JPH0312261B2 - - Google Patents
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- JPH0312261B2 JPH0312261B2 JP55090106A JP9010680A JPH0312261B2 JP H0312261 B2 JPH0312261 B2 JP H0312261B2 JP 55090106 A JP55090106 A JP 55090106A JP 9010680 A JP9010680 A JP 9010680A JP H0312261 B2 JPH0312261 B2 JP H0312261B2
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- circuit
- current
- voltage
- ωkh
- peak
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/08—Locating faults in cables, transmission lines, or networks
- G01R31/088—Aspects of digital computing
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/04—Measuring peak values or amplitude or envelope of ac or of pulses
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Locating Faults (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
この発明は、アナログ電気量をデイジタル電気
量に変換し、このデイジタル電気量を用いて故障
点標定を行うデイジタル処理ロケータにおいて、
量子化誤差の影響を低減して高精度の故障点標定
を可能にする方法に関するものである。 従来から提案されている故障点標定において、
ロケータの設置点から事故点までの抵抗分をｒ，
インダクタンス分をｌ、一端電源で、事故点に向
つて流れる故障電流をｉ、ロケータの設置点にお
ける現時点の電圧をｖとし、対地充電電流は故障
電流に比較して小さいものとして無視すると、 ｖ＝ri＋ｌdi／dt …(1) の関係式で、上述の定義量がそれぞれ関係づけら
れることは明白である。 (1)式は右辺に微分演算を必要とする項を有し、
数値微分を行わねばならないため、入力急変時の
誤差が大きくなり、このため一般には、(1)式を時
間ｔについて積分し、 ∫t2 t1vdt＝r∫t2 t1idt＋ｌ〔ｉ〕t2 t1 …(2) で表わされる量が用いられている。 これをデイジタル処理ロケータの場合について
示すとつぎのようになる。第１図は、(2)式をデイ
ジタル量を用いて処理するための原理を示すもの
で、電圧波形を例にとつて、数値積分の要領を表
わしている。図において、ｈはサンプリング時間
幅を示し、この波形を ｖ＝Vsin（ωt＋θ） …(3) で表わし、時刻ｔでサンプリングされた(3)式の瞬
時値を vo＝Vsin（ωt＋θ） …(4) とし、voよりそれぞれ１サンプルおよび２サンプ
ル前にサンプリングされた瞬時値を vo-1＝Vsin｛ω（ｔ−ｈ）＋θ｝ …(5) vo-2＝Vsin｛ω（ｈ−2h）＋θ｝ …(6) と置いたものである。 仮りに、(2)式で t2＝ｔ t1＝ｔ−ｈ …(7) とおけば、正弦波形の一部である図形ABCDの
面積が(2)式の左辺となることはいうまでもない。
したがつてこのｈが充分小さいときには、台形公
式により、その面積は近似的に ∫t2 t1vdt＝（vo＋vo-1）・ｈ／２ …(8) で表わし得る。(2)式右辺第１項の電流についても
同様にして(2)式を近似させれば、 （vo＋vo-1）・ｈ／２ ＝（io＋io-1）・rh／２＋ｌ（io−io-1） …(9) すなわち vo＋vo-1＝ｒ（io＋io-1）＋2l／ｈ（io−io-1）…(10) を得る。 一般には、(10)式相当をサンプリング時間をずら
して求めて vo-1＋vo-2＝ｒ（io-1＋io-2） ＋2l／ｈ（io-1−io-2） …(11) を得、(10)式と(11)式から、 を得ている。 ここで、従来のロケータで見過ごされてきた重
大な欠陥がある。それは、系統事故の発生に際し
て、事故電流ｉを基準にしてみたとき、電圧は
90゜近く（実際には事故点抵抗等が存在するため
90゜までは進まない）進むこと、デイジタル量を
取扱うためどうしても量子化誤差の影響を無視で
きないこと、および我国の電力系統の大半がそう
であるように、国情を反映して線路亘長の短い送
電線が多いため、事故発生に際して、一般に電流
は増加傾向を示すが、電圧は減少傾向を示すこ
と、ならびに(12)式を演算するときに用いるデータ
の一方がピーク点近傍であれば他方は零点近辺と
なつて量子化誤差が増大し、ロケータとしての精
度を低下させることである。 この発明は、上記の点に鑑みてなされたもの
で、デイジタル処理ロケータの量子化誤差の影響
を演算手法の面から低減する方法を提供すること
を目的としている。 いま、この量子化誤差を決定しているアナロ
グ・デイジタル変換器の分解能をεとすれば、(4)
式〜(6)式は瞬時値と説明したが、これらの量がア
ナログ・デイジタル変換器を用いてデイジタル量
に変換されたとき、(4)式で代表して示せば、 vo＝Ｖ｛sin（ωt＋θ）＋ε／Ｖ｝ …(13) で表わせる。この量子化誤差を決定している分解
能εは、アナログ・デイジタル変換器のダイナミ
ツクレンジおよびビツト数が決定されれば定数と
なる。たとえばダイナミツクレンジが±10V、ビ
ツト数が符号ビツトの１ビツトを含めて12ビツト
であるアナログ・デイジタル変換器を適用したと
すると、１ビツト当りの分解能は ε＝10V／211＝4.88mV …(14) となり、仮りに電流、電圧の200√２アンペア，
110√２ボルトをダイナミツクレンジの10Vに調
整すれば、電流、電圧に対する量子化誤差を決定
する分解能εI，εVはそれぞれ下記のようになる。 εI＝138.1mA …(15) εV＝76.0mV …(16) このためピーク値√２アンペアの電流に対しては
約9.8％、ピーク値√２ボルトの電圧に対しては
約5.4％も量子化誤差をそれぞれ含んだものとな
る。 （13）式からも明らかなように、低入力時
（Ｉ，Ｖともに入力が小さいとき）では、分解能
εI，εVの入力の振幅値に対する相対的な誤差εI／Ｉ
， εV／Ｖは増大してくる。さらに、電圧Ｖあるいは電 流Ｉのいずれかについて、時刻ｔ−ｈに相当した
データがピーク値をとつたとしても、θがほぼ
90゜であるため、他方は零値近傍となつて、その
相対誤差の影響は無視し得ないものとなる。した
がつてこの発明では、低入力域の特性改善、ある
いは電圧または電流が零値近辺の値をとらざるを
得ない場合でも、可能な限り、この分解能が与え
る相対誤差による影響の低減がはかられる。 この発明の原理を説明するための第２図は、系
統事故発生時における電圧ｖ，電流ｉの関係を示
している。ここでは便宜上、サンプリング時間ｈ
