JPH0310419A - 周波数特性補正方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 本発明は周波数特性補正方式に関し、 増幅器を含むＡＤ変換回路において、増幅器の利得切替
えに伴う周波数特性の変化を自動的に補正することを目
的とし、 アナログ−ディジタル変換器の前段に設けられた増幅器
の周波数特性を補正する周波数特性補正方式であって、
指示された補正量を補正対象の増幅器に付与する補正回
路と、補正の基準とする所定周波数の正弦波信号を発生
し、該増幅器に入力する正弦波発振器と、該アナログ−
ディジタル変換器の変換出力に基づき該増幅器の正弦波
信号出力のピーク値を検出するピーク値検出部と、該増
幅器の利得に対応した該正弦波信号出力の振幅期待値と
該ピーク値とを比較する比較部と、該正弦波信号を該増
幅器に入力するとともに、該補正回路に順次該補正量を
指示してそれぞれ比較結果を監視し、一致出力が得られ
る該補正量を検出して該補正回路に設定する制御部とを
設け、該正弦波信号を該増幅器に入力してピーク値を該
アナログ−ディジタル変換器の変換出力より検出し、振
幅期待値と比較して一致する補正量を補正対象の増幅器
に付与するように構成する。

〔産業上の利用分野］ 本発明は、アナログ−ディジタル変換器の前段に設けら
れた増幅器の周波数特性を補正する周波数特性補正方式
の改良に関する。

アナログ信号を増幅し、アナログ−ディジタル変換（以
下ＡＤ変換と称する）して計算機システムに入力するア
ナログ入力回路では、通常、取り扱うアナログ信号に応
じて利得が切り替えられるように構成されている。

このアナログ入力回路において、変換速度が例えばＩＭ
ＩＩｚの場合、増幅器の周波数特性は５００ｋｔｌｚ以
上の帯域が必要とされるが、このような広帯域の増幅器
では利得を大きくすると周波数特性が劣化する。

しかし、従来ではこの周波数特性の変化は変換誤差に含
めていたため、規定周波数範囲における仕様上の変換誤
差が太き（なるという課題があった。

このため、この周波数特性の変化を自動的に補正する周
波数特性補正方式が求められている。

〔従来の技術及び発明が解決しようとする課題〕第６図
は補正対象のアナログ入力回路例を表す図である。

第６図において、入力されたアナログ信号は、オペレー
ショナル・アンプ（増幅器、ＯＰ−ＡＭＰ）１により所
定レベルに増幅され、へ〇変換器（ＡＤＣ）２でディジ
タル値に変換されて計算機システムに入力される。

ここで、ＯＰ−八ＭＰ　１の利得は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の
比で決定され、例えば、ＲＩを切替えることにより、利
得１，２．４・・のごとく設定される。

この利得切替えによる周波数特性の変化は、第７囲に示
すように、利得を大きくするほど通過域が狭くなり（ｆ
ｏ→ｒ、　）、特に５００ｋＨｚのごとく広帯域が要求
されるような場合には、叶−ＡＭＰ　１の限界により、
すべての利得で所定の周波数特性（例えば上限の周波数
ｆｏ）が得られなくなる。

このため、ＯＰ−八ＭＰ　１に挿入される位相進み補正
用コンデンサＣを切り換えて各利得ごとに周波数特性を
補正すればよいが、コンデンサＣをスイッチで切替える
ようにすると、スイッチ等の浮遊容量等の影響もあって
、製品ごとに均一に補正することができず、従って補正
するとすれば、マニュアルで対処するしか方法がなかっ
た。

このため、従来では、周波数特性の変化は変換誤差に含
めており、従って仕様上の変換誤差が大きくなるという
課題があった。

本発明は、上記課題に鑑み、利得の切替えに伴う周波数
特性の変化を自動的に補正する周波数特性補正方式を提
供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するため、本発明の周波数特性補正方式
は、第１図本発明の原理図に示すように、アナログ−デ
ィジタル変換器（２）の前段に増幅器（１）を備えた装
置において、 指示された補正量（５３）を補正対象の該増幅器に付与
する補正回路（４）と、 補正の基準とする所定周波数の正弦波信号（５０）を発
生し、該増幅器（１）に入力する正弦波発振器（３）と
、 該アナログ−ディジタル変換器（２）の変換出力に基づ
き該増幅器（１）の正弦波信号出力のピ−り値（５１）
を検出するピーク値検出部（８）と、該増幅器（１）の
利得に対応した該正弦波信号出力の振幅期待値（５２）
と該ピーク値（５１）とを比較する比較部（１０）と、 該正弦波信号（５０）を該増幅器（１）に入力するとと
もに、該補正回路（４）に順次該補正量（５３）を指示
してそれぞれ比較結果を監視し、−散出力が得られる該
補正量を検出して該補正回路（４）に設定する制御部（
６）とを備える。

