JPH03138563A - 超音波探触子および超音波探傷装置 - Google Patents
超音波探触子および超音波探傷装置Info
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- JPH03138563A JPH03138563A JP1277863A JP27786389A JPH03138563A JP H03138563 A JPH03138563 A JP H03138563A JP 1277863 A JP1277863 A JP 1277863A JP 27786389 A JP27786389 A JP 27786389A JP H03138563 A JPH03138563 A JP H03138563A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は超音波探傷装置の探傷信号対雑音比（以下Ｓ
／Ｎ比と称する）の向上に関するものである。
／Ｎ比と称する）の向上に関するものである。
（３）
〔従来の技術〕
周知のように金属材料中の探傷に用いられる超音波探傷
装置は従来から人手により行われていたが、信頼性の向
上及び効率的な試験を行う目的で近年自動超音波探傷装
置が急速に普及してきたことは良く知られている。
装置は従来から人手により行われていたが、信頼性の向
上及び効率的な試験を行う目的で近年自動超音波探傷装
置が急速に普及してきたことは良く知られている。
しかしながら、欠陥の判定を自動的に行うためにはいく
つかの課題があり、その一つにＳ／Ｎ比の確保の問題が
ある。Ｓ／Ｎ比を悪化させる要因にはいくつかあるが、
大別すると、超音波信号レベルが小さい場合と、探傷を
目的としない信号のレベル（いわゆる雑音レベル）が大
きい場合の２つのケースになる。まず、超音波信号レベ
ルが小さい場合であるが、−船釣に受信増幅部に入力さ
れる信号が非常に小さい場合が考えられる。
つかの課題があり、その一つにＳ／Ｎ比の確保の問題が
ある。Ｓ／Ｎ比を悪化させる要因にはいくつかあるが、
大別すると、超音波信号レベルが小さい場合と、探傷を
目的としない信号のレベル（いわゆる雑音レベル）が大
きい場合の２つのケースになる。まず、超音波信号レベ
ルが小さい場合であるが、−船釣に受信増幅部に入力さ
れる信号が非常に小さい場合が考えられる。
超音波信号が小さいと受信増幅部に電子の熱イオン運動
によって不可避的に発生する増幅器ノイズに埋もれてし
まい、Ｓ／Ｎが悪化することは。
によって不可避的に発生する増幅器ノイズに埋もれてし
まい、Ｓ／Ｎが悪化することは。
「超音波試験技術Ｊ１９８０年２月２５日（社団法人日
本能率協会）発行〔１７７〜１８１ページ〕により良く
知（４） られた事実である。このように入力信号が小さい場合Ｓ
／Ｎ比を改善するには一般的に探触子を駆動する電気パ
ルスの振幅を大きくして信号レベルを大きくす蜆ば良い
が、送信部を構成する電気的素子の制限や超音波探触子
の耐電力の制限から送信用の電気パルスの電圧には上限
がある。また爆発性のある雰囲気の中で使用する場合な
どでは放電による引火を防ぐ意味でも送信部に加える電
圧を高くすることは出来ない。
本能率協会）発行〔１７７〜１８１ページ〕により良く
知（４） られた事実である。このように入力信号が小さい場合Ｓ
／Ｎ比を改善するには一般的に探触子を駆動する電気パ
ルスの振幅を大きくして信号レベルを大きくす蜆ば良い
が、送信部を構成する電気的素子の制限や超音波探触子
の耐電力の制限から送信用の電気パルスの電圧には上限
がある。また爆発性のある雰囲気の中で使用する場合な
どでは放電による引火を防ぐ意味でも送信部に加える電
圧を高くすることは出来ない。
他のケースとしては、高速の探傷時に問題となる残響エ
コーによる妨害エコーの問題がある。
コーによる妨害エコーの問題がある。
高速の探傷時に問題となる残響エコーによる妨害エコー
の問題については、試験体内の超音波信号の減衰度合い
が比較的小さく、探傷繰り返し周波数が高い自動探傷な
どで問題になるもので、試験体内をを伝搬している超音
波信号が十分に減衰しないうちに次の送信パルスを試験
体中に送り込む場合に発生する問題で前回の送信パルス
で反射していた超音波信号が混信してくる現象であり。
の問題については、試験体内の超音波信号の減衰度合い
が比較的小さく、探傷繰り返し周波数が高い自動探傷な
どで問題になるもので、試験体内をを伝搬している超音
波信号が十分に減衰しないうちに次の送信パルスを試験
体中に送り込む場合に発生する問題で前回の送信パルス
で反射していた超音波信号が混信してくる現象であり。
通常は探傷速度の低下が必要な探傷繰り返し周波数を低
くしたり、超音波のビームを多少傾けて超音波ビームの
拡散度合いを大きくすることで対処している。
くしたり、超音波のビームを多少傾けて超音波ビームの
拡散度合いを大きくすることで対処している。
以下Ｓ／Ｎ比の向ヒのために従来実施されていた方法に
・ついて説明する。
・ついて説明する。
−・船釣に超音波（１４”ｊｊのＳ／Ｎ比を向トーさせ
るには相関処理を用いるのが効果的と考えられている。
るには相関処理を用いるのが効果的と考えられている。
まず相関処理方式について説明する。
第１３図はパルス通信などにおける同期用パターンとし
てよく使用される鋭い自己相関関数を持っ二値有限長系
列の一例であるパー力系列の動作原理を説明する図、第
１４図は第１３図と同様に鋭い自己相関関数を持つ二値
有限長系列の一例である相補系列の動作原理を説明する
図、第１５図はランダムな符号系列を用いた相関処理を
行う超音波探傷装置の構成図、第１６図は第１５図の動
作を説明するための図、第１７図は第１６図の送信信号
、探触子及び試験体の周波数特性を示した図、第１８図
はパー力系列を用いた位相符号化パルス圧縮型超音波探
触子の構成図、第１９図は第１８図を説明した図であ（
７） る。
てよく使用される鋭い自己相関関数を持っ二値有限長系
列の一例であるパー力系列の動作原理を説明する図、第
１４図は第１３図と同様に鋭い自己相関関数を持つ二値
有限長系列の一例である相補系列の動作原理を説明する
図、第１５図はランダムな符号系列を用いた相関処理を
行う超音波探傷装置の構成図、第１６図は第１５図の動
作を説明するための図、第１７図は第１６図の送信信号
、探触子及び試験体の周波数特性を示した図、第１８図
はパー力系列を用いた位相符号化パルス圧縮型超音波探
触子の構成図、第１９図は第１８図を説明した図であ（
７） る。
第１３図は例えば「符号理論」昭和５６年６月３０日（
昭晃堂）発行［Ｐ４８８−４９０１に詳細に述べられて
いる鋭い自己相関関数を持ち、かつ二値有限長系列の一
つであるパー力系列を示したものである。この場合二値
とは、−１と−の２つの状態を指す。
昭晃堂）発行［Ｐ４８８−４９０１に詳細に述べられて
いる鋭い自己相関関数を持ち、かつ二値有限長系列の一
つであるパー力系列を示したものである。この場合二値
とは、−１と−の２つの状態を指す。
二値系列に対するｋを変数とする自己相関関数ρａａ（
ｋ）は長さｎの系列ａを用いて一般的に式（１）％式％ この場合有限な系列であるａは式（２）で示すような両
側をＯでつながっている無限長系列として取り扱ってい
る。
ｋ）は長さｎの系列ａを用いて一般的に式（１）％式％ この場合有限な系列であるａは式（２）で示すような両
側をＯでつながっている無限長系列として取り扱ってい
る。
（ａ ｊ ｌ−〇−Ｏａ ｏ ａ 、−ａ ｎ−＋００
−０−式（２）ここで、ｊ≦−１及びｊ≧ｎにたいして
はａＪ−０であるから２式（１）は式（３）に変形出来
る。
−０−式（２）ここで、ｊ≦−１及びｊ≧ｎにたいして
はａＪ−０であるから２式（１）は式（３）に変形出来
る。
（８）
式（３）からも分かるように、相関の無い熱雑音などは
Ｉ／ｎまで圧縮することが出来ることから自己相関処理
が相関の無い熱雑音に対してＳ／Ｎ比を向上させる有効
な手段であると言える。
Ｉ／ｎまで圧縮することが出来ることから自己相関処理
が相関の無い熱雑音に対してＳ／Ｎ比を向上させる有効
な手段であると言える。
さらに探傷においては、自己相関関数ρａａ （ｋ）か
に＝０で鋭いピークを持ち、それ以外の範囲（Ｏ＜ｋ＜
ｎ）では十分小さくなるような系列が必要である。そこ
で、二値系列の自己相関の度合いを評価するため、ピー
ク以外（いわゆるレンジ・サイドローブと呼ばれる）の
絶対値の最大値１ρｍａｘは２式（４）で示される。
に＝０で鋭いピークを持ち、それ以外の範囲（Ｏ＜ｋ＜
ｎ）では十分小さくなるような系列が必要である。そこ
