JPH03101430A - 多重変復調方式および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は多重変調方式に関し、特に従来の（アナログ）
振幅変調波に別の独立な情報で両側波帯あるいは単側波
帯振幅変調され、しかもスペクトルが一部重なるような
変調波を多重して伝送し、受信側で弁別して復調するこ
との出来る多重変調方式および装置に係わる。

〔従来の技術〕

アナログ変調方式として従来からよく用いられている方
法としては振幅変調２位相変調２周波数変調の３つがあ
る。一方デイジタル変調の場合にも、これらに対応して
、振幅偏移変調２位相偏移変調２周波数偏移変調があり
、各方面で実用化されている。通信では伝送の能率（搬
送波帯域幅ＩＨｚ当り伝送できる情報量）が重要で、周
波数を２重に用いることが出来ればもつと多くの情報を
伝送することが出来る。しかしながらスペクトル拡散方
式などのごく特殊な通信方式を除いてこのような通信は
行われていない。その理由は、上記の変調方式は、どの
２つをとっても占有周波数帯域が重なっている場合には
互いに妨害となり、通信品質が劣化するからである。と
ころで、最近。

大きな信号振幅の干渉波に埋もれた希望波を非線形素子
を用いて復調することが可能であることが報告さ九てい
る（楠本、萩原、中用；゛′ディジタル信号処理形式非
線形干渉波キャンセラ”　、　１９８９年電子情報通信
学会春季全国大会講演Ｂ−８９９）。

このことを応用すれば同じ周波数帯域に同時に二つの変
調波が存在する場合でも分離して復調できる可能性があ
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術はディジタル変調方式において、二つの信
号レベルに大きな差があり、妨害となる大振幅の変調波
は復調しなくともよい場合に限られている。また、非線
形を用いてレベル差のある信号の一方だけを復調するの
で非線形歪に弱いアナログ変調で、しかもレベル差の無
い場合には適用できなかった。

本発明の目的はアナログ変調波の場合でも信号スペクト
ルを共有する二つの変調波を分離して両者とも復調でき
る手段を提供することにある。また、歪に弱いアナログ
変調に適用し、レベル差の無い二つの変調波でも分離す
るため、非線形を用いない手段を提供する。これによっ
てアナログ変調においても１周波数のより一層の有効利
用が図れる。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、二つの搬送波を用い、第１
の搬送波を両側波帯振幅変調し、第２の搬送波を両側波
帯あるいは単側波帯振幅変調する。

このとき両側波帯振幅変調のときは二つの搬送周波数の
差が第２の変調信号帯域幅の半分より大きくなるように
多重し、単側波帯振幅変調の時は第２の変調波の変調ス
ペクトルが第１の変調波信号の、上側波帯あるいは下側
波帯のどちらか一方のみに重なるように多重して伝送す
る。

復調においては、第１の両側波帯振幅変調波の搬送周波
数と同じ周波数の同相、直交搬送波信号を受信波に乗算
し、各々低域通過フィルタで高調波成分を除去する。こ
うして得られる同相搬送波で復調した信号には、第１の
両側波帯振幅変調信号を復調した信号と、第２の振幅変
調波を周波数シフトした信号の和が得られ、直交搬送波
で復調した信号には第２の振幅変調波を周波数シフトし
た信号のみが得られる。

すなわち、直交搬送波で復調すると、第１の両側波帯振
幅変調波は消去され、第２の振幅変調波成分しか出力さ
れない。そこでこれを振幅復調すると第２の変調出力を
得ることが出来る。復調した第２の変調信号で第１の搬
送周波数と第２の搬送周波数の差の周波数の搬送波信号
を逆変調することにより、同相搬送波で復調した信号の
中の第２の振幅変調波と同じ信号が得られるので、これ
を減算することにより、第１の振幅変調波成分を分離し
て出力することが出来る。こうして多重変調波の分離が
行われる。

具体的に式を用いて原理を説明する、 変調信号Ａ（ｔ）で搬送角周波数ωｌの搬送波信号を両
側波帯振幅変調した変調波と変調信号Ｂ（ｔ）で搬送角
周波数ω２の搬送波信号を上側単側波帯変調した変調波
を多重した信号は（１）式で与えられる。

ｘ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω１ｔ、　）＋　Ｂ　（ｔ
　）ｃｏｓ（ωｚｔ）−Ｂ　（ｔ　）ｓｉｎ（ωＺ　ｔ
　）　　　　　　−（１）（１）式でＢ（ｔ）はＢ（ｔ
）のヒルベルト変換を表す。両側波帯振幅変調波を多重
するときはＢ（ｔ）の項のみ加えればよい。簡単のため
以下の計算ではＡ（ｔ）、Ｂ（ｔ）のしを省略する。

入力多重変調波（１）に搬送角周波数ω１の同相搬送波
信号を乗算して低域通過フィルタ処理し。

低域周波数成分のみ取り出す。（１）にｃｏｓ　（ω１
１）を乗算すると（２）式となる。

ｘ　（ｔ　）ｃｏｓ（ω、１） ＝Ａ（１＋ｃｏｓ２　ωｔｔ）／　２＋Ｂ（ｃｏｓ（ω
ｔ＋ωｚ）　ｔ＋Ｃ０５（（１）１−（１１２）　ｔ）
／　２−Ｂ（ｓｉｎ（ωｔ＋ω２）ｔ−ｓｉｎ　（ω１
−ω２）　ｔ、　）／　２　　　　　　　　　・・・（
２）さらに２倍して低域通過フィルタを処理すると（３
）式が得られる。

