JPH03132217A - ディジタルデータの高能率符号化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力ディジタルデータの符号化を行うディジ
タルデータの高能率符号化装置に関するものである。

〔発明の概要〕

本発明は、入力ディジタルデータを複数のサンプルデー
タからなるブロックに変換して各ブロック単位に直交変
換を行い、得られた係数データを周波数軸方向のバンド
毎に所定のビット数で量子化するようにしたディジタル
データの高能率符号化装置において、ブロック化された
データの時間軸方向のレベル変化のパターンの検出出力
に応じてビット配分を制御するようにしたことにより、
入力ディジタルデータの性質に応じた効率的な符号化を
行うことができるディジタルデータの高能率符号化装置
を提供するものである。

〔従来の技術） オーディオ、音声等の信号の高能率符号化においては、
オーディオ、音声等の入力信号を時間軸又は周波数軸で
複数のチャンネルに分割すると共に、各チャンネル毎の
ビット数を適応的に割当てるビットアロケーション（ビ
ット割当て）による符号化技術がある３例えば、オーデ
ィオ信号等の上記ビット割当てによる符号化技術には、
時間軸上のオーディオ信号等を複数の周波数帯域に分割
して符号化する帯域分割符号化（サブ・バンド・コーデ
ィング：５ＢＣ）’や、時間軸の信号を周波数軸上の信
号に変換（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し各
帯域毎で適応的に符号化するいわゆる適応変換符号化（
ＡＴＣ）、或いは、上記ＳＢＣといわゆる適応予測符号
化（ＡＰＣ）とを組み合わせ、時間軸の信号を帯域分割
して各帯域信号をベースバンド（低域）に変換した後複
数次の線形予測分析を行って予測符号化するいわゆる適
応ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等の符号化技術がある
。

ここで、上述のような高能率符号化の適応変換符号化の
一手法として、例えば、オーディオ信号等を高速フーリ
エ変換等を用いて周波数分析し、その分析結果に基づい
た適応的な割当てビット数で符号化を行うような方法が
ある。このような場合には、例えば、音質上（人間の聴
覚特性上）の重要な周波数帯域に多くのビット数を割当
て、逆に重要性の少ない帯域には割当てるビット数を少
なくするようにしている。

（発明が解決しようとする課題） しかし、上述のような適応変換符号化のように周波数軸
上でのビットアロケーションを行うような場合、上記周
波数分析精度と時間分析精度は反比例の関係にあるため
、例えば、周波数分析精度を上げようとすると、時間分
析精度が低下することになり、人力信号の過渡的な変化
に対応できない場合が生ずる。すなわち、例えば、オー
ディオ信号等を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）等によって
直交変換（周波数軸に変換）して周波数分析を行うよう
な場合において、サンプリング周波数ｆｓが４８ｋＨｚ
、周波数分板長２０４８ポイントの場合、分析時間は約
４３−３となる。このように、分析時間が約４３−ｓと
長くなるような時には、その分析時間ブロック内で信号
の状態が大きく変化してしまうような場合が発生する虞
れがある０例えば、第９図に示すように、分析される時
間ブロックＢの前半部が無信号で後半部に信号（エネル
ギ）が偏っているような信号となる場合があり、このよ
うな時に、当該分析時間ブロックＢのオーディオ信号を
例えば高速フーリエ変換した後、逆高速フーリエ変換す
ることで得られる信号は第１０図に示すような信号とな
る。すなわち、この第１０図においては、高速フーリエ
変換処理を行うことによって、分析時間ブロックＢの後
半部の信号によって、本来無信号であった前半部にノイ
ズが目立ってくるようになる。

そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案され
たものであり、入力信号の時間軸上の過渡的な変化に対
応して最適な周波数軸上のビットアロケーションを行う
ことができるディジタルデータの高能率符号化装置を捷
供することを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のディジタルデータの高能率符号化装置は、上述
の目的を達成するために提案されたものであり、入力デ
ィジタルデータを複数のサンプルデータからなるブロッ
クに変換した後、各ブロック単位に直交変換を行い、得
られた係数データを周波数軸方向のバンド毎に所定のビ
ット数を与えて量子化するようにしたディジタルデータ
の高能率符号化装置において、上記ブロック化されたデ
ータの時間軸方向のレベル変化のパターンを検出し、こ
の検出出力に応じて上記ビット配分を制御するようにし
たものである。

