JPH03133219A - 高安定性エコーキャンセラ - Google Patents
高安定性エコーキャンセラInfo
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- JPH03133219A JPH03133219A JP27209889A JP27209889A JPH03133219A JP H03133219 A JPH03133219 A JP H03133219A JP 27209889 A JP27209889 A JP 27209889A JP 27209889 A JP27209889 A JP 27209889A JP H03133219 A JPH03133219 A JP H03133219A
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Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の概要〕
周波数領域の高安定性音響エコーキャンセラに関し、
ＰＢＡＦ−ＡＩＦＤアルゴリズムの収束特性を改善する
ことを目的とし、 人力信号の高速フーリエ変換部、該変換部の出力に対し
折り畳み演算を行なうコンボリューション処理部、該処
理部の出力に対し高速逆フーリエ変換を行なって疑似エ
コーを出力する高速逆フーリエ変換部、該疑似エコーと
実エコーとの差のエラー信号を受けてコンボリューショ
ン処理部のタップ係数の更新を行なう更新処理部を有す
るエコーキャンセラにおいて、該更新処理部を、エラー
信号を受ける高速フーリエ変換部、該変換部の出力と遅
延させた前記入力信号との積を求める相関部、相関部の
出力に対する高速逆フーリエ変換部、該変換部の出力を
受けてタップ係数の更新を行ないそして０挿入を行なう
タップ調整と０挿入処理部、該処理部の出力に対して高
速フーリエ変換を行なって得た更新タップ係数をコンボ
リューション処理部へ出力する高速フーリエ変換部、で
構成した。
ことを目的とし、 人力信号の高速フーリエ変換部、該変換部の出力に対し
折り畳み演算を行なうコンボリューション処理部、該処
理部の出力に対し高速逆フーリエ変換を行なって疑似エ
コーを出力する高速逆フーリエ変換部、該疑似エコーと
実エコーとの差のエラー信号を受けてコンボリューショ
ン処理部のタップ係数の更新を行なう更新処理部を有す
るエコーキャンセラにおいて、該更新処理部を、エラー
信号を受ける高速フーリエ変換部、該変換部の出力と遅
延させた前記入力信号との積を求める相関部、相関部の
出力に対する高速逆フーリエ変換部、該変換部の出力を
受けてタップ係数の更新を行ないそして０挿入を行なう
タップ調整と０挿入処理部、該処理部の出力に対して高
速フーリエ変換を行なって得た更新タップ係数をコンボ
リューション処理部へ出力する高速フーリエ変換部、で
構成した。
本発明は、周波数領域の高安定性音響エコーキャンセラ
に関する。
に関する。
音響エコーキャンセラは、テレビ会議システムやハンド
フリー電話機などで用いられる。テレビ会議システム１
に用いるエコーキャンセラでは３００ｍ５などの長いイ
ンパルス応答が必要で、このため、時間領域の適応ＦＩ
Ｒフィルタを用いると４０００タツプなどの多数のタッ
プ係数が必要で、計算量も多い、この点、本発明者等が
開発した周波数領域分割処理（ＰＢＡＦ ； Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｂｉｎ Ａｄａｐｔｉ−ｖｅ Ｆｉｌｔｅ
ｒｉｎｇ）によるエコーキャンセラは、時間領域直接処
