがって広
入力電源電圧範囲の動作をさせるのに向いている方式と
言える。
これに対し、フォワード式スイッチングレギュレータの
入出力関係式は、 で示される。衆知のことであるので詳して説明は省略す
るが、パルス幅制御の場合、周期Tが一定であるからv
Xの変化に対しTOfiが直線的に変化するので広入力
電源電圧範囲の動作には向いていない。
入出力関係式は、 で示される。衆知のことであるので詳して説明は省略す
るが、パルス幅制御の場合、周期Tが一定であるからv
Xの変化に対しTOfiが直線的に変化するので広入力
電源電圧範囲の動作には向いていない。
次に、フライバック式スイッチングレギュレータの出力
巻線を増やした場合について考える。出力2次巻線を増
やした場合について考える。出カー2次巻線をNsx、
Ns2v ・−,Nsnとすると、ツレぞれ、 が成り立つ、したがって、どれか一つの出力電圧を帰還
して制御を行えば、入力電源電圧vIの変化に対して、
To−/ Taxsが制御され、Vot。
巻線を増やした場合について考える。出力2次巻線を増
やした場合について考える。出カー2次巻線をNsx、
Ns2v ・−,Nsnとすると、ツレぞれ、 が成り立つ、したがって、どれか一つの出力電圧を帰還
して制御を行えば、入力電源電圧vIの変化に対して、
To−/ Taxsが制御され、Vot。
V o @ t・−・V o nは一定に制御される。
以上のように、フライバック式スイッチングレギュレー
タは、制御幅を広くとることができ、かつ、多出力形と
しても各出力電圧が安定しているという特徴をもつもの
である。そのため、近年。
タは、制御幅を広くとることができ、かつ、多出力形と
しても各出力電圧が安定しているという特徴をもつもの
である。そのため、近年。
商品の国際化によるAC85V−AC264V17)範
囲で動作するフリー電源、あるいは工業計器においては
計装用DC24V電源と商用AC100V電源の区別な
く使用できる電源等に実用化されている。
囲で動作するフリー電源、あるいは工業計器においては
計装用DC24V電源と商用AC100V電源の区別な
く使用できる電源等に実用化されている。
しかし、以上の説明は、それぞれの電子部品が利息的な
ものであるという前提のもとに成り立っているものであ
る。実際に、入力電源電圧を3倍〜6倍変化させたとき
、出力電圧が5%〜10%程度変化するのが現実である
。しかし、5〜10%程度の変化であれば内部回路で吸
収できるので。
ものであるという前提のもとに成り立っているものであ
る。実際に、入力電源電圧を3倍〜6倍変化させたとき
、出力電圧が5%〜10%程度変化するのが現実である
。しかし、5〜10%程度の変化であれば内部回路で吸
収できるので。
内部回路で吸収できるので、フリー電源という大きな特
徴のため認容しているのである。そこで次に、現実に存
在する電子部品を用いて多出力形のフライバック式スイ
ッチングレギュレータを製作した場合の出力電圧の変動
について考察する。
徴のため認容しているのである。そこで次に、現実に存
在する電子部品を用いて多出力形のフライバック式スイ
ッチングレギュレータを製作した場合の出力電圧の変動
について考察する。
構成部品としては必要最小限のトランス、スイッチング
トランジスタ、整流用ダイオード、平滑用コンデンサに
ついて考える。そして、その中でも特にトランスの2次
巻線の直流抵抗、整流ダイオードの順方向電圧降下につ
いて考える。トランスの1次巻線およびスイッチングト
ランジスタは複数の出力に対し、共通の部品であるため
、除外する。また。平滑用コンデンサは、出力回路に並
列に入るもので、特に出力電圧変動に関係しないので除
外する。
トランジスタ、整流用ダイオード、平滑用コンデンサに
ついて考える。そして、その中でも特にトランスの2次
巻線の直流抵抗、整流ダイオードの順方向電圧降下につ
いて考える。トランスの1次巻線およびスイッチングト
ランジスタは複数の出力に対し、共通の部品であるため
、除外する。また。平滑用コンデンサは、出力回路に並
列に入るもので、特に出力電圧変動に関係しないので除
外する。
整流ダイオードの特性は、しきい電圧VFと動作抵抗r
4とし、トランスの2次巻線の直流抵抗をroとする。
4とし、トランスの2次巻線の直流抵抗をroとする。
このダイオードとトランスに2次電流■3が流れたとき
の電圧損失を特徴とする特許Vs、=Vp+ (ra+
ro)XIs =−■となる。そして、まず
説明のため、ここでは、制 御回路に入力する帰還電圧
は入力電源電圧とし、入力電源電圧の変化に対し制御動
作するものとする。第3図において、ダイオード5,8
は同種のものN s x == N s zとし−V
o tの負荷を小、V o zの負荷を大とすると、I