〔作用〕

本発明によれば、ブロック化されたデータの時間軸方向
のレベル変化のパターンを検出し、この検出出力に応じ
てビット配分を制御することによって、人間の耳の特性
を考慮した、特に時間軸方向のマスキングを考慮した最
適な周波数軸のビット割当てが行えるようになる。

（実施例〕 以下、本発明を通用した実施例について図面を参照しな
がら説明する。

本実施例のディジタルデータの高能率符号化装置は、オ
ーディオ或いは音声等の入力ディジタルデータを、適応
変換符号化（ＡＴＣ）によって高能率符号化するもので
ある。

先ず、第１図に示す本実施例装置の入力端子４１に供給
されたオーディオ等の人力ディジタルデータは、ブロッ
ク化回路５１に伝送される。当該ブロック化回路５１で
は、例えば、２０４８サンプルの入力ディジタルデータ
を所定時間毎にブロック化することで複数のサンプルデ
ータからなる時間ブロックを得ている。このブロック化
回路５１で単位時間毎にブロック化された入力ディジタ
ルデータは、高速フーリエ変ｔＡ（ＦＦＴ）回路５２に
よって各単位時間ブロック毎に直交変換されることで、
時間軸が周波数軸に変換されたＦＦＴ係数データがブロ
ック毎に得られる。すなわち、当該高速フーリエ変換回
路５２では、時間軸の入力信号に対して、例えば２０４
８点（サンプル）の高速フーリエ変換処理を行うとする
と、例えば、１０２３点の位相角、１０２５点の振幅項
（又は１０２３点の虚数部、１０２５点の実数部）のＦ
ＦＴ係数データが得られる。

次に、後述する割当てビット数決定回路６６からの割当
てビット数情報に基づいて、これら各ＦＦＴ係数データ
のブロック毎に所定のビット数を与えて量子化回路６７
で量子化するようにしている。この量子化回路６７の量
子化出力が本実施例装置の出力端子４２から出力される
。

また、上記高速フーリエ変換回路５２で得られたブロッ
ク単位のＦＦＴ係数データは、クリティカルバンド分割
回路５３に伝送される。当該クリティカルバンド分割回
路５３では、いわゆる臨界帯域幅（クリティカルバンド
）で上記ＦＦＴ係数データをバンド分割している。ここ
で、上記クリティカルバンドとは、人間の聴覚特性（周
波数分析姥力）を考慮したものであり、オーディオ信号
等を例えば２５バンドに分け、高い周波数帯域はどバン
ド幅を広くしているものである。また、当該クリティカ
ルバンド分割回路５３では、各クリティカルバンド毎の
エネルギ（各バンドでのスペクトル強度）が、各バンド
内のそれぞれのＦＦＴ係数データの総和（ピーク或いは
平均又はエネルギ総和）をとることにより求められてい
る。該クリティカルバンド分割回路５３の出力すなわち
各バンドの総和スペクトルは、一般にパークスペクトル
と呼ばれ、この各バンドのパークスペクトルＳＢは例え
ば、第２図に示すようになる。なお、この第２図では図
示を筒略化するため、本来、クリティカルバンドの２５
バンドに対応して２５個となるパークスペクトルＳＢを
１２個で表している。

ところで、前述したように、入力信号の時間ブロックの
高速フーリエ変換による周波数分析を行うような場合に
おいて、その分析時間ブロック内で信号の状態が大きく
変化してしまうような場合、例えば、前述の第９図及び
第１Ｏ図に示したように、分析される時間ブロックＢの
後半部に信号、（エネルギ）が偏っているような信号と
なる場合には、該分析時間ブロックＢの後半部の信号に
より、量子化後に得られる分析ブロックＢでは本来無信
号であった前半部にノイズが目立ってくるようになる。

上述の繋うなことから、本実施例装置においては、上記
ブロック化回路５１後のブロック化されたデータの時間
軸方向のレベル変化のパターンを検出し、この検出出力
に応じて量子化回路６７での量子化の際のビット配分を
制御するようにしている。