を電気角30゜相当（60Hz基準では1.39ms）にとつ
た。また電流側のデータio，io-1，io-2をピーク値
近辺にあるデータとして取出すための手法（後述
する）があつたものとする。これに対応した電圧
ｖのデータは、(12)式から当然vo，vo-1，vo-2が必
要であるが、第２図の電圧波形からは零点近辺と
なつている。 さて、ここでも電流ｉデータと同様、電圧ｖデ
ータのピーク値近傍のデータを見つける手法があ
つたものとすると、データvoよりも過去に、すな
わちvo-3，vo-4，vo-5がそれであることが知れた
ものとする。すなわちio，io-1，io-2とvo-3，vo-4，
vo-5の各データを用いて(12)式が演算できれば、分
解能に起因した入力値に対する相対誤差（量子化
誤差の影響）を小さくし得ることが明らかであ
る。この発明の主旨は、相対的に大きな量子化誤
差を含んでいる生のデータvo，vo-1，vo-2を用い
て演算するのではなく、相対的に量子化誤差の小
さい過去のデータvo-3，vo-4，vo-5を用いて演算
することである。 この発明の主旨を説明するために、(12)式に下記
の具体的な量をあてはめて説明する。 ただし、Ｚ＝Ｖ／Ｉ Zsinθ＝Ｘ＝ωL Ｘは被計測リアクタンス分 Ｌは被計測インダクタンス分 ωh／２・cotωh／２において ω＝2π0は（0は系統周波数基本波で例えば
60Hz） ここで ｈ：基本波0の一周期を12等分するものとすれ
ば、 1sec／60Hz×12≒1.39mS であり、電気角＝2π／12＝π／６相当の時間間隔であ る。これは、 ωh＝2π0×１／120rad＝π／６rad である。 従つて、ωh／２cotωh／２＝0.977≒１ 本方式は、この条件を満たすために基本数を選
別するフイルターを必要とすることは言うまでも
ない。 たとえば、ｋサンプリング前の電圧データvo-k
をちようど電圧のピーク値近傍で電流データioに
対応させればよいとすると、（17）式を演算した
ように、vo，vo-1，vo-2，io，io-1，io-2を用いる
代りに、vo-k，vo-k-1，o-k-2，io，io-1，io-2を用
いて演算し、この値を擬似インダクタンス分
（ｌ）とすると、 となり、測定インダクタンスが電圧、電流の実際
の位相差よりもωkhだけ小さく見えたことにな
る。 （17）式でｌを求めたと同様にｒを求めると、 ついで（18）式を求めたと同様の電圧、電流を
使つて擬似抵抗分（ｒ）を求めると下式を得る。 （ｒ）＝Zcos（θ−ωkh） …(20) ここで、系統の抵抗ｒ、系統のインダクタンス
ｌ、被計測抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及び疑似抵
抗（ｒ）、疑似インダクタンス（ｌ）の関係を整
理すると下表を得る。
量に変換し、このデイジタル電気量を用いて故障
点標定を行うデイジタル処理ロケータにおいて、
量子化誤差の影響を低減して高精度の故障点標定
を可能にする方法に関するものである。 従来から提案されている故障点標定において、
ロケータの設置点から事故点までの抵抗分をｒ，
インダクタンス分をｌ、一端電源で、事故点に向
つて流れる故障電流をｉ、ロケータの設置点にお
ける現時点の電圧をｖとし、対地充電電流は故障
電流に比較して小さいものとして無視すると、 ｖ＝ri＋ｌdi／dt …(1) の関係式で、上述の定義量がそれぞれ関係づけら
れることは明白である。 (1)式は右辺に微分演算を必要とする項を有し、
数値微分を行わねばならないため、入力急変時の
誤差が大きくなり、このため一般には、(1)式を時
間ｔについて積分し、 ∫t2 t1vdt＝r∫t2 t1idt＋ｌ〔ｉ〕t2 t1 …(2) で表わされる量が用いられている。 これをデイジタル処理ロケータの場合について
示すとつぎのようになる。第１図は、(2)式をデイ
ジタル量を用いて処理するための原理を示すもの
で、電圧波形を例にとつて、数値積分の要領を表
わしている。図において、ｈはサンプリング時間
幅を示し、この波形を ｖ＝Vsin（ωt＋θ） …(3) で表わし、時刻ｔでサンプリングされた(3)式の瞬
時値を vo＝Vsin（ωt＋θ） …(4) とし、voよりそれぞれ１サンプルおよび２サンプ
ル前にサンプリングされた瞬時値を vo-1＝Vsin｛ω（ｔ−ｈ）＋θ｝ …(5) vo-2＝Vsin｛ω（ｈ−2h）＋θ｝ …(6) と置いたものである。 仮りに、(2)式で t2＝ｔ t1＝ｔ−ｈ …(7) とおけば、正弦波形の一部である図形ABCDの
面積が(2)式の左辺となることはいうまでもない。
したがつてこのｈが充分小さいときには、台形公
式により、その面積は近似的に ∫t2 t1vdt＝（vo＋vo-1）・ｈ／２ …(8) で表わし得る。(2)式右辺第１項の電流についても
同様にして(2)式を近似させれば、 （vo＋vo-1）・ｈ／２ ＝（io＋io-1）・rh／２＋ｌ（io−io-1） …(9) すなわち vo＋vo-1＝ｒ（io＋io-1）＋2l／ｈ（io−io-1）…(10) を得る。 一般には、(10)式相当をサンプリング時間をずら
して求めて vo-1＋vo-2＝ｒ（io-1＋io-2） ＋2l／ｈ（io-1−io-2） …(11) を得、(10)式と(11)式から、 を得ている。 ここで、従来のロケータで見過ごされてきた重
大な欠陥がある。それは、系統事故の発生に際し
て、事故電流ｉを基準にしてみたとき、電圧は
90゜近く（実際には事故点抵抗等が存在するため
90゜までは進まない）進むこと、デイジタル量を
取扱うためどうしても量子化誤差の影響を無視で
きないこと、および我国の電力系統の大半がそう
であるように、国情を反映して線路亘長の短い送
電線が多いため、事故発生に際して、一般に電流
は増加傾向を示すが、電圧は減少傾向を示すこ
と、ならびに(12)式を演算するときに用いるデータ
の一方がピーク点近傍であれば他方は零点近辺と
なつて量子化誤差が増大し、ロケータとしての精
度を低下させることである。 この発明は、上記の点に鑑みてなされたもの
で、デイジタル処理ロケータの量子化誤差の影響
を演算手法の面から低減する方法を提供すること
を目的としている。 いま、この量子化誤差を決定しているアナロ
グ・デイジタル変換器の分解能をεとすれば、(4)
式〜(6)式は瞬時値と説明したが、これらの量がア
ナログ・デイジタル変換器を用いてデイジタル量
に変換されたとき、(4)式で代表して示せば、 vo＝Ｖ｛sin（ωt＋θ）＋ε／Ｖ｝ …(13) で表わせる。この量子化誤差を決定している分解
能εは、アナログ・デイジタル変換器のダイナミ
ツクレンジおよびビツト数が決定されれば定数と
なる。たとえばダイナミツクレンジが±10V、ビ
ツト数が符号ビツトの１ビツトを含めて12ビツト
であるアナログ・デイジタル変換器を適用したと
すると、１ビツト当りの分解能は ε＝10V／211＝4.88mV …(14) となり、仮りに電流、電圧の200√２アンペア，
110√２ボルトをダイナミツクレンジの10Vに調
整すれば、電流、電圧に対する量子化誤差を決定
する分解能εI，εVはそれぞれ下記のようになる。 εI＝138.1mA …(15) εV＝76.0mV …(16) このためピーク値√２アンペアの電流に対しては