sx> I sxとなるから電圧損失VLI、 VL
xは。
の電圧損失を特徴とする特許Vs、=Vp+ (ra+
ro)XIs =−■となる。そして、まず
説明のため、ここでは、制 御回路に入力する帰還電圧
は入力電源電圧とし、入力電源電圧の変化に対し制御動
作するものとする。第3図において、ダイオード5,8
は同種のものN s x == N s zとし−V
o tの負荷を小、V o zの負荷を大とすると、I
sx> I sxとなるから電圧損失VLI、 VL
xは。
VL1=VF+ (r4+ ro) X Isz
−■V+、z=Vr+ (r−+ro
)XIsz =−〇となり、Vt、i>Vt、z
が成り立つ。
−■V+、z=Vr+ (r−+ro
)XIsz =−〇となり、Vt、i>Vt、z
が成り立つ。
第2図において、V S 1 、 V s zは整流後
の波形を示したものであるが、斜線部がVLによる電圧
損失を示したものである。なお、このV $1 # V
s zは現実には、コンデンサがあるため観測できな
い。
の波形を示したものであるが、斜線部がVLによる電圧
損失を示したものである。なお、このV $1 # V
s zは現実には、コンデンサがあるため観測できな
い。
しかし、説明のために、あえて記入したものである。第
2図(a)は電源電圧は低いときの各部波形を示したも
のであるs Viz、 Vszをコンデンサで平滑する
と出力Vote Vanになるが、VazはVt、xS
VLxより大きいため、V o xより小さな値となる
。
2図(a)は電源電圧は低いときの各部波形を示したも
のであるs Viz、 Vszをコンデンサで平滑する
と出力Vote Vanになるが、VazはVt、xS
VLxより大きいため、V o xより小さな値となる
。
次に第2図(b)は電源電圧を高くしたときの波形であ
る。このときro口が大きくなるため、放電時間が長く
なりIsi、 Iszは小さくなる。すると、■式に従
ってV Lt 、 V t、zも小さくなりV s i
gV s zは大きくなる。よってV OX 、 V
o zも大きくなる。つまり、電源電圧が高くなると
2次電流1sxtIszが小さくなるため、トランスの
巻線や整流ダイオードによる電圧損失が小さくなるため
、出力電圧V o x 、 V o zが大きくなるの
である。
る。このときro口が大きくなるため、放電時間が長く
なりIsi、 Iszは小さくなる。すると、■式に従
ってV Lt 、 V t、zも小さくなりV s i
gV s zは大きくなる。よってV OX 、 V
o zも大きくなる。つまり、電源電圧が高くなると
2次電流1sxtIszが小さくなるため、トランスの
巻線や整流ダイオードによる電圧損失が小さくなるため
、出力電圧V o x 、 V o zが大きくなるの
である。
次にVa1. Vatの変化の度合を調べる。λ次電流
1sxe Iszは相似形であるが、出力2の方が負荷
が重いためIizの方が大きい、従って電源電圧が変化
したときの2次電流Iszの変化も大きく、電圧損失V
L2の変化の絶対値も大きいため、結局出力電圧V o
x、の変化も大きい。
1sxe Iszは相似形であるが、出力2の方が負荷
が重いためIizの方が大きい、従って電源電圧が変化
したときの2次電流Iszの変化も大きく、電圧損失V
L2の変化の絶対値も大きいため、結局出力電圧V o
x、の変化も大きい。
次に第3図のようにV o xを帰還して制御した場合
を考える。電源電圧が大きくなった場合、前述のvLl
の変化も一緒に制御されVotは一定に保たれる。しか
し、VowはVt、zの変化がV o xより大きいた
め、その変化の度合の差だけ大きくなる。逆に、Voz
を帰還して制御した場合には、電源電圧が高くなると、
Vozは一定に制御されるがV o 1は小さくなる。
を考える。電源電圧が大きくなった場合、前述のvLl
の変化も一緒に制御されVotは一定に保たれる。しか
し、VowはVt、zの変化がV o xより大きいた
め、その変化の度合の差だけ大きくなる。逆に、Voz
を帰還して制御した場合には、電源電圧が高くなると、
Vozは一定に制御されるがV o 1は小さくなる。
以上のように、従来の多出力形フライバック式スイッチ
ングレギュレータは、各出力の巻線抵抗やダイオードに
よる電圧損失VLに対して十分な配慮がされていないの
で、電源電圧が変化したときの2次電流の変化により出
力電圧v0が変動していた。そのため、これらの出力を
受けて動作する内部回路側では、電圧が変化してもよい
ように。
ングレギュレータは、各出力の巻線抵抗やダイオードに
よる電圧損失VLに対して十分な配慮がされていないの
で、電源電圧が変化したときの2次電流の変化により出
力電圧v0が変動していた。そのため、これらの出力を
受けて動作する内部回路側では、電圧が変化してもよい