〔作　用〕

制御部６は、増幅器ｌの入力を切替えて補正の基準とな
る周波数の正弦波信号５０を入力する。

ＡＤ変換器２は、増幅器１で増幅された正弦波信号をデ
ィジタル変換し、ピーク値検出部８はこの変換出力より
ピーク値５１を検出する。

このピーク値５１は、比較部１０により、振幅期待値５
２（利得に応じた正弦波出力の振幅データ）と比較され
、許容範囲内での一致／不一致が出力される。

不一致が出力されると、制御部６は、補正回路４に指示
して補正量５３を変え、その都度一致／不一致を監視し
て一致する補正量５３を検索する。

このようにして得られた補正量５３は、最終的に補正回
路４に設定され、以後動作モードとなる。

なお、補正回路４は、例えば位相進み補正用の複数のキ
ャパシタ（補正量５３に対応する）より構成され、これ
を制御部６より指示して切替える。

このキャパシタを多数設けると、浮遊容量を含めた精密
な自動補正が利得に応じて行われるため、変換誤差を縮
小することができる。

〔実施例〕

本発明の実施例を第１図〜第５図を用いて詳細に説明す
る。

第１図は本発明の原理図、第２図は実施例のブロック図
、第３図は補正動作フローチャート図、第４図はフロー
ティング・キャパシタ説明図、第５図はフローティング
・バリアプル・キャパシタブロック図である。

第２図において、 ３は正弦波発振器で、補正の基準とする周波数の正弦波
信号５０を発生するもの、 ４は補正回路で、後述するフローティング・バリアプル
・キャパシタで構成され、複数のスイッチＳにより容量
を切替えてＯＰ−＾ＭＰ　１に付与するもの、 ５はレジスタで、補正回路４の備えるスイッチＳの０Ｎ
１０ＦＦデータ（補正データ）が格納されるもの、 ６は制御部で、本発明の補正を制御するもの、７はメモ
リで、変換出力が格納されるもの、８はピーク値検出部
で、サンプリング信号５４４ｍ基づ＜ＡＤ変換器２の変
換出力のうち、所定期間の出力をメモリ７に格納すると
ともに、その最大値（ピーク値）を検出するもの、 ９はサンプリング信号発生部で、正弦波信号５０とは非
同期のサンプリング信号５４を発生するもの、１０は比
較器で、利得情報１２に基づき、対応する正弦波信号の
振幅データ（以下振幅期待値５２）をテーブル１３より
抽出し、ピーク値５１と比較して一致／不一致を出力す
るもの、 １３はテーブルで、利得と振幅期待値５２とを対応させ
たものであり、その他企図を通じて同一符号は同一対象
物を表す。

正弦波信号５０の周波数ｒは、第７図に示す通過域の上
限の一周波数（例えばｆｏ）とし、これを補正の基準と
する。

サンプリング信号は、正弦波信号５０とは非同期のＩＭ
Ｈｚとする。これにより、変換出力を多数点の読取れば
精密なピーク値５１が獲得できる。

また、制御部６より指示する補正量５３は、補正回路４
の備えるキャパシタを切り換えるスイッチＳのＯＮ／　
ＯＦＦを指定するデータとし、利得ごとに容量の小さい
順に指定する。

以上の構成によって、電源投入時または利得切替え時に
おいて以下の補正動作が行われる。（第３図参照） なお、利得設定は、本装置が接続される図示省略した処
理装置の入力装置より指示されて抵抗Ｒ１が切替えられ
るものとし、その利得情報１２が保持されて制御部６を
介して比較部１０に通知される。

（］）　　制御部６は、スイッチＳ３を切替えて正弦波
信号５０をＯＰ−ＡＭＰ　１に入力する。

（２）　　ピーク値検出部８はサンプリング信号５４に
基づきＡＤ変換された複数の出力をメモリ７に格納した
後、ピーク値５１を検索する。

（３）比較部１０は、利得情報１２に基づき、対応した
振幅期待値５２をテーブル１３より抽出し、検出された
ピーク値５１と比較する。

なお、振幅期待値５２には許容範囲が設けられ、その範
囲を基準として比較する。

（４）不一致ならば、レジスタ５に次のキャパシタを指
定する補正データをセントし、変換出力の読取り、比較
等を指示して一致／不一致を監視する。

（５）以上の動作が、一致出力がなされるまで繰り返さ
れる。

以上の結果、レジスタ５には、その利得で正しく補正さ
れる補正データが保持され、続いて正弦波信号５０が切
り離されて動作モードに設定される。

以下、多数個のキャパシタを切替える補正回路４として
、フローティング・バリアプル・キャパシタについて、
簡単に説明する。

第４図に示す回路は、Ｒｉｏｒｄａｎ等によって提案さ
れた一般化インピーダンス変換器を抵抗Ｒ４を介して縦
続接続したもので、端子■一端子■間が等価的なキャパ
シタとして実現される。

この回路を４端子網として、キャパシタを実現するため
の条件は、 （１）端子■と端子■とを短絡したときのインピーダン
スＺ３４は１／ＣＳ　（但しＳはｊω）（２）端子■と
端子■とを短絡したときのインピーダンスＺ１□は１／
ＣＳ である。