約9.8％、ピーク値√２ボルトの電圧に対しては
約5.4％も量子化誤差をそれぞれ含んだものとな
る。 （13）式からも明らかなように、低入力時
（Ｉ，Ｖともに入力が小さいとき）では、分解能
εI，εVの入力の振幅値に対する相対的な誤差εI／Ｉ
， εV／Ｖは増大してくる。さらに、電圧Ｖあるいは電 流Ｉのいずれかについて、時刻ｔ−ｈに相当した
データがピーク値をとつたとしても、θがほぼ
90゜であるため、他方は零値近傍となつて、その
相対誤差の影響は無視し得ないものとなる。した
がつてこの発明では、低入力域の特性改善、ある
いは電圧または電流が零値近辺の値をとらざるを
得ない場合でも、可能な限り、この分解能が与え
る相対誤差による影響の低減がはかられる。 この発明の原理を説明するための第２図は、系
統事故発生時における電圧ｖ，電流ｉの関係を示
している。ここでは便宜上、サンプリング時間ｈ
を電気角30゜相当（60Hz基準では1.39ms）にとつ
た。また電流側のデータio，io-1，io-2をピーク値
近辺にあるデータとして取出すための手法（後述
する）があつたものとする。これに対応した電圧
ｖのデータは、(12)式から当然vo，vo-1，vo-2が必
要であるが、第２図の電圧波形からは零点近辺と
なつている。 さて、ここでも電流ｉデータと同様、電圧ｖデ
ータのピーク値近傍のデータを見つける手法があ
つたものとすると、データvoよりも過去に、すな
わちvo-3，vo-4，vo-5がそれであることが知れた
ものとする。すなわちio，io-1，io-2とvo-3，vo-4，
vo-5の各データを用いて(12)式が演算できれば、分
解能に起因した入力値に対する相対誤差（量子化
誤差の影響）を小さくし得ることが明らかであ
る。この発明の主旨は、相対的に大きな量子化誤
差を含んでいる生のデータvo，vo-1，vo-2を用い
て演算するのではなく、相対的に量子化誤差の小
さい過去のデータvo-3，vo-4，vo-5を用いて演算
することである。 この発明の主旨を説明するために、(12)式に下記
の具体的な量をあてはめて説明する。 ただし、Ｚ＝Ｖ／Ｉ Zsinθ＝Ｘ＝ωL Ｘは被計測リアクタンス分 Ｌは被計測インダクタンス分 ωh／２・cotωh／２において ω＝2π0は（0は系統周波数基本波で例えば
60Hz） ここで ｈ：基本波0の一周期を12等分するものとすれ
ば、 1sec／60Hz×12≒1.39mS であり、電気角＝2π／12＝π／６相当の時間間隔であ る。これは、 ωh＝2π0×１／120rad＝π／６rad である。 従つて、ωh／２cotωh／２＝0.977≒１ 本方式は、この条件を満たすために基本数を選
別するフイルターを必要とすることは言うまでも
ない。 たとえば、ｋサンプリング前の電圧データvo-k
をちようど電圧のピーク値近傍で電流データioに
対応させればよいとすると、（17）式を演算した
ように、vo，vo-1，vo-2，io，io-1，io-2を用いる
代りに、vo-k，vo-k-1，o-k-2，io，io-1，io-2を用
いて演算し、この値を擬似インダクタンス分
（ｌ）とすると、 となり、測定インダクタンスが電圧、電流の実際
の位相差よりもωkhだけ小さく見えたことにな
る。 （17）式でｌを求めたと同様にｒを求めると、 ついで（18）式を求めたと同様の電圧、電流を
使つて擬似抵抗分（ｒ）を求めると下式を得る。 （ｒ）＝Zcos（θ−ωkh） …(20) ここで、系統の抵抗ｒ、系統のインダクタンス
ｌ、被計測抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及び疑似抵
抗（ｒ）、疑似インダクタンス（ｌ）の関係を整
理すると下表を得る。
【表】
この発明の狙いは、疑似抵抗（ｒ）、疑似イン
ダクタンス（ｌ）を電圧電流のピーク値近傍の具
体的な量（明細書第11頁第15行目の用語に同じ）
を用いて処理した演算結果Zcos（θ−ωkh）、Zsin
（θ−ωkh）・ｈ／２・cot ωh／２から系統の抵抗ｒ
、 インダクタンスｌを求めるにある。 このため式（18）、式（20）を再掲すると下式
を得る。 （ｌ）＝Zsin（θ−ωkh）・ｈ／２・cotωh／２ ＝ｈ／２・cotωh／２（Zsin θ cos ωkh− Zcosθsin ωkh） ＝ｈ／２・cotωh／２（Xcosωkh−Ｐ sin ωkh） ＝ｈ／２・cotωh／２（ωLcosωkh−Rsin ωkh） …（18−１） （ｒ）＝Zcos（θ−ωkh） ＝Zcosθcos ωkh＋Zsinθsin ωkh ＝Rcosωkh＋Xsin ωkh ＝Rcosωkh＋ωL sin ωkh …（20−１） ここで、式（18−１），（20−１）のＲ，Ｌは系
統の抵抗ｒ、インダクタンスｌを具体的な量から
求めた被計測値であり、ｌ＝Ｌ〔ωh／２・cotωh／２
〕 ≒Ｌ，ｒ＝Ｒとなる（式（17），（19）で示した通
りである。） これ等の量は、式（18−１），式（20−１）を
連立して求め得る。 Ｌ＝（ｒ）／ωsin ωkh＋（ｌ）／ωh／２・cotωh／
２ cos ωkh …(21) ≒１／ω｛（ｒ）sin ωkh＋ω（ｌ） cos ωkh｝ …（21−１） Ｒ＝（ｒ）cos ωkh−（ｌ）ωsinωkh／ωh／２・cot
ωh／２…(22) ≒（ｒ）cos ωkh−ω（ｌ）sin ωkh
…（22−１） 式（21−１），式（22−１）は所謂簡便法に基
づいた本ロケータ設置点から事故点までのインダ
クタンス分、、抵抗分を式（12）に沿つて求めた
に他ならない。ωkは既知量であり、ｋは後述す
る通り整数として定まるため、（ｒ），（ｌ）を演
算した後式（21−１）、式（22−１）に示す係数
を乗ずれば良い事になる。 処理装置の性能が良ければ、（ｒ），（ｌ）を演
算した後、係数演算を式（21），（22）に従つて行
なえば、標定精度は、近似演算を実行しない分、
良くなる事は明白である。 本発明の主旨は、ピーク値近傍の電圧量とピー
ク値近傍の電流量とを用いて得た疑似抵抗分
（ｒ）、疑似インダクタンス分（ｌ）に、位相差補
正（厳密には、両ピーク点間に存在するサンプル
数ｋからωkhを求め、これを補正角としている）
を行うためsin ωkh又はcos ωkhを乗ずるもので
ある。 すなわち電圧、電流のそれぞれのピーク点近傍
の３連続量を用いて、疑似抵抗分（ｒ）およびイ
ンダクタンス分（ｌ）を求め、既知量であるsin
ωkh，cos ωkhを用いて被計測抵抗分Ｒ、被計測
インダクタンス分Ｌを導出するようにしたため、
量子化誤差の影響を極小とすることが可能にな
る。 以下、この発明で重要なピーク点探索の手法に
ついて説明する。 第３図は、電圧あるいは電流のピーク値と、そ
のときの位相差をサンプリング時間幅の単位で検
出する具体的な回路のブロツク図であ。図中１は
記憶回路、２は減算回路、３は乗算回路、４，５
は比較回路、６は判定回路、８は総合判定回路、
１０は入力端子、１１は出力端子をそれぞれ示し
ている。また各符号に付された記号Ｉ，Ｖは、そ
れぞれ電流側、電圧側の要素であることを示す。 この回路の動作を電流側を主体として述べる。
入力端子１０に第ｎ番目のサンプリング番号に相
当するデータioを受けたとき、記憶回路１の出力