で、二値系列の自己相関の度合いを評価するため、ピー
ク以外（いわゆるレンジ・サイドローブと呼ばれる）の
絶対値の最大値１ρｍａｘは２式（４）で示される。
ｐ １ｍａｘ・＝ ｍ ａ ｘ （１１１） ａａ（ｋ
） ｌｌ 式（４）ここて、ｌρ１ｍａｘ＝ ｔ
、、’ ｎを満たす二値有限長系列を特にパー力系列と
呼んで区別している。
） ｌｌ 式（４）ここて、ｌρ１ｍａｘ＝ ｔ
、、’ ｎを満たす二値有限長系列を特にパー力系列と
呼んで区別している。
第１３図（ａ）で示した図はｎ ＝７の場合で１式（５
）で示される。二値系列の信号を示している。
）で示される。二値系列の信号を示している。
（ａＮ ＝＋−↓−モ−−一一ト−式（５）第１３図
（ｂ）で示した図は式（３）で計算した一〇≦ｋ＜ｎの
自己相関関数である。ｋ＝０で最小値を記録し他の部分
では最大１／ｎ（この場合１／７）であることが分かる
。
（ｂ）で示した図は式（３）で計算した一〇≦ｋ＜ｎの
自己相関関数である。ｋ＝０で最小値を記録し他の部分
では最大１／ｎ（この場合１／７）であることが分かる
。
第１４図は例えば「符号理論」昭和５６年６月３０日（
昭晃堂）発行（Ｐ４９０−４９１〕に詳細に述べられて
いる鋭い自己相関関数を持ち、かつ二値有限長系列の一
つである相補系列を示したものである。
昭晃堂）発行（Ｐ４９０−４９１〕に詳細に述べられて
いる鋭い自己相関関数を持ち、かつ二値有限長系列の一
つである相補系列を示したものである。
ところで、自己相関関数ρａａ（ｋ）かに＝Ｏ以外のす
べての点でＯとなるような二値有限長系列が存在しない
ことは２式（３）からもあきらかである。
べての点でＯとなるような二値有限長系列が存在しない
ことは２式（３）からもあきらかである。
しかし、二つの長さｎの二値系列（ａ Ｎ、（ｂ ｊｌ
のそれぞれの自己相関関数ρａａ（ｋ）とρｂｂ（ｋ）
の和／） （ｋ）＝ Ｉ） ａａ（ｋ）＋ ｐ ｂｂ（
ｋ） 式（６）は、に−０以外の総ての点で
０となることがある。
のそれぞれの自己相関関数ρａａ（ｋ）とρｂｂ（ｋ）
の和／） （ｋ）＝ Ｉ） ａａ（ｋ）＋ ｐ ｂｂ（
ｋ） 式（６）は、に−０以外の総ての点で
０となることがある。
このような２つの系列（ａＮとｆｂｊｌを相補系列とよ
ぶ。
ぶ。
第１４図（ａ）はｎ＝４の場合の相補系列の例を示した
もので１式（７）で示される二値系列の信号を示してい
る。
もので１式（７）で示される二値系列の信号を示してい
る。
（ａｊ）−十十十
（ｂ ｊｌ＝十−−１−＋−式（７）
第１４図（ｂ）で示した図は式（３）で計算した一〇≦
ｋ＜ｎのｆａｊ）と（ｂＮの自己相関関数である。
ｋ＜ｎのｆａｊ）と（ｂＮの自己相関関数である。
第１４図（Ｃ）は９式（６）で計算したそれぞれの自己
相関関数の和ρ（ｋ）を示している。本図からもわかる
ように、相補系列においては、原理的にレンジ・サイド
ローブレベルを零にすることが出来る。
相関関数の和ρ（ｋ）を示している。本図からもわかる
ように、相補系列においては、原理的にレンジ・サイド
ローブレベルを零にすることが出来る。
第１５図は例えば文献ＩＥＥＥ １９８１ Ｕｌｔｒａ
ｓｏｎｉｃｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｌ’ｒｏｃｅｅｄ
ｉｎｇ、 ［：ｐ８８ｇ４９１） に詳細に述べられ
ている例で２図中（６）は符号発生源、 （１９）はデ
ィジタル遅延線、 （２０）はシステムコントローラ
。
ｓｏｎｉｃｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｌ’ｒｏｃｅｅｄ
ｉｎｇ、 ［：ｐ８８ｇ４９１） に詳細に述べられ
ている例で２図中（６）は符号発生源、 （１９）はデ
ィジタル遅延線、 （２０）はシステムコントローラ
。
（１８）はセレクタ、 （２１）はバイポーラ変換器、
（５）は送信部、 （１４）はアナログ相関器、（１５
）は探触子、（１７）はターゲット、（１６）は水槽、
（９）は表示器である。
（５）は送信部、 （１４）はアナログ相関器、（１５
）は探触子、（１７）はターゲット、（１６）は水槽、
（９）は表示器である。
第１６図は第１５図の動作を説明するための図で第１６
図（ａ）は同期信号、第１６図（ｂ）は符号列、第１６
図（Ｃ）は選択信号、第１６図（ｄ）はバイポーラ変換
器（２１）の出力を示す。
図（ａ）は同期信号、第１６図（ｂ）は符号列、第１６
図（Ｃ）は選択信号、第１６図（ｄ）はバイポーラ変換
器（２１）の出力を示す。
システムコントローラ（２０）からの第ｘｅ図（ｂ）の
同期信号で符号発生器（６）は、第１６図（ｂ）に示す
ような二値の符号列を発生する。符号発生器（６）で出
力された符号列はセレクタ（１８）を経由して送信部（
５）に接続されたバイポーラ変換器（２１）へ入力され
ると同時にディジタル遅延線（１９）に入力される。送
信部（５）に接続されたバイポーラ変換器（２１）へ入
力された符号列は符号に応じて＋／−の振幅をバイポー
ラ変換器内で与えられ、第１６図（ｄ）の出力となって
送信部（５）へ入力され、振幅を増幅され送信パルスと
して探触子（１５）に加えられる。
同期信号で符号発生器（６）は、第１６図（ｂ）に示す
ような二値の符号列を発生する。符号発生器（６）で出
力された符号列はセレクタ（１８）を経由して送信部（
５）に接続されたバイポーラ変換器（２１）へ入力され
ると同時にディジタル遅延線（１９）に入力される。送
信部（５）に接続されたバイポーラ変換器（２１）へ入
力された符号列は符号に応じて＋／−の振幅をバイポー
ラ変換器内で与えられ、第１６図（ｄ）の出力となって
送信部（５）へ入力され、振幅を増幅され送信パルスと
して探触子（１５）に加えられる。
探触子（１５）からは放射された超音波信号は水槽（１
６）内のターゲット（１７）に反射され探触子（１５）
に受信信号として戻ってきて、アナログ相関器（１０）
に導かれる。
６）内のターゲット（１７）に反射され探触子（１５）
に受信信号として戻ってきて、アナログ相関器（１０）
に導かれる。
ディジタル遅延線（１９）に入力された第１６図（ｂ）
の符号列はシステムコントローラ（２０）から指定され
た時間分ｔ′だけ遅延し、もう一方のバイポーラ変換器
（２１）に第１６図（ｆ）の参照用符号列として入力さ
れ符号に応じて＋／−の振幅をバイポーラ変換器（２１
）内で与えられ相関処理用の信号第１６図（ｇ）として
アナログ相関器（１４）に導かれる。
の符号列はシステムコントローラ（２０）から指定され
た時間分ｔ′だけ遅延し、もう一方のバイポーラ変換器
（２１）に第１６図（ｆ）の参照用符号列として入力さ
れ符号に応じて＋／−の振幅をバイポーラ変換器（２１
）内で与えられ相関処理用の信号第１６図（ｇ）として
アナログ相関器（１４）に導かれる。
アナログ相関器（１４）内では２乗算器（１４ａ）と積
分（１１） 器（＋４ｂ）を用いて式（３）の左辺の演算が行われる
が式（３）内のｋに相当するものが、参照用符号列第１
６図（ｆ）の遅延時間ｔ′である。従ってシステムコン
トローラ（２１）では送信繰り返し周期毎に、遅延時間
ｔ′を変化させることで相関処理後の探傷波形を表示器
（９）に表示することが出来る。
分（１１） 器（＋４ｂ）を用いて式（３）の左辺の演算が行われる
が式（３）内のｋに相当するものが、参照用符号列第１
６図（ｆ）の遅延時間ｔ′である。従ってシステムコン
トローラ（２１）では送信繰り返し周期毎に、遅延時間
ｔ′を変化させることで相関処理後の探傷波形を表示器
（９）に表示することが出来る。
以上の相関処理を行うことで、Ｓ／Ｎ比の改善を行って
いる。
いる。
なお２本装置を用いて第１４図で説明した相補系列の処
理を行う場合には、第１５図で示した装置では処理する
ことは出来ず、何らかの記憶手段と二つの系列の相関演
算結果を加算する手段が必要となる。
理を行う場合には、第１５図で示した装置では処理する
ことは出来ず、何らかの記憶手段と二つの系列の相関演
算結果を加算する手段が必要となる。
第１８図は例えば文献「非破壊検査−」第３２巻第２号
〔ｐ＋４ａ−＋４７〕に詳細に述べられている探触子に
パルス圧縮機能を持たせた例で２図中（１）は送信用振
動子、（３）は振動子間の絶縁も兼ねる遅延材、（４）
は振動子の背面に放射される超音波を吸収するためのバ
ッキング材、（２）は受信用振動子である。
〔ｐ＋４ａ−＋４７〕に詳細に述べられている探触子に
パルス圧縮機能を持たせた例で２図中（１）は送信用振
動子、（３）は振動子間の絶縁も兼ねる遅延材、（４）
は振動子の背面に放射される超音波を吸収するためのバ
ッキング材、（２）は受信用振動子である。