端子■と端子■とを短絡すると、０Ｐ３（叶は叶Ａ？’
ＩＰ）とＯＰ４の両入力間の電位差は零とみなせるため
、ＯＰ３の十入力が零となる。

従って、ＣＩＺＲ１’＋Ｌ’ｌＲ３゛　は無視され、Ｚ
Ｉｚを形成するのは、ＯＰＩ、　ＯＰ２．　ＣＩ　、Ｒ
１，１？！　、Ｒ３、Ｒ。

のみとなり、ｂ点が零ボルトとなるから、この回路のイ
ンピーダンスｚｌ！は次式で表される。

即ち、Ｃ１を基準コンデンサとしてＲＩ＋Ｉｈ　、Ｒ：
ＩＲ４の抵抗比によってＣＩ２という等価コンデンサが
実現できることになる。

同様にしてＺ３４を求める七 となり、フローティングの条件 Ｌ２−Ｚ’＋４　、即ちＣｌ２＝Ｃ３４より次の条件を
得る。

Ｒ，＝Ｒ，’　　　　Ｒ，＝Ｒ，“ Ｒ３＝Ｒ３”　　　Ｃｔ　＝　Ｃｔ　’第５図は以上の
原理に基づいてフローティング・バリアプル・キャパシ
タを構成したもので、（１）式に基づいて、スイッチＳ
１群（Ｓｌ、Ｓ２は第２図のＳに相当する）のいずれか
１つをオンとすると、（１）式でＲｌ／　Ｒ２が変わり
、スイッチ３２群を同様に切替えると、Ｒ３／Ｒ４が変
わる。

従ってスイッチＳｌと３２の組合せによって、フローテ
ィング・キャパシタの値を任意に変えることができる。

なお、スイッチＳＬ、　Ｓ２はアナログスイッチ等が使
用されるが、本回路ではアナログスイッチの特性がキャ
パシタに影響を与えないという優れた効果がある。

以上のごとくフローティング・バリアプル・キャパシタ
を使用する（端子■■をＯＰ−ＡＭＰ　１に接続）こと
によって、多数個のキャパシタが用意することができ、
これを前述した補正動作により切替えることによって精
密に自動補正を行うことができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明の周波数特性補正方式は、
補正の基準とする周波数を持つ正弦波信号を入力し、へ
〇変換出力よりピーク値を検出し、これを期待値と比較
することによって補正量を決定するもので、実回路で補
正を行うため、利得を切替えても浮遊容量等の影響を排
除して精密に補正することができる効果がある。

値、５２は振幅期待値、５３は補正量、５４はサンプリ
ング信号、Ｓ、Ｓｌ、Ｓ２．Ｓ３はスイッチ、Ｉｌｌ、
Ｒ２は抵抗、Ｃはコンデンサ、キャパシタである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理図、第２図は実施例のブロック図
、第３図は補正動作フローチャート図、第４図はフロー
ティング・キャパシタ説明図、第５図はフローティング
・バリアプル・キャパシタブロック図、第６図は補正対
象のアナログ入力回路例を表す図、第７図は周波数特性
説明図である。 図中、１は増幅器、ＯＰ−＾ＭＰ、　２はアナログ−デ
ィジタル変換器、ＡＤ変換器、ＡＤＣ１３は正弦波発振
器、４は補正回路、５はレジスタ、６は制御部、７はメ
モリ、８はピーク値検出部、９はサンプリング信号発生
部、１０は比較部、１２は利得情報、１３はテーブル、
５０は正弦波信号、５１はピーク第１図 実施例のブロック図 第２図 フローティング・キャパシタ説明図 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 アナログ−ディジタル変換器（２）の前段に設けられた
   増幅器（１）の周波数特性を補正する周波数特性補正方
   式であって、 指示された補正量（５３）を補正対象の該増幅器に付与
   する補正回路（４）と、 補正の基準とする所定周波数の正弦波信号（５０）を発
   生し、該増幅器（１）に入力する正弦波発振器（３）と
   、 該アナログ−ディジタル変換器（２）の変換出力に基づ
   き該増幅器（１）の正弦波信号出力のピーク値（５１）
   を検出するピーク値検出部（８）と、該増幅器（１）の
   利得に対応した該正弦波信号出力の振幅期待値（５２）
   と該ピーク値（５１）とを比較する比較部（１０）と、 該正弦波信号（５０）を該増幅器（１）に入力するとと
   もに、該補正回路（４）に順次該補正量（５３）を指示
   してそれぞれ比較結果を監視し、一致出力が得られる該
   補正量を検出して該補正回路（４）に設定する制御部（
   ６）と を設け、該正弦波信号を該増幅器（１）に入力し、該出
   力のピーク値（５１）を該アナログ−ディジタル変換器
   の変換出力より検出し、該振幅期待値（５２）と比較し
   て一致する該補正量（５３）を補正対象の該増幅器に付
   与することを特徴とする周波数特性補正方式。