にはioより１つ前のデータio-1があるものとする。
減算回路２では、io−io-1が演算され、その出力
が比較回路４−Ｉで、 io−io-1＝2Isinωh／２cos ω（ｔ−ｈ／２）＞ ＝ ＜０ ∴cos ω（ｔ−ｈ／２）＞ ＝ ＜０ （Ｉ≠０） ω（ｔ−ｈ／２）を０〜2πの間で考察すると下記を 得る ｈ／２≦ｔ＜π／2ω＋ｈ／２のときcos ω（ｔ−ｈ
／２）＞ ０ π／2ω＋ｈ／２＝ｔ のときcos ω（ｔ−ｈ／２）＝
０ π／2ω＋ｈ／２＜ｔ＜3π／2ω＋ｈ／２ のときcos
ω（ｔ− ｈ／２）＜０ 3π／2ω＋ｈ／２＝ｔ のときcos ω（ｔ−ｈ／２）＝
０ 3π／2ω＋ｈ／２＜ｔ＜ｈ／２ のときcos ω（ｔ−ｈ
／２）＞ ０ …(23) にもとづいて、正，負，零が判断され、その結果
が出力される。 また比較回路５では、乗算回路３の出力（2cos
ωh−１）ioと、記憶回路１の出力io-1とから下式
の演算を行う。 （2cos ωh−１）io−io-1 ＝Ｉ｛sin ω（ｔ＋ｈ）＋sin ω（ｔ−ｈ）｝−Isin
ωt
−Isin ω（ｔ−ｈ） ＝Ｉ｛sin ω（ｔ＋ｈ）−sin ωt｝＝io+1−io ＝2Icos ω（ｔ＋ｈ／２）sinωh／２＞ ＝ ＜０ ＞ ＝ ＜cos ω（ｔ＋ｈ／２）＞ ＝ ＜０ （Ｉ≠０） ω（ｔ＋ｈ／２）を０〜2πの間で考察すると下記を 得る。 −ｈ／２≦ｔ＜π／2ω−ｈ／２のときcos ω（ｔ＋ｈ
／２）＞ ０ π／2ω−ｈ／２＝ｔ のときcos ω（ｔ＋ｈ／２）
＝０ π／2ω−ｈ／２＜ｔ＜3π／2ωのときcos ω（ｔ＋ｈ
／２）＜０ 3π／2ω−ｈ／２＝ｔ のときcos ω（ｔ＋ｈ／２）＝
０ 3π／2ω−ｈ／２≦ｔ＜ｈ／２のときcos ω（ｔ−ｈ／
２）＞０ …(24) すなわち、（23）式よりも１サンプリング相当
分の推定将来データについて演算が行われ、正，
負，零の結果が出力される。 判定回路６は、比較回路４，５の出力を論理判
断する回路で、第４図にその判定原理を示す。図
中、（その１）は入力波形（ｉ＝Isin ωt）を、
（その２）は（23）式で示される波形を、（その
３）は（24）式で示される波形をそれぞれ示し、
（その１）の波形に示した１から12までの数字は
サンプリング番号を示している。図では電流のピ
ーク点をサンプリング番号４及び10に合わせてあ
るが、これが（23）式の演算で、符号が正から
負、または負から正へと変化したときがピーク点
の存在を示したことになる。さらに（24）式の演
算からは、同様に符号が変化したことで電流のピ
ーク点の存在が示されたことになる。さらに（そ
の２）ではサンプリング番号４と５の間および10
と11の間で式（23）の符号が反転し、また（その
３）ではサンプリング番号３と４との間および９
と10の間で式（24）の符号が反転している。 すなわちサンプリング番号３，４，５および
９，10，11のサンプリングで示されたサンプリン
グ番号４および10の時刻を中心とする±ｈ／２時間 の間にピーク点が存在していることがわかる。
（24）式の係数乗算は、ピーク点を（その２）、
（その３）の符号変化点の間で検出し得ることを
示す。すなわち、サンプリング番号３，４と４，
５のサンプリング番号４としておよび９，10と
10，11のサンプリング番号10として選択するため
に用いられる。このときには、ピーク点は（その
２）、（その３）で示される零点の間に存在するこ
とになる。 すなわち判定回路６において、比較回路４，５
から等号出力を受入れたときには、この等号出力
の間にピーク点が存在していることを知り、また
比較回路４，５の出力がともに正→負（あるいは
負→正）に変化すれば、中間のサンプリング番号
（第４図の例ではサンプリング番号４および10）
から±ｈ／２の時間内に電流波形のピーク点が存在 していることを知ることができる。 電圧側についても同様にピーク点を求めること
ができる。 一般には、系統事故が発生すると電圧の方が電
流よりも進み位相となるため、判定回路６−Ｖが
先にピーク点を示すサンプリング番号を察知する
ことになる（一例を第２図に示している）。判定
回路６−Ｖの出力（これはオン・オフのレベル信
号でもよい）がカウンタ回路７−Ｉおよび７−Ｖ
の両方に伝達され、サンプリング周期に応じてサ
ンプリング回数がカウントされ、この場合には位
相的に遅れていると仮定した判別回路６−Ｉから
の出力信号でカウンタ７の動作が停止される。こ
れによつて電圧，電流のピーク点が何サンプル分
だけ隔たつているかを知ることができる。 もちろん、このときのピーク点の隔たりは πN／６±ωh／２ラジアン（Ｎ＝０，１……） の精度で得られるが、量子化誤差低減の目的から
すれば、十分に効果的である。 総合判定回路８は、カウンタ７の出力を受付け
始めてから、位相的に遅れている側の判定回路
（この場合には６−Ｉ）の出力で総合判定を行い、
πラジアン以内のサンプリング数であれば、総合
判定回路８−Ｉの方が遅れていると判定する。こ
のとき、総合判定回路８−Ｖでは、πラジアン以
上のサンプリング数がカウントされることになる
ため、自身が進んでいる（すなわち電圧が進んで
いる）ことが知れる。これらの結果が出力端子１
１から得られる。 第５図はこの発明の具体的実施例を示すもの
で、図中の符号１００は電流入力端子、１０１は
電圧入力端子、１０２，１０３は出力端子、１０
４はデータメモリ部、１０５はピーク値検出部を
それぞれ示し、このピーク値検出部１０５は第３
図に示したものが使用される。また１０６〜１０
９は加算回路、１１０，１１１、は減算回路、１
１２〜１１７は乗算回路、１１８〜１２０は減算
回路、１２１，１２２は除算回路、１２３〜１２
６は乗算回路、１２７，１２８は減算回路をそれ
ぞれ示す。 第５図の装置の動作はつぎのとおりである。こ
こでは説明を簡単にするため、第２図に示した関
係の入力が入力端子１００，１０１に印加されて
いるものとする。ピーク値検出部１０５では、デ
ータvo-5〜vo-3がそろつたことにより、式（23），
（24）の電圧データの演算結果から電圧のピーク
がvo-4であることが知れる。さらにデータの導入
が進み、データio-2〜ioで電流のピークがio-1であ
ることが式（23），（24）の結果から知れ、同時に
電圧と電流のピークの間には３サンプリング間
隔、すなわち、ｋ＝３の間隔があることがわか
る。またデータメモリ部１０４は、演算に必要な
データを記憶させておくためのもので、この例で
は、少なくとも電流データio-5〜ioおよび電圧デ
ータvo-5〜voを記憶している。 加算回路１０６〜１０９では、vo-k＋vo-k-1，
vo-k-1＋vo-k-2＋io＋io-1，io-1＋io-2がそれぞれ導
出され、減算回路１１０，１１１ではio−io-1，
io-1−io-2がそれぞれ導出される。乗算回路１１
２〜１１７では、 （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）、 （vo-k-1＋vo-k-2）（io＋io-1）、 （vo-k-1＋vo-k-2）（io−io-1）、 （vo-k＋vo-k-1）（io-1＋io-2）、 （io-1＋io-2）（io−io-1）、 （io＋io-1）（io-1−io-2）、 がそれぞれ導出され、減算回路１１８〜１２０で