ように。
余裕をもった回路構成にする。別にレギュレータを設け
て安定化するなどして対拠していた。
て安定化するなどして対拠していた。
本発明の目的は、多出力形フライバック式スイッチング
レギュレータの動作を理想に近づけ、電源電圧が変化し
ても出力電圧が変動しないようにすることにある。
レギュレータの動作を理想に近づけ、電源電圧が変化し
ても出力電圧が変動しないようにすることにある。
上記目的を達成するため、本発明においては、整流回路
に小抵抗を挿入することにより、各出力の出力電圧Vo
に対する電圧損失vLの割合を等しくし、電源電圧が変
化し2次電流が変化しても。
に小抵抗を挿入することにより、各出力の出力電圧Vo
に対する電圧損失vLの割合を等しくし、電源電圧が変
化し2次電流が変化しても。
各出力で電圧損失VLが同じ割合で変化するようにした
ものである。
ものである。
(作用〕
本発明の原理を第3図を用いて説明する。出力電圧V
o 1. V o zに対する電圧損失VLI、 Vt
、zに着目する。第1の出力について、■式よりVor
Vox 第2の出力について Van Van また、ここでは説明のため、Val” Voz= 5
V 。
o 1. V o zに対する電圧損失VLI、 Vt
、zに着目する。第1の出力について、■式よりVor
Vox 第2の出力について Van Van また、ここでは説明のため、Val” Voz= 5
V 。
VF、ra、reはそれぞれ等しく、Vp= 0 、
フ V 。
フ V 。
ra+ro=10とする。そして、負荷の違いによりI
sx=0.LA、Isz=IAとする。すると■式[相
]式は、 Voi 5 となる。
sx=0.LA、Isz=IAとする。すると■式[相
]式は、 Voi 5 となる。
次に電源電圧が変化して、Isz=0.05A。
I sz= 0 、5 A になったとすると、v01
5 Voi 5 となる。
5 Voi 5 となる。
ここで、入力電源電圧に対して制御されているとすると
、入力電源電圧の変化によりV L l 、 V L、
2共に小さくなり、 Vex =Vot+(0,1ロー0.15)VOI:5
.05VVaz =Voz+(0,340,24)Vo
z=5.5Vとなる。次にVORを帰還して制御した場
合、5.05Vを5.Ovにする(1%小さくする)よ
うに働く、すると、帰還後の出力Val t Voxは
、VOI =Vot+(0,160,010,15)V
O1=5.OVVoj =Voz+(0,340,01
0,24)Voz=5.45Vとなり、VOIは5vに
保たれるが、VatはVoi Vow かる。
、入力電源電圧の変化によりV L l 、 V L、
2共に小さくなり、 Vex =Vot+(0,1ロー0.15)VOI:5
.05VVaz =Voz+(0,340,24)Vo
z=5.5Vとなる。次にVORを帰還して制御した場
合、5.05Vを5.Ovにする(1%小さくする)よ
うに働く、すると、帰還後の出力Val t Voxは
、VOI =Vot+(0,160,010,15)V
O1=5.OVVoj =Voz+(0,340,01
0,24)Voz=5.45Vとなり、VOIは5vに
保たれるが、VatはVoi Vow かる。
以上のことから、入力電源電圧が変化して、2値を等し
くしておけば、V o 1. V o Z共に変化しな
いことがわかる。本発明の要点は、以上のことにを等し
くしたところにある。この小抵抗を挿入すとなる。
くしておけば、V o 1. V o Z共に変化しな
いことがわかる。本発明の要点は、以上のことにを等し
くしたところにある。この小抵抗を挿入すとなる。
o1VOI
0.34になるようにrsを選ぶ、この抵抗r8が本発
明に係る抵抗である。すると、 −.rs=9 となる。次に、入力電源電圧が変化し、■8!=0.0
5A、Isz=0.5Aになったとすると、ex 5 がってこの場合、どちらの出力を帰還して制御しても、
O−34−0,24=0.1 +つまり10%の補正が
効くため。
明に係る抵抗である。すると、 −.rs=9 となる。次に、入力電源電圧が変化し、■8!=0.0
5A、Isz=0.5Aになったとすると、ex 5 がってこの場合、どちらの出力を帰還して制御しても、
O−34−0,24=0.1 +つまり10%の補正が
効くため。
VOI :VO1+(0,34−0,1−0,24)X
Vot=5.OVVoj =Voz+(8,340,1
−0,24)XVoz=5.OVとなり、出力は変化し
ない。
Vot=5.OVVoj =Voz+(8,340,1
−0,24)XVoz=5.OVとなり、出力は変化し
ない。
出力について等しくすることにより入力電源電圧変化に
よる出力電圧変動を補正することができ、本発明の目的
を達成する。