理型に較べて約１７４のハードウェア量で済み、計算量
も減少する。そして伝送遅延も、従来の周波数領域適応
フィルタ（ＦＤＡＦ）と比べて大幅に減少する。本発明
はこのＦＢＡＰの改良に係るものである。
フリー電話機などで用いられる。テレビ会議システム１
に用いるエコーキャンセラでは３００ｍ５などの長いイ
ンパルス応答が必要で、このため、時間領域の適応ＦＩ
Ｒフィルタを用いると４０００タツプなどの多数のタッ
プ係数が必要で、計算量も多い、この点、本発明者等が
開発した周波数領域分割処理（ＰＢＡＦ ； Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｂｉｎ Ａｄａｐｔｉ−ｖｅ Ｆｉｌｔｅ
ｒｉｎｇ）によるエコーキャンセラは、時間領域直接処
理型に較べて約１７４のハードウェア量で済み、計算量
も減少する。そして伝送遅延も、従来の周波数領域適応
フィルタ（ＦＤＡＦ）と比べて大幅に減少する。本発明
はこのＦＢＡＰの改良に係るものである。
第７図にＦＢＡＦの要部構成を示す。テレビ会議システ
ムでは相手会議室からの音声信号である受信信号Ｘ（ｎ
）は、エコー経路（自会話室）に入ってスピーカを鳴ら
しし、そして自会議室のマイクから入力された音声信号
（エコーとなるスピーカの音も含まれる）ｄ（９）が減
算器８８で、エコーキャンセラの出力（疑似エコー）を
減算され、残り（相手会議室へ送信すべき音声信号と残
留エコー）ｅ（２）が相手会議室へ送出される。
ムでは相手会議室からの音声信号である受信信号Ｘ（ｎ
）は、エコー経路（自会話室）に入ってスピーカを鳴ら
しし、そして自会議室のマイクから入力された音声信号
（エコーとなるスピーカの音も含まれる）ｄ（９）が減
算器８８で、エコーキャンセラの出力（疑似エコー）を
減算され、残り（相手会議室へ送信すべき音声信号と残
留エコー）ｅ（２）が相手会議室へ送出される。
エコーキャンセラは受信信号から予測信号（疑似エコー
）を生成するもので、この予測信号が真のエコーに可及
的に一致するようにフィルタのタップ係数を制御する（
適応フィルタリング）。第７図の左半分８２〜８７が予
測信号の生成部、右半分８９〜９３がタップ係数制御部
である。
）を生成するもので、この予測信号が真のエコーに可及
的に一致するようにフィルタのタップ係数を制御する（
適応フィルタリング）。第７図の左半分８２〜８７が予
測信号の生成部、右半分８９〜９３がタップ係数制御部
である。
Ｎ′サンプルオーバラップ部８２では入力信号Ｘ （ｎ
）をＮ′サンプルづつ一度にシフトしてオーバさせ、２
Ｎ’個の系列を作る。こ＼でＮ′は、音響エコーのイン
パルス応答のサンプル数ＮをＮ′サンプルずつのにブロ
ックに分けたもの、即ちＮ′＝Ｎ／にである。これを２
Ｎ’ポイントＦＦＴ部８３で高速フーリエ変換し、各複
数段の遅延回路８４？〜８４讐−１，・・・・・・ ８
４？Ｎ−１〜８４＝〒、；１へ出力する。遅延回路の各
段（入力信号のサンプリング数ｎに対応して遅延させる
）の出力は乗算器で係数Ｗ：、。〜ｗ、、 ＩＦ−１＋
ｍ、 ｗｅ、 ｏ−’−Ｗ：＋ ｘ：：を乗算され、
その結果（積）が加算器８５゜〜８５！Ｎ−１で積算さ
れる。このＦＩＲフィルタリング処理部９４の出力は２
Ｎ’ ポイントＩＦＦＴ部８６で高速逆フーリエ変換し
、後半のＮ″サンプル部８７で、前半のＮ′サンプルを
除いて後半のＮ′サンプルを採り、これを疑似エコーと
して減算器８８へ出力する。
）をＮ′サンプルづつ一度にシフトしてオーバさせ、２
Ｎ’個の系列を作る。こ＼でＮ′は、音響エコーのイン
パルス応答のサンプル数ＮをＮ′サンプルずつのにブロ