第１９図は第１８図の動作を説明するための図で第（１
２） １９図（ａ）は送信波形、第１９図（ｂ）は受信波形を
示す。
２） １９図（ａ）は送信波形、第１９図（ｂ）は受信波形を
示す。
送信パルスを同一のタイミングで送信用振動子（Ｉｉ、
）から（１−４）を駆動すると、送信用探触子からは、
まず送信用振動子（１１）で発生した超音波信号が、第
１９図（ａ）の（１）の位置に出てくる。 さらに送信
用振動子（１−２）で発生した超音波信号が遅延材（８
）および送信用振動子（１−１）を経由して′ｒ時間後
に第１９図（ａ）の（２）の位置に出てくる。同様に、
送信用振動子（１−３）からは、第１９図（ａ）の（２
）から１時間経過後に′（３）の位置に、送信用振動子
（１−４）からは、第１９図（ａ）の（３）から１時間
経過後に（４）の位置に出てくる。それらを合成したも
のが第１９図（ａ）の（５）に示す合成送信波形である
。この波形は結果的に、Ｎ−４の場合のＢａｒｋｅｒ系
列の送信信号と同一となる。なお、振動子の背面に放射
される超音波はバッキング材（４）にて吸収、減衰され
超音波としては戻ってこない。次に試験体内部の欠陥な
どの反射源により反射されたエコーは、概ね第１９図（
ａ）の波形を維持して受信用探触子に戻ってくる受信用
振動子（２−１）〜（２−４）は、第１８図に示すよう
な結線となっており受信用振動子（２−３）のみが極性
が逆転している。
）から（１−４）を駆動すると、送信用探触子からは、
まず送信用振動子（１１）で発生した超音波信号が、第
１９図（ａ）の（１）の位置に出てくる。 さらに送信
用振動子（１−２）で発生した超音波信号が遅延材（８
）および送信用振動子（１−１）を経由して′ｒ時間後
に第１９図（ａ）の（２）の位置に出てくる。同様に、
送信用振動子（１−３）からは、第１９図（ａ）の（２
）から１時間経過後に′（３）の位置に、送信用振動子
（１−４）からは、第１９図（ａ）の（３）から１時間
経過後に（４）の位置に出てくる。それらを合成したも
のが第１９図（ａ）の（５）に示す合成送信波形である
。この波形は結果的に、Ｎ−４の場合のＢａｒｋｅｒ系
列の送信信号と同一となる。なお、振動子の背面に放射
される超音波はバッキング材（４）にて吸収、減衰され
超音波としては戻ってこない。次に試験体内部の欠陥な
どの反射源により反射されたエコーは、概ね第１９図（
ａ）の波形を維持して受信用探触子に戻ってくる受信用
振動子（２−１）〜（２−４）は、第１８図に示すよう
な結線となっており受信用振動子（２−３）のみが極性
が逆転している。
この構成は送信用振動子の構成を逆にしたもので、送信
に使用したＮ−４のＢａｒｋｅｒ系列の時間順序を逆に
したと同じである。
に使用したＮ−４のＢａｒｋｅｒ系列の時間順序を逆に
したと同じである。
また、受信用振動ｒに到達した超音波信づの波形を受信
用振動子（２１）から、 （２−４）まで対応させて第
１９図（ｂ）の（１）、 （２）、 （ａ）、 （４）
に示す。第１９図（ｂ）の（５）は、第１９図（ｂ）の
（１）、 （２）、 （３）、 （４）の加算結果であ
り、特別な相関処理用ハードウェア無しにＲａｒｋｅｒ
系列のパルス圧縮処理を行うことが出来る。
用振動子（２１）から、 （２−４）まで対応させて第
１９図（ｂ）の（１）、 （２）、 （ａ）、 （４）
に示す。第１９図（ｂ）の（５）は、第１９図（ｂ）の
（１）、 （２）、 （３）、 （４）の加算結果であ
り、特別な相関処理用ハードウェア無しにＲａｒｋｅｒ
系列のパルス圧縮処理を行うことが出来る。
ところで、上記のような従来のニー値有限長系列を利用
した自己相関処理を行う超音波探傷装置では、第１５図
に示したような例で自己相関処理を行うためには、相関
器用の特別なハードウェアが必要となり、相関演算のた
めに膨大な回数の乗算と加算を行う必要があり、パルス
圧縮処理後の波形はそれらの計算後に得られるため、リ
アルタイムに波形を得ることは出来ないという問題があ
った第１８図で示した例は送信用探触子を複数の振動子
を用い、それらの分極の方向を符号化の正及び負に対応
させ、遅延材で積層することで遅延回路を構成した。そ
の結果送信波形の符号化を容易に行うことが出来る。さ
らに、受信用の探触子も同様に相関器の構成とし、リア
ルタイムにパルス圧縮波形を得られるようになったが、
同時に複数の振動子に送信信号を加える必要があり、そ
の結果送信エネルギーが各探触子に分散してしまい、結
果的に送信用探触子は送信エネルギーを時間軸に分散さ
せてしまうため、結果的にパルス圧縮を行わない場合の
送信エネルギーと同じものしか加えることしか出来ず、
パルス圧縮の効果が無くなるという問題があった。
した自己相関処理を行う超音波探傷装置では、第１５図
に示したような例で自己相関処理を行うためには、相関
器用の特別なハードウェアが必要となり、相関演算のた
めに膨大な回数の乗算と加算を行う必要があり、パルス
圧縮処理後の波形はそれらの計算後に得られるため、リ
アルタイムに波形を得ることは出来ないという問題があ
った第１８図で示した例は送信用探触子を複数の振動子
を用い、それらの分極の方向を符号化の正及び負に対応
させ、遅延材で積層することで遅延回路を構成した。そ
の結果送信波形の符号化を容易に行うことが出来る。さ
らに、受信用の探触子も同様に相関器の構成とし、リア
ルタイムにパルス圧縮波形を得られるようになったが、
同時に複数の振動子に送信信号を加える必要があり、そ
の結果送信エネルギーが各探触子に分散してしまい、結
果的に送信用探触子は送信エネルギーを時間軸に分散さ
せてしまうため、結果的にパルス圧縮を行わない場合の
送信エネルギーと同じものしか加えることしか出来ず、
パルス圧縮の効果が無くなるという問題があった。
また、第１６図で示した例では二値化を行うために送信
信号を＋／−のレベルで探触子（１５）に与えている。
信号を＋／−のレベルで探触子（１５）に与えている。
第１７図は探傷装置に用いられる探触子などの周波数特
性を示したもので、ａは探触子（１５）の周波数特性、
ｂは従来装置で用いられている送（１５） 倍波形の周波数特性、Ｃは例えば減衰の大きい試験体の
周波数特性である。探触子（１５）に加えられる送信信
号はパルス信号という性格上かなり低周波領域にエネル
ギーを持っているのに対して探触子（１５）の周波数特
性では低周波領域のエネルギーを有効に使うことは出来
ないという問題点があった。それと同時に送信信号の周
波数帯域が広いため、試験体中に放射される超音波ビー
ムの周波数特性は探触子の周波数特性に依存してしまう
ことが分かる。このことは、探触子の製造」二のバラツ
キが探傷周波数に影響を与えることを示しており探触子
が変わった場合に探傷結果が異なってしまうという問題
点があった。さらに、試験体の減衰特性によっては探触
子が効率良く使用出来る周波数領域をカットしてしまう
ことを示している。従って、試験体内の減衰Ｓ／Ｎ比が
悪化しやすい場合には従来の方法で自己相関処理でＳ／
Ｎ比を改善してもかなりのレベルの雑音が残ってしまい
。
性を示したもので、ａは探触子（１５）の周波数特性、
ｂは従来装置で用いられている送（１５） 倍波形の周波数特性、Ｃは例えば減衰の大きい試験体の
周波数特性である。探触子（１５）に加えられる送信信
号はパルス信号という性格上かなり低周波領域にエネル
ギーを持っているのに対して探触子（１５）の周波数特
性では低周波領域のエネルギーを有効に使うことは出来
ないという問題点があった。それと同時に送信信号の周
波数帯域が広いため、試験体中に放射される超音波ビー
ムの周波数特性は探触子の周波数特性に依存してしまう
ことが分かる。このことは、探触子の製造」二のバラツ
キが探傷周波数に影響を与えることを示しており探触子
が変わった場合に探傷結果が異なってしまうという問題
点があった。さらに、試験体の減衰特性によっては探触
子が効率良く使用出来る周波数領域をカットしてしまう
ことを示している。従って、試験体内の減衰Ｓ／Ｎ比が
悪化しやすい場合には従来の方法で自己相関処理でＳ／
Ｎ比を改善してもかなりのレベルの雑音が残ってしまい
。
送信信号の振幅を大きくする必要が出たりするという問
題点があった。
題点があった。
（１６）
また、試験体の内部組織に起因する妨害エコーや、高速
の探傷時に問題となる残響エコーによる妨害エコーに関
してはそれらのエコーが送信信号によって発生している
ため、自己相関処理を行っても符号列成分が残っており
、それらを雑音として圧縮することは出来ないという問
題点もあったこの発明はかかる問題点を解決するために
なされたもので、自己相関計算用の特別な相関器を各種