は、 （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2） −（vo-k-1＋vo-k-2）（io−io-1）、 （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2 −（io-1＋io-2）（vo-k＋vo-k-1）、 （io＋io-1）（io-1−io-2） −（io-1＋io-2）（io−io-1） がそれぞれ導出される。除算回路１２１，１２２
では、 （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k-2
）（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1） （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1） がそれぞれ導出される。乗算回路１２３〜１２６
では、それぞれ順に、 （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×cos ωkh／２ （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×ωsin ωkh／２ （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k-2
（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1＋
io-2）（io−io-1）×ωsin ωkh／２ （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k-2
）（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×cos ωkh／２ を導出する。減算回路１２７，１２８では、 （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×ωsin ωkh／２ −（vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k
-2）（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io
-1＋io-2）（io−io-1）×cos ωkh／２ （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×cos ωkh／２ −（vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k
-2）（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io
-1＋io-2）（io−io-1）×ωcos ωkh／２ をそれぞれ導出して、出力端子１０２，１０３に
それぞれ抵抗分およびインダクタンス分を導出し
ている。 以上のようにこの発明は、電圧、電流のピーク
値近傍の３連続データを用いて抵抗分、インダク
タンス分を求めるようにしたので、低入力域およ
び零点近傍での量子化誤差の影響の低減を可能に
している。この発明の具体化にあたつては、前述
のピーク点近傍探索の手法が示すように、負荷急
変あるいは系統事故発生による波形の急変時には
ピーク点探索の誤まりが発生する可能性もあるた
め、事故検出要素、遅延時間要素との組合せ使用
を考えることはいうまでもない。
ダクタンス（ｌ）を電圧電流のピーク値近傍の具
体的な量（明細書第11頁第15行目の用語に同じ）
を用いて処理した演算結果Zcos（θ−ωkh）、Zsin
（θ−ωkh）・ｈ／２・cot ωh／２から系統の抵抗ｒ
、 インダクタンスｌを求めるにある。 このため式（18）、式（20）を再掲すると下式
を得る。 （ｌ）＝Zsin（θ−ωkh）・ｈ／２・cotωh／２ ＝ｈ／２・cotωh／２（Zsin θ cos ωkh− Zcosθsin ωkh） ＝ｈ／２・cotωh／２（Xcosωkh−Ｐ sin ωkh） ＝ｈ／２・cotωh／２（ωLcosωkh−Rsin ωkh） …（18−１） （ｒ）＝Zcos（θ−ωkh） ＝Zcosθcos ωkh＋Zsinθsin ωkh ＝Rcosωkh＋Xsin ωkh ＝Rcosωkh＋ωL sin ωkh …（20−１） ここで、式（18−１），（20−１）のＲ，Ｌは系
統の抵抗ｒ、インダクタンスｌを具体的な量から
求めた被計測値であり、ｌ＝Ｌ〔ωh／２・cotωh／２
〕 ≒Ｌ，ｒ＝Ｒとなる（式（17），（19）で示した通
りである。） これ等の量は、式（18−１），式（20−１）を
連立して求め得る。 Ｌ＝（ｒ）／ωsin ωkh＋（ｌ）／ωh／２・cotωh／
２ cos ωkh …(21) ≒１／ω｛（ｒ）sin ωkh＋ω（ｌ） cos ωkh｝ …（21−１） Ｒ＝（ｒ）cos ωkh−（ｌ）ωsinωkh／ωh／２・cot
ωh／２…(22) ≒（ｒ）cos ωkh−ω（ｌ）sin ωkh
…（22−１） 式（21−１），式（22−１）は所謂簡便法に基
づいた本ロケータ設置点から事故点までのインダ
クタンス分、、抵抗分を式（12）に沿つて求めた
に他ならない。ωkは既知量であり、ｋは後述す
る通り整数として定まるため、（ｒ），（ｌ）を演
算した後式（21−１）、式（22−１）に示す係数
を乗ずれば良い事になる。 処理装置の性能が良ければ、（ｒ），（ｌ）を演
算した後、係数演算を式（21），（22）に従つて行
なえば、標定精度は、近似演算を実行しない分、
良くなる事は明白である。 本発明の主旨は、ピーク値近傍の電圧量とピー
ク値近傍の電流量とを用いて得た疑似抵抗分
（ｒ）、疑似インダクタンス分（ｌ）に、位相差補
正（厳密には、両ピーク点間に存在するサンプル
数ｋからωkhを求め、これを補正角としている）
を行うためsin ωkh又はcos ωkhを乗ずるもので
ある。 すなわち電圧、電流のそれぞれのピーク点近傍
の３連続量を用いて、疑似抵抗分（ｒ）およびイ
ンダクタンス分（ｌ）を求め、既知量であるsin
ωkh，cos ωkhを用いて被計測抵抗分Ｒ、被計測
インダクタンス分Ｌを導出するようにしたため、
量子化誤差の影響を極小とすることが可能にな
る。 以下、この発明で重要なピーク点探索の手法に
ついて説明する。 第３図は、電圧あるいは電流のピーク値と、そ
のときの位相差をサンプリング時間幅の単位で検
出する具体的な回路のブロツク図であ。図中１は
記憶回路、２は減算回路、３は乗算回路、４，５
は比較回路、６は判定回路、８は総合判定回路、
１０は入力端子、１１は出力端子をそれぞれ示し
ている。また各符号に付された記号Ｉ，Ｖは、そ
れぞれ電流側、電圧側の要素であることを示す。 この回路の動作を電流側を主体として述べる。
入力端子１０に第ｎ番目のサンプリング番号に相
当するデータioを受けたとき、記憶回路１の出力
にはioより１つ前のデータio-1があるものとする。
減算回路２では、io−io-1が演算され、その出力