ックに分けたもの、即ちＮ′＝Ｎ／にである。これを２
Ｎ’ポイントＦＦＴ部８３で高速フーリエ変換し、各複
数段の遅延回路８４？〜８４讐−１，・・・・・・ ８
４？Ｎ−１〜８４＝〒、；１へ出力する。遅延回路の各
段（入力信号のサンプリング数ｎに対応して遅延させる
）の出力は乗算器で係数Ｗ：、。〜ｗ、、 ＩＦ−１＋
ｍ、 ｗｅ、 ｏ−’−Ｗ：＋ ｘ：：を乗算され、
その結果（積）が加算器８５゜〜８５！Ｎ−１で積算さ
れる。このＦＩＲフィルタリング処理部９４の出力は２
Ｎ’ ポイントＩＦＦＴ部８６で高速逆フーリエ変換し
、後半のＮ″サンプル部８７で、前半のＮ′サンプルを
除いて後半のＮ′サンプルを採り、これを疑似エコーと
して減算器８８へ出力する。
減算器８８の出力ｅＱｃ）は相手側へ送出されると共に
、前半Ｎ′サンプルへのＯ挿入部８９へ入力して、後半
へＮ′個のＯを挿入されて２Ｎ’個になり、２Ｎ’ポイ
ントＦＦＴ部９０へ入って高速フーリエ変換される。こ
のＦＦＴ部９０の後に相関部９１があり、これはに群の
乗算器９１８〜Ｎ゛ポイントＦＦＴ部９０の出力と、処
理部９４の各遅延段の出力（＊印で示す）と乗算する。
、前半Ｎ′サンプルへのＯ挿入部８９へ入力して、後半
へＮ′個のＯを挿入されて２Ｎ’個になり、２Ｎ’ポイ
ントＦＦＴ部９０へ入って高速フーリエ変換される。こ
のＦＦＴ部９０の後に相関部９１があり、これはに群の
乗算器９１８〜Ｎ゛ポイントＦＦＴ部９０の出力と、処
理部９４の各遅延段の出力（＊印で示す）と乗算する。
乗算結果は２Ｎ’ ポイントＩＦＦＴ部９２゜〜９２に
−１で高速逆フーリエ変換され、その結果の前半Ｎ′個
と後半に詰め込まれるＮ゛個のＯとが２Ｎ’ポイントＦ
ＦＴ部９３゜〜９３１１−１に入力し、こ−で高速フー
リエ変換される。各ＦＦ７部９３゜〜９３に−１の出力
が、前記りｙ フ係数ＷｘＦｏ、 〜ｗ：ｒｏ；”・・
・・・・、ｗ、、’、、〜ｗＨ九：：である。
−１で高速逆フーリエ変換され、その結果の前半Ｎ′個
と後半に詰め込まれるＮ゛個のＯとが２Ｎ’ポイントＦ
ＦＴ部９３゜〜９３１１−１に入力し、こ−で高速フー
リエ変換される。各ＦＦ７部９３゜〜９３に−１の出力
が、前記りｙ フ係数ＷｘＦｏ、 〜ｗ：ｒｏ；”・・
・・・・、ｗ、、’、、〜ｗＨ九：：である。
相関部９１ではＦＦＴ９０で周波数領域へ変換されたエ
ラー信号ｅ（９）に、遅延された入力信号Ｘ （ｎ）を
乗算する。この結果がＩＰＦＴ９２で時間領域へ変換さ
れ、６０挿入してＦＦＴ９３で再び周波数領域へ変換さ
れ、タップ係数となる。
ラー信号ｅ（９）に、遅延された入力信号Ｘ （ｎ）を
乗算する。この結果がＩＰＦＴ９２で時間領域へ変換さ
れ、６０挿入してＦＦＴ９３で再び周波数領域へ変換さ
れ、タップ係数となる。
この第７図のＦＢＡＦではＦ Ｆ ＴＳＩＦＦＴ部にハ
ーフオーバラップ型の構成を採るので所要演算量を削減
でき、インパルス応答の分割ブロック長とタップ係数適
応制御のブロック長を１：１に対応させ、その長さは自
由に選定することができるから柔軟な構成であり、遅延
Ｎ′ も小さ（なる。
ーフオーバラップ型の構成を採るので所要演算量を削減
でき、インパルス応答の分割ブロック長とタップ係数適
応制御のブロック長を１：１に対応させ、その長さは自
由に選定することができるから柔軟な構成であり、遅延
Ｎ′ も小さ（なる。
ントの半分にＯを挿入する必要がある。この投影を、Ｆ
ＢＡＰアルゴリズムにおける拘束（ｃｏｎｓｔｒａｉｎ
ｔ）アプローチとよぶ、グラジェントベクトルへの拘束
を行なったのち、周波数領域へ戻って、投影グラジェン