用いること無しに実時間でＳ／Ｎ比を向上させた探傷装
置を得ることを目的とする。また、この発明の別な発明
は上記目的に加えレンジ・サイドローブの低減を図った
超音波探傷装置を得ることを目的としている。
の探傷時に問題となる残響エコーによる妨害エコーに関
してはそれらのエコーが送信信号によって発生している
ため、自己相関処理を行っても符号列成分が残っており
、それらを雑音として圧縮することは出来ないという問
題点もあったこの発明はかかる問題点を解決するために
なされたもので、自己相関計算用の特別な相関器を各種
用いること無しに実時間でＳ／Ｎ比を向上させた探傷装
置を得ることを目的とする。また、この発明の別な発明
は上記目的に加えレンジ・サイドローブの低減を図った
超音波探傷装置を得ることを目的としている。
この発明に係わる超音波探傷装置は鋭い自己関数を持つ
二値の符号列の送信信号を単独の送信用振動子から送信
し、受信用振動子を符号列の時間順序を逆にした構成で
積層したものである。
二値の符号列の送信信号を単独の送信用振動子から送信
し、受信用振動子を符号列の時間順序を逆にした構成で
積層したものである。
また、この発明の別の発明に係わる超音波探傷装置は鋭
い自己関数を持つ二値の符号列の正符号または負符号の
１つの符号に対し周波数ｆＯの成分を持った波形を発生
させ、正・負の符号に対応してそれらの位相を１８０度
変化させたものである。
い自己関数を持つ二値の符号列の正符号または負符号の
１つの符号に対し周波数ｆＯの成分を持った波形を発生
させ、正・負の符号に対応してそれらの位相を１８０度
変化させたものである。
この発明においては、送信を時間軸上に分散させること
で送信エネルギーを増加させ、積層された受信用探触子
で自己相関処理を実時間で行うことが出来る。
で送信エネルギーを増加させ、積層された受信用探触子
で自己相関処理を実時間で行うことが出来る。
またこの発明の別な発明においては１つの符号に対し１
周波数ｆＯの成分を持った波形を割り当てることで、送
信信号のほとんどのエネルギーを超音波探触子が通過さ
せる周波数帯域に割り当てることが出来、送信エネルギ
ーの利用効率の向上を図る。
周波数ｆＯの成分を持った波形を割り当てることで、送
信信号のほとんどのエネルギーを超音波探触子が通過さ
せる周波数帯域に割り当てることが出来、送信エネルギ
ーの利用効率の向上を図る。
第１図はこの発明の一実施例を示す超音波探傷装置の構
成図であり、 （１）、 （２）、 （３）、 （４）
、 （５）、 （９）は上記従来装置と全く同一なもの
である。（７）は、送信タイミングをコントロールする
ための同期タイミング発生部、（６）は前記同期タイミ
ング発生部（７）に接続されＴ時間毎に鋭い自己相関関
数を持つ正および負の二値の有限な符号列を発生する符
号発生器、（８）は前記受信用振動子（２）にて受信し
た超音波信号の受信増幅部である。
成図であり、 （１）、 （２）、 （３）、 （４）
、 （５）、 （９）は上記従来装置と全く同一なもの
である。（７）は、送信タイミングをコントロールする
ための同期タイミング発生部、（６）は前記同期タイミ
ング発生部（７）に接続されＴ時間毎に鋭い自己相関関
数を持つ正および負の二値の有限な符号列を発生する符
号発生器、（８）は前記受信用振動子（２）にて受信し
た超音波信号の受信増幅部である。
第２図は、第１図の動作を説明するための図で第２図（
ａ）は前記同期タイミング発生部（７）から発生される
同期信号により前記符号発生器（６）から出力される鋭
い自己相関関数（この例ではパー力系列）を持った符号
列、第２図（ｂ）は、前記受信用探触子毎に受信した探
傷波形と前記受信増幅部（８）へ入力される総合受信波
形である。
ａ）は前記同期タイミング発生部（７）から発生される
同期信号により前記符号発生器（６）から出力される鋭
い自己相関関数（この例ではパー力系列）を持った符号
列、第２図（ｂ）は、前記受信用探触子毎に受信した探
傷波形と前記受信増幅部（８）へ入力される総合受信波
形である。
」上記のように構成された超音波探傷装置において同期
タイミング発生部（７）によって同期信号が符号発生部
（６）に入力される。符号発生部（６）ではあらかじめ
定められた鋭い自己相関関数を持つ正および負の二値の
有限な符号列を１符号当たり受信用振動子（２）の直近
の振動子間の超音波伝搬時間に相当する時間Ｔ保持しな
がら出力する。この時の波形を第２図（ａ）に示す。な
お、符号の発生手段としては、プリセッタブルなシフト
レジスタな（１９） どを利用し、シフトレジスタに符号列を入力し２時間Ｔ
単位のシフトクロックを用いても容易に発生できる。符
号発生部（６）で１符号あたり時間Ｔの間隔で発生され
た符号列は送信部で増幅され、送信用振動子（１）へ印
加される。
タイミング発生部（７）によって同期信号が符号発生部
（６）に入力される。符号発生部（６）ではあらかじめ
定められた鋭い自己相関関数を持つ正および負の二値の
有限な符号列を１符号当たり受信用振動子（２）の直近
の振動子間の超音波伝搬時間に相当する時間Ｔ保持しな
がら出力する。この時の波形を第２図（ａ）に示す。な
お、符号の発生手段としては、プリセッタブルなシフト
レジスタな（１９） どを利用し、シフトレジスタに符号列を入力し２時間Ｔ
単位のシフトクロックを用いても容易に発生できる。符
号発生部（６）で１符号あたり時間Ｔの間隔で発生され
た符号列は送信部で増幅され、送信用振動子（１）へ印
加される。
送信用振動子（１）に印加された送信信号は超音波信号
に変換されて試験体に入力され、欠陥などの反射体によ
り反射され、受信用振動子（２−１）から（２−４）へ
戻ってくる。
に変換されて試験体に入力され、欠陥などの反射体によ
り反射され、受信用振動子（２−１）から（２−４）へ
戻ってくる。
本例では受信用振動子（２）は４枚から構成されそれぞ
れが符号に対応して遅延材をはさみながら積層されてお
り、それぞれの間隔は一致し、その間の超音波伝搬時間
はＴとなっている。また符号列の正及び負に振動子の分
極の方向を対応させ。
れが符号に対応して遅延材をはさみながら積層されてお
り、それぞれの間隔は一致し、その間の超音波伝搬時間
はＴとなっている。また符号列の正及び負に振動子の分
極の方向を対応させ。
符号が変わる場合には振動子電極のアース面を逆にする
と受信信号の位相が逆転することを利用している。さら
に、それぞれの受信用振動子の符号への対応は送信に使
用した符号列に対し９時間順序が逆になるように対応さ
せている。
と受信信号の位相が逆転することを利用している。さら
に、それぞれの受信用振動子の符号への対応は送信に使
用した符号列に対し９時間順序が逆になるように対応さ
せている。
本例では送信する符号列を［＋−十干］の順序（２０）
にし、受信時は時間順序を逆にするため、［十干＋］の
順序で受信する。そのために、受信振動子（２−１）は
［＋］、受信振動子（２−２）は［＋］、受信振動子（
２−３）は［−］、受信振動子（２−４）は［＋］とな
るように配置している。受信振動子（２−１）で電気信
号に変換された超音波信号の例を第２図（ｂ）の（１）
に示す。受信用振動子（２−２）で電気信号に変換され
た超音波信号は、遅延材（３）と受信用振動子（２−１
）を経由してくるため、その経由時間Ｔ遅れて第２図（
ｂ）の（２）のようになる。受信用振動子（２−３）で
電気信号に変換された超音波信号は、第２図（ｂ）の（
３）のように、受信用振動子（２−２）で受信した信号
に比べ同様に時間Ｔ遅れると同時に、符号的に［−］に
対応しているため、受信用振動子（２−１）や。
順序で受信する。そのために、受信振動子（２−１）は
［＋］、受信振動子（２−２）は［＋］、受信振動子（
２−３）は［−］、受信振動子（２−４）は［＋］とな
るように配置している。受信振動子（２−１）で電気信
号に変換された超音波信号の例を第２図（ｂ）の（１）
に示す。受信用振動子（２−２）で電気信号に変換され
た超音波信号は、遅延材（３）と受信用振動子（２−１
）を経由してくるため、その経由時間Ｔ遅れて第２図（
ｂ）の（２）のようになる。受信用振動子（２−３）で
電気信号に変換された超音波信号は、第２図（ｂ）の（
３）のように、受信用振動子（２−２）で受信した信号
に比べ同様に時間Ｔ遅れると同時に、符号的に［−］に
対応しているため、受信用振動子（２−１）や。
受信用振動子（２−２）に対して逆の位相になる。受信
用振動子（２−４）では、符号的には［＋］であるため
受信用振動子（２−１）や受信用振動子（２−２）と同
様な波形が受信用振動子（２−３）に比べさらに時間Ｔ