すなわち、本実施例装置では、上記ブロック化回路５１
からの各単位時間ブロックＢ（すなわち時間分析ブロッ
ク）を、例えば、第３図〜第５図に示すように前、中、
後の３つのサブブロックＳｆ。

Ｓｓ、Ｓｅに分割し、これら各サブブロックＳｆ、Ｓｓ
、Ｓｅ内の例えばエネルギ値を比較することで、上記単
位時間ブロックＢ（時間分析ブロック）内のデータの時
間軸方向のレベル変化のパターンを検出している。

ここで、該レベル変化のパターンが、例えば第３図に示
すように変化の少ない定常状態の信号の時には、後述す
るようなマスキング効果を有効に利用した許容ノイズレ
ベルを設定するようにしている。ここで、上記マスキン
グ効果とは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によ
って他の信号がマスクされて間こえなくなる現象をいう
ものであり、このマスキング効果には、時間軸上のオー
ディオ信号等に対するマスキング効果と周波数軸上の信
号に対するマスキング効果とがある。すなわち、該周波
数軸のマスキング効果により、マスキングされる部分に
ノイズがあったとしても、このノイズは聞こえないこと
になる。このため、実際のオーディオ信号では、該周波
数軸でマスキングされる部分内のノイズは許容可能なノ
イズとされる。したがって、量子化の際には、該許容ノ
イズレベル分の割当てビット数を減らすことができるよ
うになる。すなわち、上述の第３図のような場合には、
各単位時間ブロックＢの周波数軸上のマスキング効果を
考慮した許容ノイズレベルを設定するよろにしている０
例えば後述するように、高い周波数程同−のエネルギに
対する許容ノイズレベルを高く設定するようにしている
。

また、レベル変化のパターンが、例えば、第４図に示す
ように、単位時間ブロックＢの後半部で変化の激しいも
のであったような場合には、Ｓ／Ｎが最大になるように
すなわちノイズがフラットになるように許容ノイズレベ
ルを設定する。

更に、上記パターンが、例えば、第５図に示すように、
単位時間ブロックＢの前半部で変化の激しいものであっ
たような場合には、そのレベル変化の程度に応じて時間
軸でのマスキング効果を利用した許容ノイズレベルを設
定するか或いはＳ／Ｎが最大になるような許容ノイズレ
ベルを設定するようにする。すなわち、人間の聴覚にお
いては、単位時間ブロックＢ内の前半部に変化の激しい
信号がきた場合のように、例えば大きな音の後には長時
間マスキング（時間軸マスキング）される特性があるた
め、上記ブロックＢの前半部の信号による時間軸マスキ
ング効果がこの単位時間ブロックＢの最後まで影響する
ような場合には、この時間軸マスキング効果を最大限に
利用するようにする。また、上記前半部の信号による時
間軸マスキング効果が単位時間ブロックＢの最後までと
どかないような場合には、Ｓ／Ｎが最大になるような許
容ノイズレベルの設定を行うようにする。

上述のようなことを行うために、本実施例装置では、上
記ブロック化回路５１からの各単位時間ブロックＢを、
３つのサブブロック化回路５８〜６０に伝送している。

これらサブブロック化回路５８〜６０は、上述したよう
な３つのサブブロックＳｆ、ｓｓ、ｓｅに上記単位時間
ブロックＢを分割する。

次に各サブブロック化回路５８〜６０の出力は、それぞ
れエネルギ検出回路６１〜６３に伝送され、各サブブロ
ックＳＦ＋Ｓｓ＋Ｓｅ毎のエネルギ値が検出される。こ
れら各サブブロック！Ｖ、Ｓｓ、Ｓｅのエネルギ値は、
比較分析回路６４に伝送され、当該比較分析回路６４で
は、上記各エネルギ値の例えば大小間係を求めることで
、上述した単位時間ブロックＢ内のデータの時間軸方向
のレベル変化のバター、ンが検出される０例えば、サブ
ブロック３ｊ、Ｓｓ、Ｓｅのエネルギ値に差の少ないよ
うな場合には、この単位時間ブロックＢのパターンは第
３図のようなものであるとし、またサブブロックＳｅの
エネルギ値が他のエネルギ値よりも特に大きいような場
合には、第４図のようなパターンであるとし、サブブロ
ックＳｆのエネルギ値が特に大きいような場合には、第
５図のようなパターンであるとする。