トベクトルに比例かつ逆極性でタップ係数ベクトルを適
応させる。この方法は周波数領域における適応（Ａｄｐ
ｔａｔｉｏｎ Ｉｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＤｏＩＩＩ
ａｉｎＨＡＩＦＤ）と呼ぶ。ＡＩＦＤにおいては、タッ
プ調整は次式で行なわれる。
ＢＡＰアルゴリズムにおける拘束（ｃｏｎｓｔｒａｉｎ
ｔ）アプローチとよぶ、グラジェントベクトルへの拘束
を行なったのち、周波数領域へ戻って、投影グラジェン
トベクトルに比例かつ逆極性でタップ係数ベクトルを適
応させる。この方法は周波数領域における適応（Ａｄｐ
ｔａｔｉｏｎ Ｉｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＤｏＩＩＩ
ａｉｎＨＡＩＦＤ）と呼ぶ。ＡＩＦＤにおいては、タッ
プ調整は次式で行なわれる。
Ｗ＠（ｋ＋ｌ） −ｗ＊Ｑｃ）−μＦＦＴ ［，仮）、
Ｏ，Ｏ，・・・０１・・・・・・（１） このＡＩＦＤ法に対するコンピュータシミュレーション
結果を第６図に示す、こ−ではＮ’＝６４゜Ｋ−４，μ
−〇、０１としており、そしてエコーバスＥ、 Ｐのイ
ンパルス応答は次の１２８サンプルを持つ。
Ｏ，Ｏ，・・・０１・・・・・・（１） このＡＩＦＤ法に対するコンピュータシミュレーション
結果を第６図に示す、こ−ではＮ’＝６４゜Ｋ−４，μ
−〇、０１としており、そしてエコーバスＥ、 Ｐのイ
ンパルス応答は次の１２８サンプルを持つ。
〔発明が解決しようとする課題〕
こ−でＲｉは±１の間のランダム数であり、δこの第
７図のＦＢＡＦでは、グラジェント（ｇｒａｄま は
デイラックのデルタ関数である。
こ−でＲｉは±１の間のランダム数であり、δこの第
７図のＦＢＡＦでは、グラジェント（ｇｒａｄま は
デイラックのデルタ関数である。
たは）ベクトルを時間領域へ投影し、そのボイ 第
６図から明らかなように、このアルゴリズムは一度収束
するが、その後発散する傾向がある。
６図から明らかなように、このアルゴリズムは一度収束
するが、その後発散する傾向がある。
事実、シミニレ−ジョンを続けると発散して、最初のポ
ジションへは決して戻らない。これは、周波数領域での
エコーキャンセルの欠点である。この問題は、ＦＢＡＦ
アルゴリズムに起因するというよりは、既知のＦＤＡＦ
アルゴリズム（こ−ではに＝１）に起因するものであり
、そして計算量の著しい減少というＦＢＡＦまたはＦＤ
ＡＦの有益性を損ねるものである。この問題は、実際に
作られたエコーキャンセラのハードウェアでまたそのソ
フトウェアのシミュレーション結果で見出されている。
ジションへは決して戻らない。これは、周波数領域での
エコーキャンセルの欠点である。この問題は、ＦＢＡＦ
アルゴリズムに起因するというよりは、既知のＦＤＡＦ
アルゴリズム（こ−ではに＝１）に起因するものであり
、そして計算量の著しい減少というＦＢＡＦまたはＦＤ
ＡＦの有益性を損ねるものである。この問題は、実際に
作られたエコーキャンセラのハードウェアでまたそのソ
フトウェアのシミュレーション結果で見出されている。
本発明は、このＦＢＡＦ−＾ＩＦＤアルゴリズムの収束
特性を改善することを目的とするものである。
特性を改善することを目的とするものである。
第１図に示すように本発明では、ＩＦＦＴ部９２で高速
逆フーリエ変換して時間領域へ変換した相関部９１の出
力でタップ調整する。この調整された時間領域のタップ
係数にＯ挿入し、然るのちＦＦＴ部９３で拘束フーリエ
変換する。このタップ調整と０挿入処理部をブロック１
０で示す。ＦＦＴ部９３の出力は新タップ係数であり、