遅れて第２図（ｂ）の（４）のように電気信号に変換さ
れる。それぞれの受信用振動子（２）で受信された信号
は並列に接続されているため、第２図（ｂ）の（５）で
示すような総合受信波形として受信増幅部（８）に入力
され２表示器（９）に実時間で表示される。
用振動子（２−４）では、符号的には［＋］であるため
受信用振動子（２−１）や受信用振動子（２−２）と同
様な波形が受信用振動子（２−３）に比べさらに時間Ｔ
遅れて第２図（ｂ）の（４）のように電気信号に変換さ
れる。それぞれの受信用振動子（２）で受信された信号
は並列に接続されているため、第２図（ｂ）の（５）で
示すような総合受信波形として受信増幅部（８）に入力
され２表示器（９）に実時間で表示される。
この結果、受信された信号は４倍となり、Ｓ／Ｎを向上
させることが出来る。
させることが出来る。
本例で示した結果は、１つの振動子で受信し、その波形
に対し送信波形との自己相関処理を行った従来方式の効
果と基本的に同一であるが、従来例では必須であった複
雑な自己相関処理は不要になりさらに実時間でパルス圧
縮を行えるという効果がある。また、送信振動子を一つ
として送信エネルギーを時間的に拡散することで、振動
子を積層して符号列を送信する場合に比べ４倍の送信エ
ネルギーを探触子に供給することとなり、Ｓ／Ｎをさら
に向−卜させることが出来る。
に対し送信波形との自己相関処理を行った従来方式の効
果と基本的に同一であるが、従来例では必須であった複
雑な自己相関処理は不要になりさらに実時間でパルス圧
縮を行えるという効果がある。また、送信振動子を一つ
として送信エネルギーを時間的に拡散することで、振動
子を積層して符号列を送信する場合に比べ４倍の送信エ
ネルギーを探触子に供給することとなり、Ｓ／Ｎをさら
に向−卜させることが出来る。
なお、上記例では符号間隔の時間Ｔを探触子で定まる定
数としていたが、異なる周波数の探触子に代えた場合や
、異なる振動子間−熱の探触子を用いる場合を想定し、
符号発生器（６）内に時間調整機能を付加することで、
この発明によるパルス圧縮効果を同様な構造を持った各
種探触子で実現できるようになる。
数としていたが、異なる周波数の探触子に代えた場合や
、異なる振動子間−熱の探触子を用いる場合を想定し、
符号発生器（６）内に時間調整機能を付加することで、
この発明によるパルス圧縮効果を同様な構造を持った各
種探触子で実現できるようになる。
ところで、−］二記の発明の結果パルス圧縮効果により
Ｓ／Ｎが大きく改善されたが、送信信号はパルス信号と
いう性格上かなり低周波領域にエネルギーを持っている
のに対して送信用振動子（１）や受信用振動子（２）の
周波数特性では低周波領域のエネルギーを有効に使うこ
とは出来ないことは第１７図の例からもあきらかである
。そこで、符号発生部に符号化位相変調部を第３図のよ
うに加えることで、さらにＳ／Ｎを向−１−させること
が出来る第３図は改善された符号発生器の構成で、 （
６−１）は、前記符号発生器（６）と同様な符号列を発
生する符号発生部、 （６−２）は前記符号発生部（６
−１）から入力される正および負の二値の符号列を入力
し、１つの符号に対して周波数ｆＯの成分を持ち、かつ
正符号および負符号に応じて各々の位相を１８０度変化
する波形を発生する符号化位相変調部である。
Ｓ／Ｎが大きく改善されたが、送信信号はパルス信号と
いう性格上かなり低周波領域にエネルギーを持っている
のに対して送信用振動子（１）や受信用振動子（２）の
周波数特性では低周波領域のエネルギーを有効に使うこ
とは出来ないことは第１７図の例からもあきらかである
。そこで、符号発生部に符号化位相変調部を第３図のよ
うに加えることで、さらにＳ／Ｎを向−１−させること
が出来る第３図は改善された符号発生器の構成で、 （
６−１）は、前記符号発生器（６）と同様な符号列を発
生する符号発生部、 （６−２）は前記符号発生部（６
−１）から入力される正および負の二値の符号列を入力
し、１つの符号に対して周波数ｆＯの成分を持ち、かつ
正符号および負符号に応じて各々の位相を１８０度変化
する波形を発生する符号化位相変調部である。
第４図は第３図の動作を説明するための図で。
第４図（ａ）は符号発生部（６−１）より出力される鋭
い（２３） 自己相関関数（この例ではパー力系列）を持った符号列
、第４図（ｂ）は前記符号化位相変調部（６−２）で発
生された送信信号である。
い（２３） 自己相関関数（この例ではパー力系列）を持った符号列
、第４図（ｂ）は前記符号化位相変調部（６−２）で発
生された送信信号である。
第５図は超音波探触子の周波数応答特性と、前記符号化
位相変調部で発生された送信信号の周波数特性を示した
図である。
位相変調部で発生された送信信号の周波数特性を示した
図である。
符号発生部（６−１）で発生された第４図（ａ）で示さ
れるような符号列は符号化位相変調部（６−２）に入力
される。符号化位相変調部（６−２）では固定周波数ｆ
Ｏの成分を持った波形を正符号の場合は位相０度で、負
符号の場合には位相１８０度で時間Ｔの期間発生する。
れるような符号列は符号化位相変調部（６−２）に入力
される。符号化位相変調部（６−２）では固定周波数ｆ
Ｏの成分を持った波形を正符号の場合は位相０度で、負
符号の場合には位相１８０度で時間Ｔの期間発生する。
その時に発生される波形の例を第４図（ｂ）に示す。こ
の場合、１つの符号に割り当てた波形は正符号の場合、
１ザイクルのｓｉｎ波形であり。
の場合、１つの符号に割り当てた波形は正符号の場合、
１ザイクルのｓｉｎ波形であり。
負符号の場合には１８０度位相をずらしたｓｉｎ波形を
割り当てている。このような波形を発生する手段の例と
しては、メモリに波形データを正負毎に格納しておき、
符号毎に読出てディジタル−アナログ変換器なとを使用
するなどして第４図（ｂ）に示すような波形を発生する
ことが出来る。以−１−の結（２４） 果、第４図（ｂ）で示すように周波数ｆＯを中心とした
成分を持った送信信号が探触子に印加されることにより
周波数ｆＯを送信用振動子（１）や、受信用振動子（２
）の中心周波数に合わせると第５図に示す関係となる。
割り当てている。このような波形を発生する手段の例と
しては、メモリに波形データを正負毎に格納しておき、
符号毎に読出てディジタル−アナログ変換器なとを使用
するなどして第４図（ｂ）に示すような波形を発生する
ことが出来る。以−１−の結（２４） 果、第４図（ｂ）で示すように周波数ｆＯを中心とした
成分を持った送信信号が探触子に印加されることにより
周波数ｆＯを送信用振動子（１）や、受信用振動子（２
）の中心周波数に合わせると第５図に示す関係となる。
送信信号は従来の送信信号と異なり。
低周波領域にはほとんどエネルギーは存在しないその結
果送信エネルギーの大半は送信用振動子（１）を通るこ
とになり、さらに前記発明例の送信信号に比ベエネルギ
ー効率の高い符号列を持った送信信号を探触子に加える
ことが可能となり、前記発明例に比べさらにＳ／Ｎ比を
向上させることが出来る。
果送信エネルギーの大半は送信用振動子（１）を通るこ
とになり、さらに前記発明例の送信信号に比ベエネルギ
ー効率の高い符号列を持った送信信号を探触子に加える
ことが可能となり、前記発明例に比べさらにＳ／Ｎ比を
向上させることが出来る。
なお第５図において、ａは超音波探触子の周波数応答特
性、ｂは送信信号の周波数特性を示す。
性、ｂは送信信号の周波数特性を示す。
さて、下記に示す符号列は第１３図（ｂ）に示したと同
一の自己相関関数を持ったパー力系列である。
一の自己相関関数を持ったパー力系列である。
ａ ＩＪ＝十１十−−−十
ａ ２Ｊ＝ 十−＋ 十
第６図は符号列ａＩＪと符号列ａ２Ｊの相互相関処理を
行った場合の計算結果であり、第６図（ａ）は符号列ａ
ＩＪを符号列ａ２Ｊを参照信号にして計算した結果で、
第６図（ｂ）は符号列ａ２Ｊを符号列ａＩＪを参照信号
にして計算した結果である。この図からも分かるように
、同一の自己相互関数を持った符号列でも、異なった符
号列の間の相互相関は高いピークは発生しないことが分
かる。
行った場合の計算結果であり、第６図（ａ）は符号列ａ
ＩＪを符号列ａ２Ｊを参照信号にして計算した結果で、
第６図（ｂ）は符号列ａ２Ｊを符号列ａＩＪを参照信号
にして計算した結果である。この図からも分かるように
、同一の自己相互関数を持った符号列でも、異なった符
号列の間の相互相関は高いピークは発生しないことが分
かる。
ところで、前記の残響エコーの問題は前回の送信エコー
で発生した超音波信号が混信してくる現象であった。そ
の問題を解決するために、この性質を利用した超音波探