このようにして、上記比較分析回路６４で上記パターン
が検出され、その検出出力は切換選択スイッチ５７に送
られ、この検出出力に基づいて上記切換選択スイッチ５
７の切換側ｉｎが行われるようになる。ここで、当該切
換選択スイッチ５７の各被選択端子５７ａ〜５７ｃには
、上記クリティカルバンド分割回路５３からの１単位時
間ブロックＢ毎のデータが、許容ノイズレベル設定回路
５４．５５及びミキシング回路５６を介したデータが供
給されるようになりでいる。

該許容ノイズレベル設定置１５４では、上記単位時間ブ
ロックＢ内のデータの上述したマスキングを考慮した許
容ノイズレベル設定が行われており、これは、特に上述
した第３図に示したようにサブブロックＳｆ、Ｓｓ、Ｓ
ｅのエネルギ値にあまり差の無い定常状態の場合に特に
有効なものとなる。該許容ノイズレベル設定回路５４の
出力は上記切換選択スイッチ５７の被選択端子５７ａに
送られている。

また、上記許容ノイズレベル設定回路５５では、上記単
位時間ブロックＢ内のＳ／Ｎが最大になるようにすなわ
ちノイズがフラットになるよう許容ノイズレベルが設定
されている。これは、特に、上述の第４図のように、単
位時間ブロックＢの後半部に信号のエネルギが集中して
いるような場合に有効なものとなる。このようなことか
ら、量子化回路６７での量子化の際には周波数軸上のエ
ネルギに比例したビットアロケーションが行えるように
なる。この許容ノイズレベル設定回路５５の出力は、上
記切換選択スイッチ５７の被選択端子５７ｃに送られる
。

更に、上記許容ノイズレベル設定回路５４及び５５の出
力は、ミキシング回路５６にも伝送されるようになって
おり、当該ミキシング回路５６で１よ、上記許容ノイズ
レベル設定回路５４及び５５の出力を混合することで、
特に、第５図のように単位時間ブロックＢの前半部で変
化の激しいものであったような場合に有効な許容ノイズ
レベルが得られることになる。このミキシング回路５６
の出力は、切換選択スイッチ５７の被選択端子５７ｂに
送られる。

ここで、当該切換選択スイッチ５７が上述した比較分析
回路６４からの検出出力によって切換制御されることで
、前述した第３図〜第５図に示したようなパターンに応
じた切換制御が行われるようになる。

上述のようにして、上記パターンに応じて上記切換選択
スイッチ５７から出力される上記許容ノイズレベル設定
回路５４又は５５或いはミキシング回路５６からの出力
は、差分検出回路６５に伝送される。当該差分検出回路
６５には、上記クリティカルバンド分割回路５３からの
各バンドのデータすなわちパークスペクトルＳＢも供給
されており、したがって、この差分検出回路６５では、
上記クリティカルバンド分割回路５３からの各パークス
ペクトルＳＢから上記切換選択スイッチ５７からのデー
タすなわち許容ノイズレベルを引いた残りのデータ（差
分データ）が出力されるようそこなる。

この差分データが、割当てビット数決定回路６６に伝送
されており、当該割当てビット数決定回路６６から上記
差分データに基づいた割当てビット数情報が上記量子化
回路６６に出力されている。

したがって、上記量子化回路６７での量子化の際には、
上記差分データに応じた割当てビット数情報により適応
的なビット数で上記ブロック化されたＦＦＴ係数のブロ
ック単位での量子化が行われるようになっている。

上述したように、本実施例の高能率符号化装置において
は、単位時間ブロック内の信号のパターンに応じて、マ
スキング効果を考慮した量子化或いはＳ／Ｎが最大にな
るような量子化を行うこと堕（できるようになるため、
時間軸上で過渡的に変化する信号に対応した最適な処理
すなわち入力ディジタルデータの性質に応じた効率的な
ビットアロケーションで符号化を行うことができるよう
になる。

ここで、上述した許容ノイズレベル設定回路５４の一具
体的構成例を第６図に示す、この回路で行われる許容ノ
イズレベル設定処理の際には、上述したように、マスキ
ング効果を考慮した許容ノイズレベル設定が行われる。