これをコンボリューション（ＦＩＲフィルタリング）処
理部９４で使用する。
逆フーリエ変換して時間領域へ変換した相関部９１の出
力でタップ調整する。この調整された時間領域のタップ
係数にＯ挿入し、然るのちＦＦＴ部９３で拘束フーリエ
変換する。このタップ調整と０挿入処理部をブロック１
０で示す。ＦＦＴ部９３の出力は新タップ係数であり、
これをコンボリューション（ＦＩＲフィルタリング）処
理部９４で使用する。
全図を通常してそうであるが、この図の他の図と同じ部
分には同じ符号が付しである。既提案のものと比べて本
発明が異なる点は、タップ調整位置である。
分には同じ符号が付しである。既提案のものと比べて本
発明が異なる点は、タップ調整位置である。
このように本発明では、グラジェントベクトルに対して
Ｏ挿入しＦＦＴして周波数領域へ戻る代りに、時間領域
でタップ調整し、調整された時間領域のタップ係数にＯ
挿入し、ＦＦＴして周波数領域へ戻し、得られた新タッ
プ係数を直接コンボリューション演算で使用する。この
方法を＾ＩＴＤ（Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｉｎ ｔｉｍ
ｅ ｄｏｍａｉｎ）と呼ぶことにする。
Ｏ挿入しＦＦＴして周波数領域へ戻る代りに、時間領域
でタップ調整し、調整された時間領域のタップ係数にＯ
挿入し、ＦＦＴして周波数領域へ戻し、得られた新タッ
プ係数を直接コンボリューション演算で使用する。この
方法を＾ＩＴＤ（Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｉｎ ｔｉｍ
ｅ ｄｏｍａｉｎ）と呼ぶことにする。
第２図にＡＩＴＤ法のコンピュータシミュレーション結
果を示す。こ−では状態は第６図と同じにしている０図
から分るように、へＩＴＤ法では収束後の収束特性の悪
化はない。この＾ｌ↑口法は安定であり、周波数領域の
適応フィルタリングに対し、＾ＩＦＤ法と比べて、ＦＢ
ＡＦに有望な方法である。
果を示す。こ−では状態は第６図と同じにしている０図
から分るように、へＩＴＤ法では収束後の収束特性の悪
化はない。この＾ｌ↑口法は安定であり、周波数領域の
適応フィルタリングに対し、＾ＩＦＤ法と比べて、ＦＢ
ＡＦに有望な方法である。
第４図に本発明の実施例を示す。タップ調整及び０挿入
部１０（。〜ト、は相互を区別する添字で、適宜省略す
る）は減算器１２と遅延素子１４を各ポイントに対して
有し、次式で示されるタップ係数の更新を行なう。
部１０（。〜ト、は相互を区別する添字で、適宜省略す
る）は減算器１２と遅延素子１４を各ポイントに対して
有し、次式で示されるタップ係数の更新を行なう。
ｗ ｓ （ｋ＋ １） ＝ ｗ 、（ト）−μ（９）
・・・・・・（３）鴇瀾＝ＦＰＴ［Ｗｍ（ｋ
）、０，０．・・・・・・０１ ・・・・・・
（４）こ＼でｗｅ（ｋ＋ｌ） 、ｗ、（ｋ）は更新前、
後の時間領域でのタップ係数、Ｗｍ（ｋ）は周波数領域
でのタップ係数で第５図でＷえ、２などと表わしたもの
である。μはステップサイズであり、、（ト）はＩＦＦ
Ｔ ９２からの入力、０，０．・・・・・・０は０挿入
したＮ′個の０である。、（ト）にステップサイズμを
掛け、コレをＷｍｍｃｋ）から引いたものをｗｅ（ｋ＋
ｌ）とし、ｗ。
・・・・・・（３）鴇瀾＝ＦＰＴ［Ｗｍ（ｋ
）、０，０．・・・・・・０１ ・・・・・・
（４）こ＼でｗｅ（ｋ＋ｌ） 、ｗ、（ｋ）は更新前、
後の時間領域でのタップ係数、Ｗｍ（ｋ）は周波数領域
でのタップ係数で第５図でＷえ、２などと表わしたもの
である。μはステップサイズであり、、（ト）はＩＦＦ