よる出力電圧変動を補正することができ、本発明の目的
を達成する。
以下、本発明の一実施例を第1図により説明する。第1
図の記号は、第3図と同じように取っであるので同一部
分は省略する。異なるのは本発明に係る抵抗11が挿入
されているだけである。
図の記号は、第3図と同じように取っであるので同一部
分は省略する。異なるのは本発明に係る抵抗11が挿入
されているだけである。
本実施例では、負荷の軽い出力1の整流回路にしている
ものである。このときRsの値は。
ものである。このときRsの値は。
■
が成り立つように選んである。ここでVFI、 Vpz
は整流ダイオードのしきい電圧、r−t、 romは整
流ダイオードの動作抵抗+ rol、 romは巻線の
抵抗を示し、添字1,2の出力1、出力2を示す。
は整流ダイオードのしきい電圧、r−t、 romは整
流ダイオードの動作抵抗+ rol、 romは巻線の
抵抗を示し、添字1,2の出力1、出力2を示す。
本発明の目的を達成している。動作は今までの説明と全
く同じなので省略する。
く同じなので省略する。
なお、本実施例では、2出力の動作例を示したを各出力
間で等しくするように小抵抗Rsを追加挿入すれば、本
発明の目的は達成される。
間で等しくするように小抵抗Rsを追加挿入すれば、本
発明の目的は達成される。
本発明によれば、多出力形のフライバック式スイッチン
グレギュレータの動作を理想に近づけることができ、電
源電圧が3倍〜6倍変化しても動作可能ないわゆるフリ
ー電源において、従来5〜10%の出力電圧変動があっ
たものを補正して。
グレギュレータの動作を理想に近づけることができ、電
源電圧が3倍〜6倍変化しても動作可能ないわゆるフリ
ー電源において、従来5〜10%の出力電圧変動があっ
たものを補正して。
変動をなくすことができる。
したがって本発明により、従来この電源回路により電源
の供給を受は動作する内部回路側で電圧変動を許容する
余裕ある回路構成としたり、別途レギュレータを設けて
安定化するなどして、電圧変動を止むを得ないものとし
て認容してきたものが必要なくなり、全体の回路が簡単
になる。
の供給を受は動作する内部回路側で電圧変動を許容する
余裕ある回路構成としたり、別途レギュレータを設けて
安定化するなどして、電圧変動を止むを得ないものとし
て認容してきたものが必要なくなり、全体の回路が簡単
になる。
また、電源回路としての特性が向上することも大きな効
果と言える。
果と言える。
第1図は本発明の一実施例を示す図、第2図は本発明の
動作を説明するための波形図、第3図は従来技術を示す
図、第4図は従来技術の動作を説明するための波形図で
ある。 1−・・電源、2・・・制御回路、3・−・トランジス
タ、4・・・トランス、5−ダイオード、ロー・コンデ
ンサ、フー・−負荷抵抗、8−ダイオード、9−・コン
デンサ、10−・・負荷抵抗、11−抵抗。 第 1 図 iEZ図
動作を説明するための波形図、第3図は従来技術を示す
図、第4図は従来技術の動作を説明するための波形図で
ある。 1−・・電源、2・・・制御回路、3・−・トランジス
タ、4・・・トランス、5−ダイオード、ロー・コンデ
ンサ、フー・−負荷抵抗、8−ダイオード、9−・コン
デンサ、10−・・負荷抵抗、11−抵抗。 第 1 図 iEZ図
Claims (1)
- 1、多出力形のフライバック式スイッチングレギュレー
タにおいて、出力整流回路に直列に小抵抗を挿入するこ
とにより、巻線の直流抵抗、整流ダイオードの動作抵抗
および順方向電圧降下その他の抵抗分による電圧降下に
よる出力電圧変化の影響度をそれぞれの出力回路で等し
く補正し、入力電源電圧変化に起因する出力電圧の変動
を補正することを特徴とするフライバック式スイッチン
グレギュレータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28473789A JP2852088B2 (ja) | 1989-11-02 | 1989-11-02 | フライバツク式スイツチングレギユレータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28473789A JP2852088B2 (ja) | 1989-11-02 | 1989-11-02 | フライバツク式スイツチングレギユレータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03150067A true JPH03150067A (ja) | 1991-06-26 |
JP2852088B2 JP2852088B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=17682336