この時、マスキング効果を考慮して、例えば、上記クリ
ティカルバンドの高い周波数のバンド程同−のエネルギ
に対する許容ノイズレベルを高く設定するようにするこ
とが可能である。

すなわち、第１図のクリティカルバンド分割回路５３か
らのパークスペクトルＳＢのデータは、入力端子３１に
伝送される。ここで、上記パークスペクトルＳＢのマス
キングにおける影響を考慮するため、上記パークスペク
トルＳＢに所定の重みづけの関数を畳込む（コンボリュ
ーシツン）。

このため、上記パークスペクトルＳＢの多値は、フィル
タ回路３３に伝送される。該フィルタ回路３３は、第７
図に示すように、入力データすなわち上記パークスペク
トルＳＢのデータを順次遅延させる遅延素子（Ｚ−’）
　１０１ｍ−富〜１０１ａｓｓと、各遅延素子１０１−
１〜１０１．−ｓからの出力にフィルタ係数（重みづけ
の関数）を乗算する乗算器１０２い−１〜１０２．。、
と、総和加算器１０４とから構成されるものである。こ
の時乗算器１０２−−３〜１０２□３において、例えば
、乗算器１０２−ｓでフィルタ係数０．０００００８６
を、乗算器１０２−ｘでフィルタ係数０．００１９を、
乗算器１０２−−ｔでフィルタ係数０．１５を、乗算器
１０２゜でフィルタ係数１を、乗算器１０２−１でフィ
ルタ係数０．４を、更に乗算器１０２□本でフィルタ係
数０．０６を、また乗算器１０２−ｓでフィルタ係数０
．００７を各遅延素子の出力に乗算することにより、上
記パークスペクトルＳＢの畳込み処理が行われる。該受
込み処理により、上述の第２図中点線で示す部分の総和
がとられる。

゛ところで、上記パークスペクトルＳＢのマスキングス
ペクトル（許容可能なノイズスペクトル）を算出する場
合の後述する許容可能なノイズレベルに対応するレベル
αにおいては、このレベルαが小さいとマスキングのス
ペクトルが下降することになり、結果として量子化回路
６７での量子化の際に割り当てるビット数を増やさなけ
ればならないようになる。逆に、上記レベルαが大きい
とマスキングスペクトルが上昇することになり、結果と
して量子化の際の割り当てるビット数を減少することが
できるようになる。なお、上記許容可能なノイズレベル
に対応するレベルαとは、逆コンボリューション処理を
行うことによってクリティカルバンドの各バンド毎の許
容ノイズレベルとなるようなレベルである。また、−ｉ
にオーディオ信号等では、高域部分のスペクトル強度（
エネルギ）が小さい、したがって本具体例においては、
これらのことを考慮して、エネルギの小さい高域にいく
程、上記レベルαを大きくし、当該高域部分のビット割
当て数を減らすようにしている。このようなことから、
上記許容ノイズレベル設定の際には高い周波数程同−の
エネルギに対する上記レベルαを高く設定している。

すなわち本具体例では、上記許容ノイズレベルに対応す
るレベルαを算出し、該レベルαが高域程高くなるよう
に制御している。このため、上記フィルタ回路３３の出
力は引算器３４に送られる。

該引算器３４は、上記畳込んだ領域でのレベルαを求め
るものである。ここで、上記引算器３４には、上記レベ
ルαを求めるための許容関数（マスキングレベルを表現
する関数）が供給される。該許容関数を増減させること
で上記レベルαの制御を行っている。該許容関数は、関
数発生回路３６から供給されている。

すなわち、許容ノイズレベルに対応するレベルαは、ク
リティカルバンドのバンドの低域から順に与えられる番
号をｌとすると、第（１）弐で求めることができる。

α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）　＝（１） この第（１）式において、ｎ、ａは定数でａ　＞　０　
％Ｓ１よ畳込み処理後のパークスペクトルの強度であり
、第（１）式中（ｎ−ａｌ）が許容関数となる。ここで
、上述した様に、エネルギの少ない高域からビット数を
減らす方が全体のビット数削減に有利であるため、本具
体例ではｎ−３８，ａ−１としており、この時の音質劣
化はなく、良好な符号化が行えた。