Ｔ ９２からの入力、０，０．・・・・・・０は０挿入
したＮ′個の０である。、（ト）にステップサイズμを
掛け、コレをＷｍｍｃｋ）から引いたものをｗｅ（ｋ＋
ｌ）とし、ｗ。
（ト）にＯ挿入したものをＦＦＴして新タップ係数Ｗ。
（９）とする。
＾ＩＴＤ法では、安定度改善の他に、計算量が一層低減
する。即ち、ＡＩＦＤでは１タツプ係数更新に２Ｎ′回
の加算操作が必要であるが、ＡＩＴＤではＮ′回の加算
操作でよい（時間領域では実部だけの演算でよいが、周
波数領域では実部と虚部の演算が必要）。
する。即ち、ＡＩＦＤでは１タツプ係数更新に２Ｎ′回
の加算操作が必要であるが、ＡＩＴＤではＮ′回の加算
操作でよい（時間領域では実部だけの演算でよいが、周
波数領域では実部と虚部の演算が必要）。
第２図、第６図では入力に白色雑音を使用しておりそし
て（１）式、（３）式〇μは定数としている。人力が音
声である（これは強い相関性を持つ）と、収束は遅くな
る。この問題には、タップ係数調整のステップサイズμ
を正規化するとよい。次式に正規化要領を示す。
て（１）式、（３）式〇μは定数としている。人力が音
声である（これは強い相関性を持つ）と、収束は遅くな
る。この問題には、タップ係数調整のステップサイズμ
を正規化するとよい。次式に正規化要領を示す。
・・・・・・（６）
ニーでαは定数、σ１”（ｋ）は第１番の周波数区分（
ｂｉｎ）のパワー、βは０〜ｌ内の忘れ係数である。
ｂｉｎ）のパワー、βは０〜ｌ内の忘れ係数である。
パワーは周波数領域で計算されるから、パワーによる正
規化は周波数領域で行なう、即ちエラーと入力信号との
乗算の直後で行なう（こ＼ではＡｔＴＤを用いるけれど
も）。
規化は周波数領域で行なう、即ちエラーと入力信号との
乗算の直後で行なう（こ＼ではＡｔＴＤを用いるけれど
も）。
入力信号が音声信号である場合の収束特性を第３図に示
す。この例では、エコー経路のインパルス応答は４００
０サンプルを有する。α＝１．β＝０゜８、Ｎ’＝１２
８．に＝３２である。白色雑音の場合に比べて収束は遅
いが、収束後の発散はないのは第２図と同様である。同
じ条件でμ＝０．０００２とした、即ちμの正規化を行
なわなかった所、この第３図の時間（最大１２秒）では
収束が見い出せなかった。
す。この例では、エコー経路のインパルス応答は４００
０サンプルを有する。α＝１．β＝０゜８、Ｎ’＝１２
８．に＝３２である。白色雑音の場合に比べて収束は遅
いが、収束後の発散はないのは第２図と同様である。同
じ条件でμ＝０．０００２とした、即ちμの正規化を行
なわなかった所、この第３図の時間（最大１２秒）では
収束が見い出せなかった。
ＦＦＴの計算、ベクトル乗算、加算は具体的にはベクト
ルシグナルプロセッサ■ＳＰで行なう。
ルシグナルプロセッサ■ＳＰで行なう。
第５図にそのハードウェアを示す。ＶＳＰには例えばＺ
Ｒ３４１６１（ＺＯＲＡＮ−ＶＳＰ）を用い、これは
１指令では１２８、ポイントＦＦＴを２３７．！／Ｓｅ
ｃで実行できる。ＶＳＰ＃１はマスクプロセッサで、主
バスＢＵＳ＃１とＲＡＭを通して他のＶＳＰの処理デー
タを収集し、またこれはＶ Ｓ Ｐ＃３〜＃１２と同じ
タスクを実行する。ＶＳＰ＃２は入力ＦＦＴを計算する
。デジタルシグナルプロセッサＤＳＰは送信Ｔ１受信Ｒ
，スピーカＳＰ、マイクＭＩＫなどのデータ処理とイン
タフェース機能を実行する。この装置はマルチプロセッ
サシステムになっており、データ等の授受はデュアルポ
ートラムＤＰＲを介して行なうようにして処理能力を向
上させている。ＦＦＴのサイズは本例では２５６ポイン
ト、遅延回路の段数（遅延線のタップ数）は３３で、Ｖ