が比較回路４−Ｉで、 io−io-1＝2Isinωh／２cos ω（ｔ−ｈ／２）＞ ＝ ＜０ ∴cos ω（ｔ−ｈ／２）＞ ＝ ＜０ （Ｉ≠０） ω（ｔ−ｈ／２）を０〜2πの間で考察すると下記を 得る ｈ／２≦ｔ＜π／2ω＋ｈ／２のときcos ω（ｔ−ｈ
／２）＞ ０ π／2ω＋ｈ／２＝ｔ のときcos ω（ｔ−ｈ／２）＝
０ π／2ω＋ｈ／２＜ｔ＜3π／2ω＋ｈ／２ のときcos
ω（ｔ− ｈ／２）＜０ 3π／2ω＋ｈ／２＝ｔ のときcos ω（ｔ−ｈ／２）＝
０ 3π／2ω＋ｈ／２＜ｔ＜ｈ／２ のときcos ω（ｔ−ｈ
／２）＞ ０ …(23) にもとづいて、正，負，零が判断され、その結果
が出力される。 また比較回路５では、乗算回路３の出力（2cos
ωh−１）ioと、記憶回路１の出力io-1とから下式
の演算を行う。 （2cos ωh−１）io−io-1 ＝Ｉ｛sin ω（ｔ＋ｈ）＋sin ω（ｔ−ｈ）｝−Isin
ωt
−Isin ω（ｔ−ｈ） ＝Ｉ｛sin ω（ｔ＋ｈ）−sin ωt｝＝io+1−io ＝2Icos ω（ｔ＋ｈ／２）sinωh／２＞ ＝ ＜０ ＞ ＝ ＜cos ω（ｔ＋ｈ／２）＞ ＝ ＜０ （Ｉ≠０） ω（ｔ＋ｈ／２）を０〜2πの間で考察すると下記を 得る。 −ｈ／２≦ｔ＜π／2ω−ｈ／２のときcos ω（ｔ＋ｈ
／２）＞ ０ π／2ω−ｈ／２＝ｔ のときcos ω（ｔ＋ｈ／２）
＝０ π／2ω−ｈ／２＜ｔ＜3π／2ωのときcos ω（ｔ＋ｈ
／２）＜０ 3π／2ω−ｈ／２＝ｔ のときcos ω（ｔ＋ｈ／２）＝
０ 3π／2ω−ｈ／２≦ｔ＜ｈ／２のときcos ω（ｔ−ｈ／
２）＞０ …(24) すなわち、（23）式よりも１サンプリング相当
分の推定将来データについて演算が行われ、正，
負，零の結果が出力される。 判定回路６は、比較回路４，５の出力を論理判
断する回路で、第４図にその判定原理を示す。図
中、（その１）は入力波形（ｉ＝Isin ωt）を、
（その２）は（23）式で示される波形を、（その
３）は（24）式で示される波形をそれぞれ示し、
（その１）の波形に示した１から12までの数字は
サンプリング番号を示している。図では電流のピ
ーク点をサンプリング番号４及び10に合わせてあ
るが、これが（23）式の演算で、符号が正から
負、または負から正へと変化したときがピーク点
の存在を示したことになる。さらに（24）式の演
算からは、同様に符号が変化したことで電流のピ
ーク点の存在が示されたことになる。さらに（そ
の２）ではサンプリング番号４と５の間および10
と11の間で式（23）の符号が反転し、また（その
３）ではサンプリング番号３と４との間および９
と10の間で式（24）の符号が反転している。 すなわちサンプリング番号３，４，５および
９，10，11のサンプリングで示されたサンプリン
グ番号４および10の時刻を中心とする±ｈ／２時間 の間にピーク点が存在していることがわかる。
（24）式の係数乗算は、ピーク点を（その２）、
（その３）の符号変化点の間で検出し得ることを
示す。すなわち、サンプリング番号３，４と４，
５のサンプリング番号４としておよび９，10と
10，11のサンプリング番号10として選択するため
に用いられる。このときには、ピーク点は（その
２）、（その３）で示される零点の間に存在するこ
とになる。 すなわち判定回路６において、比較回路４，５
から等号出力を受入れたときには、この等号出力
の間にピーク点が存在していることを知り、また
比較回路４，５の出力がともに正→負（あるいは
負→正）に変化すれば、中間のサンプリング番号
（第４図の例ではサンプリング番号４および10）
から±ｈ／２の時間内に電流波形のピーク点が存在 していることを知ることができる。 電圧側についても同様にピーク点を求めること
ができる。 一般には、系統事故が発生すると電圧の方が電
流よりも進み位相となるため、判定回路６−Ｖが
先にピーク点を示すサンプリング番号を察知する
ことになる（一例を第２図に示している）。判定
回路６−Ｖの出力（これはオン・オフのレベル信
号でもよい）がカウンタ回路７−Ｉおよび７−Ｖ
の両方に伝達され、サンプリング周期に応じてサ
ンプリング回数がカウントされ、この場合には位
相的に遅れていると仮定した判別回路６−Ｉから
の出力信号でカウンタ７の動作が停止される。こ
れによつて電圧，電流のピーク点が何サンプル分
だけ隔たつているかを知ることができる。 もちろん、このときのピーク点の隔たりは πN／６±ωh／２ラジアン（Ｎ＝０，１……） の精度で得られるが、量子化誤差低減の目的から
すれば、十分に効果的である。 総合判定回路８は、カウンタ７の出力を受付け
始めてから、位相的に遅れている側の判定回路
（この場合には６−Ｉ）の出力で総合判定を行い、
πラジアン以内のサンプリング数であれば、総合
判定回路８−Ｉの方が遅れていると判定する。こ
のとき、総合判定回路８−Ｖでは、πラジアン以
上のサンプリング数がカウントされることになる
ため、自身が進んでいる（すなわち電圧が進んで
いる）ことが知れる。これらの結果が出力端子１
１から得られる。 第５図はこの発明の具体的実施例を示すもの
で、図中の符号１００は電流入力端子、１０１は
電圧入力端子、１０２，１０３は出力端子、１０
４はデータメモリ部、１０５はピーク値検出部を
それぞれ示し、このピーク値検出部１０５は第３
図に示したものが使用される。また１０６〜１０
９は加算回路、１１０，１１１、は減算回路、１
１２〜１１７は乗算回路、１１８〜１２０は減算
回路、１２１，１２２は除算回路、１２３〜１２
６は乗算回路、１２７，１２８は減算回路をそれ
ぞれ示す。 第５図の装置の動作はつぎのとおりである。こ
こでは説明を簡単にするため、第２図に示した関
係の入力が入力端子１００，１０１に印加されて
いるものとする。ピーク値検出部１０５では、デ
ータvo-5〜vo-3がそろつたことにより、式（23），
（24）の電圧データの演算結果から電圧のピーク
がvo-4であることが知れる。さらにデータの導入
が進み、データio-2〜ioで電流のピークがio-1であ
ることが式（23），（24）の結果から知れ、同時に
電圧と電流のピークの間には３サンプリング間
隔、すなわち、ｋ＝３の間隔があることがわか
る。またデータメモリ部１０４は、演算に必要な
データを記憶させておくためのもので、この例で
は、少なくとも電流データio-5〜ioおよび電圧デ
ータvo-5〜voを記憶している。 加算回路１０６〜１０９では、vo-k＋vo-k-1，
vo-k-1＋vo-k-2＋io＋io-1，io-1＋io-2がそれぞれ導
出され、減算回路１１０，１１１ではio−io-1，
io-1−io-2がそれぞれ導出される。乗算回路１１
２〜１１７では、 （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）、 （vo-k-1＋vo-k-2）（io＋io-1）、 （vo-k-1＋vo-k-2）（io−io-1）、 （vo-k＋vo-k-1）（io-1＋io-2）、 （io-1＋io-2）（io−io-1）、 （io＋io-1）（io-1−io-2）、 がそれぞれ導出され、減算回路１１８〜１２０で