上述のようにして、上記レベルαが求められ、このデー
タは、割算器３５釘伝送される。当該割算器３５では、
上記畳込み処理された領域でのレベルαを逆コンボリュ
ーションするためのものである。したがって、この逆コ
ンボリューション処理を行うことにより、上記レベルα
がら、マスキングスペクトルが得られるようになる。す
なわち、このマスキングスペクトルが許容ノイズスペク
トルとなる。なお、上記逆コンボリューシシン処理は、
？ｊ［Ｉｌｉな演算を必要とするが、本具体例では簡略
化した割算器３５を用いて逆コンボリューシッンを行っ
ている。この割算器３５の出力が出力端子３７を介して
上述の切換選択スイッチ５７の被選択端子に伝送されて
いる。

その後、上記マスキングスペクトルは、上記切換選択ス
イッチ５７を介して上記差分検出回路６５に伝送される
。ここで、当該差分検出回路６５には、上記パークスペ
クトルＳＢが供給されている。したがって、この差分検
出回路６５で上記マスキングスペクトルとパークスペク
トルＳＢとの減算演算が行われることで、第８図に示す
ように、上記パークスペクトルＳＢは、該マスキングス
ペクトルＭＳの各レベルで示すレベル以下がマスキング
されることになる。したがって、当該パークスペクトル
ＳＢとマスキングスペクトルＭＳとの差が上述した差分
データとなる。

上述したように、本具体例においては、エネルギの小さ
い高域にいく程、許容ノイズレベルを大きくし、当該高
域部分のビット割当て数を減らすようにしているため、
量子化の際の割当てと・ント数を減らすことができるよ
うになる。

〔発明の効果〕

本発明のディジタルデータの高能率符号化装置・におい
ては、ブロック化されたデータの時間軸方向のレベル変
化のパターンの検出出力に応じてビット配分を制御する
ようにしたことにより、入力ディジタルデータの時間軸
上の過渡的な変化に対応して最適な周波数軸上のビット
アロケージコンを行うことができ、効率的な符号化を行
うことが回部となる。

したがって、例えば高速フーリエ変換等を用いた符号化
で周波数分板長を長くとって時間軸精度が悪くなったよ
うな場合の欠点を補うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のディジタルデータの高能率
符号化装置の概略構成を示すブロック回路図、第２図は
パークスペクトルを示す図、第３図は変化の少ない定常
状態のブロック内の波形図、第４図はブロックの後半部
に変化の激しい部分のあるブロック内の波形図、第５図
はブロックの前半部に変化の激しい部分のあるブロック
内の波形図、第６図は許容ノイズレベル設定のための一
興体的構成を示すブロック回路図、第７図はフィルタ回
路を示す回路図、第８図はマスキングスペクトルを示す
図、第９図は高速フーリエ変換前の波形図、第１Ｏ図は
高速フーリエ変換に伴うノイズの発生した波形図である
。 ５１・・・・・・・・ブロック化回路 ５２・・・・・・・・高速フーリエ変換回路５３・・・
・・・・・クリティカルバンド分割回路５４．５５＝・
許容ノイズレベル設定回路５６・・・・・・・・ミキシ
ング回路 ５７・・・・・・・・切換選択スイッチ５８．５９．６
０・・・・・・・・サブプロ・ツク化回路６１．６２．
６３・・・・・・・・エネルギ値検出回路６４・・・・
・・・・比較分析回路 ６５・・・・・・・・差分検出回路 ６６・・・・・・・・割当てピント数決定回路６７・・
・・・・・・量子化回路 許容ノイズレベル設定のたｔの部 第６図 フイノしタロな４ 第７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力ディジタルデータを複数のサンプルデータからなる
   ブロックに変換した後、各ブロック単位に直交変換を行
   い、得られた係数データを周波数軸方向のバンド毎に所
   定のビット数を与えて量子化するようにしたディジタル
   データの高能率符号化装置において、 上記ブロック化されたデータの時間軸方向のレベル変化
   のパターンを検出し、この検出出力に応じて上記ビット
   配分を制御するようにしたことを特徴とするディジタル
   データの高能率符号化装置。