ＳＰ＃３．＃４．・・・・・・等は３タツプの分の計算
を行なう。
Ｒ３４１６１（ＺＯＲＡＮ−ＶＳＰ）を用い、これは
１指令では１２８、ポイントＦＦＴを２３７．！／Ｓｅ
ｃで実行できる。ＶＳＰ＃１はマスクプロセッサで、主
バスＢＵＳ＃１とＲＡＭを通して他のＶＳＰの処理デー
タを収集し、またこれはＶ Ｓ Ｐ＃３〜＃１２と同じ
タスクを実行する。ＶＳＰ＃２は入力ＦＦＴを計算する
。デジタルシグナルプロセッサＤＳＰは送信Ｔ１受信Ｒ
，スピーカＳＰ、マイクＭＩＫなどのデータ処理とイン
タフェース機能を実行する。この装置はマルチプロセッ
サシステムになっており、データ等の授受はデュアルポ
ートラムＤＰＲを介して行なうようにして処理能力を向
上させている。ＦＦＴのサイズは本例では２５６ポイン
ト、遅延回路の段数（遅延線のタップ数）は３３で、Ｖ
ＳＰ＃３．＃４．・・・・・・等は３タツプの分の計算
を行なう。
以上説明したように本発明によれば、周波数領域の適応
フィルタの収束特性を安定化することができる。
フィルタの収束特性を安定化することができる。
エコーキャンセラにおいて、計算負荷と伝送遅延の減少
のためにＦＢＡＦが提案されたが、本発明は安定な特性
を得るためのそのタップ調整位置の新しい方法即ち時間
領域でのタップ調整を提示する。
のためにＦＢＡＦが提案されたが、本発明は安定な特性
を得るためのそのタップ調整位置の新しい方法即ち時間
領域でのタップ調整を提示する。
また本発明ではステップサイズを対応する周波数ｂｉｎ
のパワーにより正規化し、これによりＡＩＴＯアルゴリ
ズムにおける相関度の高い音声入力信号に対する収束を
速めることができる。
のパワーにより正規化し、これによりＡＩＴＯアルゴリ
ズムにおける相関度の高い音声入力信号に対する収束を
速めることができる。
第１図は本発明の原理図、
第２図および第３図は本発明での収束特性例を示すグラ
フ、 第４図は本発明の実施例を示すブロック図、第５図は第
４図を実現するハードウェアを示すブロック図、 第６図は既提案方式の収束特性を示すグラフ、第７図は
ＦＢＡＦの要部構成を示すブロック図である。 第１図でＸ （ｎ）は入力信号、ｄＱｃ）はエコーパス
出力信号、８３はＦＦＴブロック、９４はコンボリュー
ション処理部、８６はＩＦＰＴ部、ｅ（ト）はエラー信
号、９１は乗算器、９２はＩＰＰＴ部、１０はタップ調
整と０挿入処理部、９３はＦＦＴ部である。
フ、 第４図は本発明の実施例を示すブロック図、第５図は第
４図を実現するハードウェアを示すブロック図、 第６図は既提案方式の収束特性を示すグラフ、第７図は
ＦＢＡＦの要部構成を示すブロック図である。 第１図でＸ （ｎ）は入力信号、ｄＱｃ）はエコーパス
出力信号、８３はＦＦＴブロック、９４はコンボリュー
ション処理部、８６はＩＦＰＴ部、ｅ（ト）はエラー信
号、９１は乗算器、９２はＩＰＰＴ部、１０はタップ調
整と０挿入処理部、９３はＦＦＴ部である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力信号（Ｘ（ｎ））の高速フーリエ変換部（８３
）、該変換部の出力に対し折り畳み演算を行なうコンボ
リューション処理部、該処理部の出力に対し高速逆フー
リエ変換を行なって疑似エコーを出力する高速逆フーリ
エ変換部（８６）、該疑似エコーと実エコーとの差のエ
ラー信号（ｅ（ｋ））を受けてコンボリューション処理
部のタップ係数の更新を行なう更新処理部を有するエコ
ーキャンセラにおいて、 該更新処理部を、エラー信号を受ける高速フーリエ変換
部（９０）、該変換部の出力と遅延させた前記入力信号