傷装置について動作を説明する。
で発生した超音波信号が混信してくる現象であった。そ
の問題を解決するために、この性質を利用した超音波探
傷装置について動作を説明する。
第７図は第１図に符号制御器および振動子極性切替器を
付加した装置の構成図で、 （１）、（２）、（３）。
付加した装置の構成図で、 （１）、（２）、（３）。
（４）、 （５）、 （６）、 （７）、 （ｇ）およ
び（９）は、第１図で示したものと同一であり、 （１
０）は同期タイミング発生部（７）からの同期信号で符
号発生器（６）が発生する符号列を送信繰り返し周波数
毎に前記の同一自己相関関数を持つ異なった符号列を切
替させる機能を持った符号列制御器、（１１）は受信用
振動子（２）から入力される各受信用振動子の超音波信
号の極性を前記符号列制御器の指令で切替える機能を持
った振動子極性切替器である。
び（９）は、第１図で示したものと同一であり、 （１
０）は同期タイミング発生部（７）からの同期信号で符
号発生器（６）が発生する符号列を送信繰り返し周波数
毎に前記の同一自己相関関数を持つ異なった符号列を切
替させる機能を持った符号列制御器、（１１）は受信用
振動子（２）から入力される各受信用振動子の超音波信
号の極性を前記符号列制御器の指令で切替える機能を持
った振動子極性切替器である。
第８図は第７図を説明するための図であり、第８図（ａ
）は、符号列制御器（１０）により選択される送信用符
号列を示す。第８図（ｂ）は、送信系列と受信時の振動
子極性切替器（１１）の系列が異なった場合の受信波形
を示す。
）は、符号列制御器（１０）により選択される送信用符
号列を示す。第８図（ｂ）は、送信系列と受信時の振動
子極性切替器（１１）の系列が異なった場合の受信波形
を示す。
符号列制御器（１０）の制御で符号発生器（６）は送信
繰り返し周波数毎に第８図（ａ）の（１）、 （２）に
示すような符号列を交互に発生する。同時に、振動子極
性切替器（１１）も送信符号列に合わせて、下記のよう
に受信振動子の極性を切り替える。
繰り返し周波数毎に第８図（ａ）の（１）、 （２）に
示すような符号列を交互に発生する。同時に、振動子極
性切替器（１１）も送信符号列に合わせて、下記のよう
に受信振動子の極性を切り替える。
送信系列Ａ［＋＋−＋］の場合は［＋−１−＋］送信系
列Ｂ［−十＋＋］の場合は［十十＋−］残響エコーの場
合はＡ系列の符号を持った信号がＢ系列対応の極性を持
った受信用振動子列に混入してくるケースや、Ｂ系列の
符号を持った信号がＡ系列対応の極性を持った受信用振
動子列に混入してくるケースが考えられる。
列Ｂ［−十＋＋］の場合は［十十＋−］残響エコーの場
合はＡ系列の符号を持った信号がＢ系列対応の極性を持
った受信用振動子列に混入してくるケースや、Ｂ系列の
符号を持った信号がＡ系列対応の極性を持った受信用振
動子列に混入してくるケースが考えられる。
第８図（ｂ）は送信系列ＢがＡ系列対応の受信に（２７
） 入った場合の検討結果で、各受信用振動子（２−１）か
ら（２−４）にて電気信号に変換された受信信号は。
） 入った場合の検討結果で、各受信用振動子（２−１）か
ら（２−４）にて電気信号に変換された受信信号は。
前記の受信動作と同様に時間Ｔだけずれて第８図（ｂ）
の（１）から、第８図（ｂ）の（４）に示すようになる
。
の（１）から、第８図（ｂ）の（４）に示すようになる
。
第８図（ｂ）の（５）は、第８図（ｂ）の（１）から、
第８図（ｂ）の（４）の受信波形の加算結果で、受信増
幅部（８）に入力される総合受信波形である。
第８図（ｂ）の（４）の受信波形の加算結果で、受信増
幅部（８）に入力される総合受信波形である。
第８図（Ｃ）は送信系列ＡがＢ系列対応の受信に入った
場合の検討結果で各受信用振動子（２−１）から（２−
４）にて電気信号に変換された受信信号は。
場合の検討結果で各受信用振動子（２−１）から（２−
４）にて電気信号に変換された受信信号は。
前記の受信動作と同様に時間Ｔだけずれて第８図（Ｃ）
の（１）から、第８図（Ｃ）の（４）に示すようになる
第８図（Ｃ）の（５）は、第８図（Ｃ）の（１）から、
第８図（Ｃ）の（４）の受信波形の加算結果で、受信増
幅部（８）に入力される総合受信波形である。
の（１）から、第８図（Ｃ）の（４）に示すようになる
第８図（Ｃ）の（５）は、第８図（Ｃ）の（１）から、
第８図（Ｃ）の（４）の受信波形の加算結果で、受信増
幅部（８）に入力される総合受信波形である。
以上の結果からも分かるように、前回の送信で符号化さ
れたエコーは約６ｄＢに低下するという効果がある。ま
た、他の符号系列（系列数７）でも同様の処置を行うこ
とで第６図からもわかるように。
れたエコーは約６ｄＢに低下するという効果がある。ま
た、他の符号系列（系列数７）でも同様の処置を行うこ
とで第６図からもわかるように。
前回の送信で符号化されたエコーは、約７ｄＢも低下（
２８） するという効果がある。さらに、送信信号に送信用振動
子（１）や受信用振動子（２）の周波数応答特性に応じ
た周波数特性の信号を設定すれば、送信エネルギーを有
効に超音波に変換出来るためＳ／Ｎ比が向上することは
前記説明の通りである。
２８） するという効果がある。さらに、送信信号に送信用振動
子（１）や受信用振動子（２）の周波数応答特性に応じ
た周波数特性の信号を設定すれば、送信エネルギーを有
効に超音波に変換出来るためＳ／Ｎ比が向上することは
前記説明の通りである。
ところで、いままで説明してきたパー力系列は確かに鋭
い自己相関関数を持っているが、第１３図（ａ）からも
分かるように１／ｎのサイドローブを持っている。その
ため、垂直探傷方法などにおいて大きな底面エコー近傍
の欠陥エコーを分別するには問題がある。そえいった場
合は、多少処理方法が複雑になるが、従来例で説明した
相補系列を用いることで、サイドローブの問題に対処で
きることはいうまでもない。
い自己相関関数を持っているが、第１３図（ａ）からも
分かるように１／ｎのサイドローブを持っている。その
ため、垂直探傷方法などにおいて大きな底面エコー近傍
の欠陥エコーを分別するには問題がある。そえいった場
合は、多少処理方法が複雑になるが、従来例で説明した
相補系列を用いることで、サイドローブの問題に対処で
きることはいうまでもない。
しかし、−船釣にはサイドローブをキャンセルする方法
は、二つの数列の和を使用する相補系列だけと考えられ
てきたが、ある程度限定されるが４種類以上の自己相関
関数ｐ ａａ（ｋ）、 Ｉ） ｂｂ（ｋ）＋ Ｉ） ｃ
ｃ（ｋ）およびρｄｄ（ｋ）の和 ｐ Ｃｋ）−ｐ ａａ（ｋ）＋ρｂｂ（ｋ）＋ρｃｃ（
ｋ）十ρｄｄ（ｋ） 式（８）は、に−０以外の総て
の点で０となることがある。
は、二つの数列の和を使用する相補系列だけと考えられ
てきたが、ある程度限定されるが４種類以上の自己相関
関数ｐ ａａ（ｋ）、 Ｉ） ｂｂ（ｋ）＋ Ｉ） ｃ
ｃ（ｋ）およびρｄｄ（ｋ）の和 ｐ Ｃｋ）−ｐ ａａ（ｋ）＋ρｂｂ（ｋ）＋ρｃｃ（
ｋ）十ρｄｄ（ｋ） 式（８）は、に−０以外の総て
の点で０となることがある。
このことは従来言及された文献などはないので。
ここではこのような系列（３月、 （ｂ Ｎ、 （ｃ
Ｎおよび（ｄｊｌをｎ補系列と呼ぶことにする。第９図
（ａ）はｎ ＝４の場合のｎ補系列の例を示したもので
２式（９）で示される二値系列の信号を示しているｆａ
ｊｌ＝−ｚ （ｂ ｊ ｌ＝ −−１−−−十 ｆｃＮ−・−十−１− ｔｄｊｌ＝ｚ＋十 式（９）第９図（ｂ
）で示した図は式（３）で計算した一ｎ≦ｋ＜ｎの（３
月、 ｉｂ ｊｌ、 （ｃ ｊｌおよびｆｄＮ自己相関
関■である。
Ｎおよび（ｄｊｌをｎ補系列と呼ぶことにする。第９図
（ａ）はｎ ＝４の場合のｎ補系列の例を示したもので
２式（９）で示される二値系列の信号を示しているｆａ
ｊｌ＝−ｚ （ｂ ｊ ｌ＝ −−１−−−十 ｆｃＮ−・−十−１− ｔｄｊｌ＝ｚ＋十 式（９）第９図（ｂ
）で示した図は式（３）で計算した一ｎ≦ｋ＜ｎの（３
月、 ｉｂ ｊｌ、 （ｃ ｊｌおよびｆｄＮ自己相関
関■である。
第９図（Ｃ）式（６）で計算したそれぞれの自己相関関
数の和ρ（ｋ）を示している。本図からもわかるように
、ｎ補系列においては、原理的にレンジ・サイドローブ
レベルを零にすることが出来る。
数の和ρ（ｋ）を示している。本図からもわかるように
、ｎ補系列においては、原理的にレンジ・サイドローブ
レベルを零にすることが出来る。
第１Ｏ図は、上記発明の実施例を示した図で、（１）（
２）、 （３）、 （４）、 （５）、 （６）、 （
７）、 （８）、 （９）、 （１０）および（１■）
は、第７図で示したものと同一であり、（１２）は受信