は、 （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2） −（vo-k-1＋vo-k-2）（io−io-1）、 （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2 −（io-1＋io-2）（vo-k＋vo-k-1）、 （io＋io-1）（io-1−io-2） −（io-1＋io-2）（io−io-1） がそれぞれ導出される。除算回路１２１，１２２
では、 （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k-2
）（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1） （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1） がそれぞれ導出される。乗算回路１２３〜１２６
では、それぞれ順に、 （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×cos ωkh／２ （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×ωsin ωkh／２ （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k-2
（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1＋
io-2）（io−io-1）×ωsin ωkh／２ （vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k-2
）（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×cos ωkh／２ を導出する。減算回路１２７，１２８では、 （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×ωsin ωkh／２ −（vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k
-2）（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io
-1＋io-2）（io−io-1）×cos ωkh／２ （io＋io-1）（vo-k-1＋vo-k-2）−（io-1＋io-2）（
vo-k＋vo-k-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io-1
＋io-2）（io−io-1）×cos ωkh／２ −（vo-k＋vo-k-1）（io-1−io-2）−（vo-k-1＋vo-k
-2）（io−io-1）／（io＋io-1）（io-1−io-2）−（io
-1＋io-2）（io−io-1）×ωcos ωkh／２ をそれぞれ導出して、出力端子１０２，１０３に
それぞれ抵抗分およびインダクタンス分を導出し
ている。 以上のようにこの発明は、電圧、電流のピーク
値近傍の３連続データを用いて抵抗分、インダク
タンス分を求めるようにしたので、低入力域およ
び零点近傍での量子化誤差の影響の低減を可能に
している。この発明の具体化にあたつては、前述
のピーク点近傍探索の手法が示すように、負荷急
変あるいは系統事故発生による波形の急変時には
ピーク点探索の誤まりが発生する可能性もあるた
め、事故検出要素、遅延時間要素との組合せ使用
を考えることはいうまでもない。
第１図はデイジタル数値積分の原理を示す説明
図、第２図はこの発明の原理を示す説明図、第３
図はこの発明方法を実施する回路の一例を示すブ
ロツク図、第４図は第３図の回路の動作原理を示
す説明図、第５図は第３図の回路を含む具体回路
のブロツク図である。 １…記憶回路、２…減算回路、３…乗算回路、
４，５…比較回路、６…判定回路、７…カウン
タ、８…総合判定回路、１０４…データメモリ
部、１０５…ピーク値検出部、１０６〜１０９…
加算回路、１１０，１１１…減算回路、１１２〜
１１７…乗算回路、１１８〜１２０…減算回路、
１２１，１２２…除算回路、１２３〜１２６…乗
算回路、１２７，１２８…減算回路。
図、第２図はこの発明の原理を示す説明図、第３
図はこの発明方法を実施する回路の一例を示すブ
ロツク図、第４図は第３図の回路の動作原理を示
す説明図、第５図は第３図の回路を含む具体回路
のブロツク図である。 １…記憶回路、２…減算回路、３…乗算回路、
４，５…比較回路、６…判定回路、７…カウン
タ、８…総合判定回路、１０４…データメモリ
部、１０５…ピーク値検出部、１０６〜１０９…
加算回路、１１０，１１１…減算回路、１１２〜
１１７…乗算回路、１１８〜１２０…減算回路、
１２１，１２２…除算回路、１２３〜１２６…乗
算回路、１２７，１２８…減算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力電圧および入力電流のピーク値近傍のサ
ンプリング番号および両ピーク値近傍間に存在す
るサンプル数を検出し、ピーク値近傍の電圧量
と、ピーク値近傍の電流量と用いて抵抗分および
インダクタンス分を求め、更に両ピーク点間のサ
ンプル数から補正角を導出し、位相差補正演算を
行なうようにしたことを特徴とするデイジタル処
理ロケータの量子化誤差の影響の低減方法。 ２ 上記ロケータは、記憶回路、減算回路、乗算
回路、第１および第２の比較回路、判定回路およ
びカウンタ回路を電流側および電圧側に備え、現
時点のデータを上記記憶回路内の１サンプル前の
データから、上記減算回路で（io−io-1）および
（vo−vo-1）を導出し、第１の比較回路で正，負，
零を検出し、現時点のデータ（io）および（vo）
を上記乗算回路で（2cos ωh−１）ioおよび
（2cos ωh−１）voとなし、この値と上記記憶回
路内容（io-1）および（vo-1）とから第２の比較
回路で（2cos ωh−１）io−io-1および（2cos ωh
−１）vo−vo-1の正，負，零を知り、上記判定回
路で第１および第２の比較回路の符号変化を検出
して電流および電圧のピーク点を知り、この電流
および電圧の判定回路の出力の符号の変化の時間
点な遅れをカウンタ回路でカウントし、サンプリ
ング間隔を基準として示される両者の隔たりｋ、
電圧、電流のそれぞれのピーク点近傍の３連続量
から得られる疑似抵抗分（ｒ）、疑似インダクタ
ンス分（ｌ）から （ｒ）／ωsinωkh＋（ｌ）／ωh／２・cotωh／２cos
ωkh として事故点迄のインダクタンスを（ｒ）
cosωkh−ω（ｌ）sinωkhとして事故点迄の抵抗
分を位相差補正して求めるようにしたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のデイジタル処
理ロケータの量子化誤差の影響の低減方法。 ３ 上記ロケータは、事故点までの抵抗分ｒおよ
びインダクタンス分ｌを の演算によつて求めるロケータであり、かつ、特
許請求の範囲第２項で求まる電圧、電流のピーク
点の隔たりをサンプリング数ｋで示すとき Ｒ≒（ｒ）cosωkh−ω（ｌ）sinωkh Ｌ≒１／ω｛（ｒ）sinωkh＋ω（ｌ）cosωkh｝ により求めることを特徴とする特許請求の範囲第
２項記載のデイジタル処理ロケータの量子化誤差
の影響の低減方法。 ただし であり、ioは電流の、vo-k-1は電圧、の夫々ピー