との積を求める相関部（９１）、相関部の出力に対する
高速逆フーリエ変換部（９２）、該変換部（９２）の出
力を受けてタップ係数の更新を行ないそして０挿入を行
なうタップ調整と０挿入処理部（１０）、該処理部（１
０）の出力に対して高速フーリエ変換を行なって得た更
新タップ係数をコンボリューション処理部へ出力する高
速フーリエ変換部（９３）、で構成したことを特徴とす
る高安定性エコーキャンセラ。 ２、タップ調整と０挿入処理部（１０）が次式で示され
るタップ係数更新を行ない、 ｗ＿ｍ（ｋ＋ｌ）＝ｗ＿ｍ（ｋ）−μ▽＿ｍ（ｋ）Ｗ＿
ｍ（ｋ）＝ＦＦＴ〔ｗ＿ｍ（ｋ），０，０，・・・０〕
こゝでｗ＿ｍは時間領域でのタップ係数、Ｗ＿ｍは周波
数領域でのタップ係数、μはステップサイズ・ステップ
サイズμを周波数区分のパワーで正規化することを特徴
とする請求項１記載の高安定性エコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27209889A JPH03133219A (ja) | 1989-10-19 | 1989-10-19 | 高安定性エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27209889A JPH03133219A (ja) | 1989-10-19 | 1989-10-19 | 高安定性エコーキャンセラ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03133219A true JPH03133219A (ja) | 1991-06-06 |
Family
ID=17509054
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27209889A Pending JPH03133219A (ja) | 1989-10-19 | 1989-10-19 | 高安定性エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03133219A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013128783A1 (ja) * | 2012-03-01 | 2013-09-06 | 日本電気株式会社 | デジタル信号処理装置、受信装置、及び信号送受信システム |
-
1989
- 1989-10-19 JP JP27209889A patent/JPH03133219A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013128783A1 (ja) * | 2012-03-01 | 2013-09-06 | 日本電気株式会社 | デジタル信号処理装置、受信装置、及び信号送受信システム |
| JPWO2013128783A1 (ja) * | 2012-03-01 | 2015-07-30 | 日本電気株式会社 | デジタル信号処理装置、受信装置、及び信号送受信システム |
| US9385766B2 (en) | 2012-03-01 | 2016-07-05 | Nec Corporation | Digital signal processing device, receiving device, and signal transmitting and receiving system |
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