増幅器（８）に接続され、探傷波形を記憶すると同時に
前回の探傷波形を出力する例えばＡ／Ｄコンバータとデ
ィジタルメモリなどから構成される前回波形記憶部、
（１３）は前回波形記憶部から読みだされる前回の探傷
波形と受信増幅部から出力される探傷波形を加算する加
算器である。
２）、 （３）、 （４）、 （５）、 （６）、 （
７）、 （８）、 （９）、 （１０）および（１■）
は、第７図で示したものと同一であり、（１２）は受信
増幅器（８）に接続され、探傷波形を記憶すると同時に
前回の探傷波形を出力する例えばＡ／Ｄコンバータとデ
ィジタルメモリなどから構成される前回波形記憶部、
（１３）は前回波形記憶部から読みだされる前回の探傷
波形と受信増幅部から出力される探傷波形を加算する加
算器である。
第１１図は第１０図を説明するための図であり、ｎ−２
すなわち、相補系列時の場合の動作を説明する図で、第
１１図（ａ）は相補系列の場合の符号列Ａ。
すなわち、相補系列時の場合の動作を説明する図で、第
１１図（ａ）は相補系列の場合の符号列Ａ。
Ｂを示す。第１１図（ｂ）はＡ系列の場合の受信用振動
子の受信波形と総合受信波形、第１１図（Ｃ）はＢ系列
の場合の受信用振動子の受信波形と総合受信波形、第１
１図（ｄ）はＡ系列とＢ系列の総合受信波形の加算結果
を示す。
子の受信波形と総合受信波形、第１１図（Ｃ）はＢ系列
の場合の受信用振動子の受信波形と総合受信波形、第１
１図（ｄ）はＡ系列とＢ系列の総合受信波形の加算結果
を示す。
符号列制御器（１０）より制御される符号発生部（６）
では相補系列またはｎ補系列の符号列を送信繰り返し周
期で順次切り替えて送信部（５）で増幅し、送信用振動
子（１）に加える。その場合、使用する相補系列を第１
１図（ａ）に示す。相補系列の場合には、Ａ、Ｂで示す
２種の系列を使用する。
では相補系列またはｎ補系列の符号列を送信繰り返し周
期で順次切り替えて送信部（５）で増幅し、送信用振動
子（１）に加える。その場合、使用する相補系列を第１
１図（ａ）に示す。相補系列の場合には、Ａ、Ｂで示す
２種の系列を使用する。
（３１）
試験体内部を通過した超音波信号は前記説明したように
、受信用振動子（２）に戻ってくる。各受信用振動子（
２）から出力される受信信号は、符号列制御器（１０）
より同時に制御されている振動子極性切替器を通過して
Ａ系列の場合には第１１図（ｂ）、 Ｂ系列の場合には
第１１図（Ｃ）に示すような波形となり受信増幅部へ入
力される。受信増幅部（８）で増幅された超音波信号は
２例えばＡ／Ｄコンバータとディジタルメモリなどて構
成される前回波形記憶部へ格納されると同時に、前回の
受信した符号列の異なる超音波信シジを同期した読出し
て１例えばディジタル加算器などを利用した加算器（１
３）で今回と、前回の探傷波形を加算する。その動作は
、第１１図（ｂ）の（５）と、第１１図（Ｃ）の（５）
の波形を加算することと同じ意味である。その結果を第
１１図（ｄ）に示す。
、受信用振動子（２）に戻ってくる。各受信用振動子（
２）から出力される受信信号は、符号列制御器（１０）
より同時に制御されている振動子極性切替器を通過して
Ａ系列の場合には第１１図（ｂ）、 Ｂ系列の場合には
第１１図（Ｃ）に示すような波形となり受信増幅部へ入
力される。受信増幅部（８）で増幅された超音波信号は
２例えばＡ／Ｄコンバータとディジタルメモリなどて構
成される前回波形記憶部へ格納されると同時に、前回の
受信した符号列の異なる超音波信シジを同期した読出し
て１例えばディジタル加算器などを利用した加算器（１
３）で今回と、前回の探傷波形を加算する。その動作は
、第１１図（ｂ）の（５）と、第１１図（Ｃ）の（５）
の波形を加算することと同じ意味である。その結果を第
１１図（ｄ）に示す。
以上のような特徴を持った。複数の相補またはｎ補系列
を使用することは、レンジ・サイドローブの改善はもぢ
ろんであるが、複数の系列の加算結果を使用するという
特徴を持っている。例えば（３２） 外部からの電気雑音など、相関性は無いが非常に大きな
レベルの雑音が混入した場合、原理的に雑音は式（３）
から、１／ｎに圧縮出来るがそれだけではＳ／Ｎ比を十
分確保出来ない場合が考えられるここで、上記の複数の
系列の加算結果を使用するという特徴を用いれば、外来
の電気雑音は探傷に相補数列を用いた場合にはさらにｌ
／２．第９図に示すｎ補系列（ｎ ＝ ４ ）をもちい
ればさらに１／４に圧縮され、かつレンジ・サイドロー
ブを改善することが出来るという効果がある。なお、単
純な平均処理でも同様な効果が期待できるが、混入して
くる外来電気雑音が周期性をもっている場合には、繰り
返し毎に異なった自己相関関数を使用することは１周期
性のある外来電気雑音の圧縮にも原理的に効果がある。
を使用することは、レンジ・サイドローブの改善はもぢ
ろんであるが、複数の系列の加算結果を使用するという
特徴を持っている。例えば（３２） 外部からの電気雑音など、相関性は無いが非常に大きな
レベルの雑音が混入した場合、原理的に雑音は式（３）
から、１／ｎに圧縮出来るがそれだけではＳ／Ｎ比を十
分確保出来ない場合が考えられるここで、上記の複数の
系列の加算結果を使用するという特徴を用いれば、外来
の電気雑音は探傷に相補数列を用いた場合にはさらにｌ
／２．第９図に示すｎ補系列（ｎ ＝ ４ ）をもちい
ればさらに１／４に圧縮され、かつレンジ・サイドロー
ブを改善することが出来るという効果がある。なお、単
純な平均処理でも同様な効果が期待できるが、混入して
くる外来電気雑音が周期性をもっている場合には、繰り
返し毎に異なった自己相関関数を使用することは１周期
性のある外来電気雑音の圧縮にも原理的に効果がある。
さらに、送信信号に送信用振動子（１）や受信用振動子
（２）の周波数応答特性に応じた周波数特性の信号を設
定すれば、送信エネルギーを有効に超音波に変換出来る
ためＳ／Ｎ比が向上することは前記説明の通りである。
（２）の周波数応答特性に応じた周波数特性の信号を設
定すれば、送信エネルギーを有効に超音波に変換出来る
ためＳ／Ｎ比が向上することは前記説明の通りである。
さて、この発明は上記のように超音波信号の強調および
、雑音および目的外信号の圧縮などにより、Ｓ／Ｎ比の
向上を達成しているが試験体にステンレス鋼や、鋳鉄な
どの超音波の減衰がおおきなものを想定した場合につい
て検討する。
、雑音および目的外信号の圧縮などにより、Ｓ／Ｎ比の
向上を達成しているが試験体にステンレス鋼や、鋳鉄な
どの超音波の減衰がおおきなものを想定した場合につい
て検討する。
第１２図は探触子の周波数応答特性ａ、試験体の周波数
応答特性すおよび２組み合わせた場合の周波数応答特性
Ｃを示した図である。いままでの説明では、符号発生器
（６）で発生する送信信号は、第５図で示したように探
触子の中心周波数に合わせることで、エネルギーの伝達
効率を最大にするものとしてきたが２本例のように試験
体内の減衰（周波数応答特性）によっては最大効率の中
心周波数がずれる場合もある。このような場合は、符号
発生器（６）で発生する送信信号の周波数は探触子の中
心周波数ｒｐではなく、探触子と試験体の組み合わせた
周波数応答特性の中心周波数に設定することで、送信信
号のエネルギーをさらに有効に試験体内に放射し、受信
信号のＳ／Ｎ比を向上させるという効果がある。
応答特性すおよび２組み合わせた場合の周波数応答特性
Ｃを示した図である。いままでの説明では、符号発生器
（６）で発生する送信信号は、第５図で示したように探
触子の中心周波数に合わせることで、エネルギーの伝達
効率を最大にするものとしてきたが２本例のように試験
体内の減衰（周波数応答特性）によっては最大効率の中
心周波数がずれる場合もある。このような場合は、符号
発生器（６）で発生する送信信号の周波数は探触子の中
心周波数ｒｐではなく、探触子と試験体の組み合わせた
周波数応答特性の中心周波数に設定することで、送信信
号のエネルギーをさらに有効に試験体内に放射し、受信
信号のＳ／Ｎ比を向上させるという効果がある。
ところで上記発明は超音波探傷装置の欠陥からの反射エ
コー高さをＳ／Ｎ比を改善し測定する場合について適用
しているが欠陥までのビーム路程の測定や、厚さを測定
する目的で底面エコーまでのビーム路程の測定時にも目
的の信号を強調し。
コー高さをＳ／Ｎ比を改善し測定する場合について適用
しているが欠陥までのビーム路程の測定や、厚さを測定
する目的で底面エコーまでのビーム路程の測定時にも目
的の信号を強調し。
外部雑音を圧縮するため、外来雑音で目的のエコーの位
置を誤って検出することはなくなり、ビーム路程測定時