ク点近傍のサンプリングデータである。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9010680A JPS5714755A (en) | 1980-06-30 | 1980-06-30 | Method of reducing effect due to quantization error of digital processing locator |
| US06/277,506 US4459545A (en) | 1980-06-30 | 1981-06-26 | Apparatus for detecting a current peak value and a voltage peak value |
| FR8112741A FR2485741B1 (fr) | 1980-06-30 | 1981-06-29 | Appareil de detection de la valeur de crete d'une intensite et de la valeur de crete d'une tension |
| GB8120090A GB2085680B (en) | 1980-06-30 | 1981-06-30 | Apparatus for detecting a current peak value and a voltage peak value |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9010680A JPS5714755A (en) | 1980-06-30 | 1980-06-30 | Method of reducing effect due to quantization error of digital processing locator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5714755A JPS5714755A (en) | 1982-01-26 |
| JPH0312261B2 true JPH0312261B2 (ja) | 1991-02-19 |
Family
ID=13989260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9010680A Granted JPS5714755A (en) | 1980-06-30 | 1980-06-30 | Method of reducing effect due to quantization error of digital processing locator |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4459545A (ja) |
| JP (1) | JPS5714755A (ja) |
| FR (1) | FR2485741B1 (ja) |
| GB (1) | GB2085680B (ja) |
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| US4851782A (en) * | 1987-01-15 | 1989-07-25 | Jeerings Donald I | High impedance fault analyzer in electric power distribution |
| AU603871B2 (en) * | 1987-03-03 | 1990-11-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital locator |
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| SE501936C2 (sv) * | 1993-09-28 | 1995-06-26 | Asea Brown Boveri | Förfarande för att efter det att ett fel har inträffat i ett kraftnät mäta och återskapa fasströmmarna samt anordning för genomförande av det nämnda förfarandet |
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| CN110446286B (zh) * | 2018-05-03 | 2021-12-21 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 电磁加热烹饪器具及其控制方法、装置 |
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Family Cites Families (5)
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|---|---|---|---|---|
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| CH565468A5 (ja) * | 1973-01-31 | 1975-08-15 | Bbc Brown Boveri & Cie | |
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| US4281386A (en) * | 1979-08-01 | 1981-07-28 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Systems for detecting faults in electric power systems |
-
1980
- 1980-06-30 JP JP9010680A patent/JPS5714755A/ja active Granted
-
1981
- 1981-06-26 US US06/277,506 patent/US4459545A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-06-29 FR FR8112741A patent/FR2485741B1/fr not_active Expired
- 1981-06-30 GB GB8120090A patent/GB2085680B/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5714755A (en) | 1982-01-26 |
| GB2085680B (en) | 1983-06-29 |
| GB2085680A (en) | 1982-04-28 |
| US4459545A (en) | 1984-07-10 |
| FR2485741B1 (fr) | 1985-10-18 |
| FR2485741A1 (fr) | 1981-12-31 |
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