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP28473789A Expired - Lifetime JP2852088B2 (ja) | 1989-11-02 | 1989-11-02 | フライバツク式スイツチングレギユレータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2852088B2 (ja) |
-
1989
- 1989-11-02 JP JP28473789A patent/JP2852088B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2852088B2 (ja) | 1999-01-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9729063B2 (en) | Voltage adjustment system and method for parallel-stage power converter | |
US8587280B2 (en) | Power factor correction converter control offset | |
CN107086793B (zh) | 一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路 | |
US20170373602A1 (en) | Current limit peak regulation circuit for power converter with low standby power dissipation | |
US20170025957A1 (en) | Voltage sense control circuit, voltage sense control method and isolated converter thereof | |
TW201342783A (zh) | 用於開關返馳式電源變換系統的系統和方法 | |
US10097082B1 (en) | Offline power converter with integral line sensing | |
EP0726640B1 (en) | AC/DC converter power supply circuit | |
US8760894B2 (en) | Feedback of output voltage error via current sense winding | |
US11532991B2 (en) | Flyback converter with auxiliary winding voltage sensing referring to capacitor voltage | |
TW202008700A (zh) | 電源控制器與相關之控制方法 | |
US4510564A (en) | Synchronously detected DC/DC converter for regulated power supply | |
JPH0465519B2 (ja) | ||
JPH03150067A (ja) | フライバツク式スイツチングレギユレータ | |
US11811328B2 (en) | Isolated conversion apparatus with magnetic bias balance control and method of controlling the same | |
CN113708637B (zh) | 一种反馈电压采样补偿方法及其原边反馈控制电路、反激电源 | |
JPH0324150B2 (ja) | ||
JPH0549257A (ja) | スイツチング電源装置 | |
US4849874A (en) | Single mag amp control system for regulating bipolar voltage output of a power converter | |
JPS6166564A (ja) | 電源装置 | |
US20020051369A1 (en) | High voltage generating apparatus for use in toner system printing device | |
US11962246B2 (en) | Power supply control device and flyback converter | |
JP2856510B2 (ja) | 高圧安定化電源装置 | |
JP2581888Y2 (ja) | スイッチング電源 | |
JP2856511B2 (ja) | 多出力電源回路の負荷電流検出回路 |