にも外来雑音除去能力を有することは言うまでもない。
置を誤って検出することはなくなり、ビーム路程測定時
にも外来雑音除去能力を有することは言うまでもない。
また１本例では送信用振動子（１）と受信用振動子（２
）を分離しているが、受信用振動子の一枚を送信用振動
子（１）と共用してもこの発明と同様な効果が得られる
ことは言うまでもない。
）を分離しているが、受信用振動子の一枚を送信用振動
子（１）と共用してもこの発明と同様な効果が得られる
ことは言うまでもない。
この発明は以上説明したとおり、送信する符号列に合わ
せて受信振動子の極性を考慮して積層することで、特殊
な自己相関計算を行うこと無しに実時間で簡便にパルス
圧縮処理を実行しＳ／Ｎ比を向上させるという効果があ
る。
せて受信振動子の極性を考慮して積層することで、特殊
な自己相関計算を行うこと無しに実時間で簡便にパルス
圧縮処理を実行しＳ／Ｎ比を向上させるという効果があ
る。
別の発明では符号列の符号−つに対応する基本（３５）
波形に周波数ｆＯの成分を持った波形を用いたので送信
エネルギーを探触子に効率良く伝えることでＳ／Ｎ比を
向上させるという効果がある。
エネルギーを探触子に効率良く伝えることでＳ／Ｎ比を
向上させるという効果がある。
また、この発明の別の発明では同一の鋭い自己相関関数
をもつ異なる２つ以−ヒの符号列を送信繰り返し周期毎
に順次切り替えて使用することで。
をもつ異なる２つ以−ヒの符号列を送信繰り返し周期毎
に順次切り替えて使用することで。
残響エコーなど、前回の送信信号が起因する妨害エコー
を低減するという効果がある。
を低減するという効果がある。
さらに、この発明の別の発明では、各自己相関関数の加
算結果が０となるような２つ以上の符号列を使用するこ
とで、レンジ・サイドローブの改善と同時に外来雑音レ
ベルをさらに圧縮するという効果がある。
算結果が０となるような２つ以上の符号列を使用するこ
とで、レンジ・サイドローブの改善と同時に外来雑音レ
ベルをさらに圧縮するという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例を示す超音波探傷装置の構
成図、第２図は第１図の動作および効果の説明図、第３
図はこの発明による符号発生器の構成図、第４図及び第
５図は第３図の動作および効果の説明図、第６図は第１
図の別な効果の説明図、第７図はこの発明の他の実施例
を示す超音波（３６） 探傷装置の構成図、第８図は第７図の説明図、第９図は
この発明のさらに別な効果の説明図、第１０図はこの発
明のさらに他の実施例を示す超音波探傷装置の構成図、
第１１図は第１０図の説明図、第１２図はこの発明のさ
らに別な効果の説明図、第１３図は従来例の説明用であ
るバーカ系列の説明図、第１４図は従来例の説明用であ
る相補系列の説明図。 １７図は従来の問題点を説明した図、第１８図は探触子
でパルス圧縮を実現する他の従来例の構成図。 第１９図は第１８図の動作の説明図である。 図において、（１）は送信用振動子、（２）は受信用振
動子、（６）は符号発生器、 （１０）は符号列制御器
、（１１）は振動子極性切替器、 （１２）は前回波形
記憶器、（１３）は加算器である。なお、各図中同一符
号は同一または相当部分を示す。
成図、第２図は第１図の動作および効果の説明図、第３
図はこの発明による符号発生器の構成図、第４図及び第
５図は第３図の動作および効果の説明図、第６図は第１
図の別な効果の説明図、第７図はこの発明の他の実施例
を示す超音波（３６） 探傷装置の構成図、第８図は第７図の説明図、第９図は
この発明のさらに別な効果の説明図、第１０図はこの発
明のさらに他の実施例を示す超音波探傷装置の構成図、
第１１図は第１０図の説明図、第１２図はこの発明のさ
らに別な効果の説明図、第１３図は従来例の説明用であ
るバーカ系列の説明図、第１４図は従来例の説明用であ
る相補系列の説明図。 １７図は従来の問題点を説明した図、第１８図は探触子
でパルス圧縮を実現する他の従来例の構成図。 第１９図は第１８図の動作の説明図である。 図において、（１）は送信用振動子、（２）は受信用振
動子、（６）は符号発生器、 （１０）は符号列制御器
、（１１）は振動子極性切替器、 （１２）は前回波形
記憶器、（１３）は加算器である。なお、各図中同一符
号は同一または相当部分を示す。
Claims (4)
- （１）試験体内部に超音波信号を送信し，かつ前記試験
体からの反射信号を超音波探触子で受信したのち，これ
を受信増幅器で増幅してゲート装置によりさだめられた
区間内に反射されたエコーの高さにより欠陥判定を行う
超音波探傷装置において，Ｔを単位時間とし，Ｔ単位時
間毎に符号を切り替え，かつ鋭い自己相関関数を持つ正
および負の二値によるＮ個の有限な符号列を発生する符
号発生器と，前記符号発生器の出力信号が供給される送
信用振動子を有し，かつ前記符号列の正および負の二値
に振動子の分極方向を対応させ，前記符号列に対し時間
順序が逆になるように接続されかつ直近の振動子間を超
音波が伝搬する時間が前記単位時間ＴとなるようにＮ個
の受信用振動子を積層した探触子とを具備して成る超音
波探傷装置。 - （２）試験体内部に超音波信号を送信し，かつ前記試験
体からの反射信号を超音波探触子で受信したのち，これ
を受信増幅器で増幅してゲート装置によりさだめられた
区間内に反射されたエコーの高さにより欠陥判定を行う
超音波探傷装置において，Ｔを単位時間とし，同一の鋭
い自己相関関数をもつ異なる２つ以上の符号列において
，それぞれの符号列を送信繰り返し周期毎に順次切り替
える符号制御器と，前記符号制御器の出力信号によりＴ
単位時間毎に符号を切り替え，正および負の二値による
有限の符号列を発生する符号発生器と，前記符号発生器
の出力信号が供給される送信用振動子を有しかつ受信用
にＮ個の振動子を振動子間を超音波が伝搬する時間を前
記単位時間Ｔとして積層した探触子と，前記受信増幅器
と前記探触子のＮ個の受信用振動子との間に接続され，
各受信用振動子から出力される信号の極性を振動子単位
に切り替えることが出来，前記符号制御器で制御される
複数の符号列に対応し，かつ時間順序が逆になるように
制御される振動子極性切替器とを具備して成る超音波探
傷装置。 - （３）試験体内部に超音波信号を送信し，かつ前記試験
体からの反射信号を超音波探触子で受信したのち，これ
を受信増幅器で増幅してゲート装置によりさだめられた
区間内に反射されたエコーの高さにより欠陥判定を行う
超音波探傷装置において，Ｔを単位時間とし，各々が異
なる自己相関関数をもち，かつ各々の自己相関関数の加
算結果がピーク以外の点ですべて０になる２つ以上の符
号列において，それぞれの符号列を送信繰り返し周期毎
に順次切り替える符号制御器と，前記符号制御器の出力
信号によりＴ単位時間毎に符号を切り替え，正および負
の二値による有限の符号列を発生する符号発生器，前記
符号発生器の出力信号が供給される送信用振動子を有し
，かつ受信用にＮ個の振動子を振動子間を超音波が伝搬
する時間を前記単位時間Ｔとして積層した探触子と，前
記探触子のＮ個の受信用振動子に接続され，各受信用振
動子から出力される信号の極性を振動子単位に切り替え
ることが出来，前記符号制御器で制御される複数の符号
列に対応し，かつ時間順序が逆になるように制御される
振動子極性切替器と，前記極性切替器からの出力を前記
受信増幅器を介して記憶し，同時に前回の波形を読みだ
す前回波形記憶部と，前記前回波形記憶部の出力波形と
前記受信増幅器の出力を加算する加算器を具備して成る
超音波探傷装置。 - （４）ｆ０を周波数とし，前記符号発生器に，Ｔ単位時
間内で周波数ｆ０の成分を持った波形を正符号と負符号
に応じて各々の位相を１８０度変化させた送信信号の発
生機能を付加したことを特徴とする特許請求の範囲第（
１）項，第（２）項，または第（３）項記載の超音波探
傷装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP1277863A JPH0781995B2 (ja) | 1989-10-25 | 1989-10-25 | 超音波探触子および超音波探傷装置 |
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- 1990-10-11 EP EP90119521A patent/EP0424744B1/en not_active Expired - Lifetime
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