ＬＰＦ（２ｘ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔｔ））＝Ａ＋Ｂｃｏｓ
（ωｚ−ωｚ）ｔ−Ｂ　５ｉｎ（ωＺ　−（１１１）　
ｔ・・・（３） つぎに入力多重変調波（１）に搬送角周波数ω１の直交
搬送波信号を乗算して低域通過フィルタを通す。（１）
にｓｉｎ　（ω１１）を乗算すると（４）式となる。

ｘ（ｔ）ｓｉｎ（ω、１） ＝Ａｓｉｎ２　ωｔｔ／　２＋Ｂ（ｓｉｎ（ωｔ＋ωｚ
）　ｔ−５ｉｎ（ωｚ−ωｔ）ｔ）／　２＋Ｂ（ｃｏｓ
（ωｔ＋ωｚ）ｔ−ｃｏｓ（ω２−ωｔ）　ｔ　）／　
２　　　　　　　　　　　　　°−（４）（４）式を２
倍して低域通過フィルタ処理すると（５）式となる。

ｙ＝ＬＰＦ（２ｘ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔｔ））＝−Ｂｓｉ
ｎ（ωｚ−Ｃ＋３１）ｔ−Ｂｃｏｓ（ωｚ　−（、＋　
１）　ｔ　　　　　　　　　　　　…（５）（５）式に
はＢ（ｔ）の項しか含まれないから、これに−５ｉｎ（
ω２−ω１）１を掛けて（６）式を得る。

Ｂｓ１ｎｚ（ωｚ−ω１）ｔ＋Ｂｃｏｓ（ωｚ−（Ｉｌ
ｌ）乞５ｉｎ（ω２−ωｔ）ｔ＝Ｂ　（１−ｃｏｓ２　
（（１１２−（１）　ｔ）　ｔ　）／　２　＋Ｂｓ１ｎ
２　（ωｚ−（Ｉｌｌ）　ｔ／　２　・＝（６）（６）
式を低域通過フィルタを通して２倍とするとＢ（ｔ）が
復調できる。

Ａ（ｔ）を復調するには、Ｂ（ｔ）で搬送角周波数ω２
−ω１の搬送波信号を上側波帯振幅変調し、（３）式か
ら引けばよい。

〔作用〕

第２の変調波の変調スペクトルは第１の変調波信号の、
上側波帯あるいは下側波帯のどちらか一方のみに重なり
、同時に両方の側波帯にまたがらないと言う条件から、
第２の変調波の変調信号の帯域幅は二つの搬送波の周波
数差よりも小さいことになる。したがって、第１の搬送
波信号の直交搬送波を用いて、周波数シフトした第２の
変調波信号スペクトルは折り返しを生じていない（両側
波帯振幅変調の場合には、上側あるいは下側波帯のどち
らかが、折り返し成分と重なっていない）。

したがって、ω２−ω工の搬送波周波数がシフトされた
信号を復調してＢ（ｔ）を得ることが出来る。

しかしながら、復調したＢ（ｔ）から搬送角周波数ω２
−ωｌの搬送波信号を上側波帯振幅変調した信号を得る
とき、通常Ｂ（ｔ）の帯域幅の方がω２−ω工よりも広
いので、ω２とω１の２回に分けて周波数シフトしなけ
ればならない。これをハードウェアにより実現するのは
煩雑である。ここで複素信号処理を用いるとω２−ω１
の周波数シフトでも１回の処理で済む。（複素信号では
周波数の正負が区別でき、実信号処理による周波数シフ
トのように不要な周波数成分が発生しないので、処理が
簡単化される。複素信号処理による周波数シフトに関し
てはたとえば特願昭６３−１２１７３１号に述べられて
いる方法がある。） 複素信号処理による方法では１式（５）をヒルベルト変
換して、 ＢｅＯ２（（１１２−ωｘ）　ｔ　−Ｂｓ１ｎ（ωｚ　
−（１３１）　ｔ　−（７）を得るが、この式（７）は
式（３）の同相搬送波で、周波数シフトした第２の変調
波信号に等しい。したがって（７）を（３）から減ずれ
ばＡ（ｔ）が分離復調できる。

さらに、式（５）を実数部とし、式（７）を虚数部とす
る複素信号に周波数ω２−ω１の複素正弦波信号ｅｘｐ
（−ｊ（ω２−ω１）ｔ）を掛算すると、［−（Ｂｓｉ
ｎ（ωｚ−ωｘ）ｔ＋Ｂｃｏｓ（ωｚ−ωｔ）ｔ）＋ｊ
（Ｂｃｏｓ（ωｚ　　ｃ＋ｒ１）ｔ−Ｂｓｉｎ（ωｚ−
ωｔ）ｔ）］Ｘ（ｃｏｓ（ω２−ω１）　ｔ　−ｊ　５
ｉｎ（ω２−ω１）ｔ）＝　−Ｂ（ｔ）＋ｊ　Ｂ（ｔ）
　　　　　　　　　　・・（８）となる。式（８）の虚
数部をとれば、Ｂ（ｔ）が再生できる。

〔実施例〕

以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明による多重変調器の一実施例の構成図で
ある６図において１，２は周波数混合器、３は高域通過
フィルタ、４は加算器、５は帯域通過フィルタである。

変調信号Ａ（ｔ）は周波数混合器１において、角周波数
ωｌの搬送波信号と乗算され、両側波帯振幅変調される
。一方、変調信号Ｂ（ｔ）は周波数混合器２に入力され
て、角周波数ω２の搬送波信号と乗算され、高域通過フ
ィルタ調される。二つの振幅変調波は加算器４によって
加算多重され、帯域通過フィルタ５で帯域制限されて送
出される。

第１図で特に注意するべきことは、二つの振幅変調波の
スペクトルが重なっていると言う点であり、従来のフィ
ルタで分離する方式の多重法では不可能であったことで
ある。しかしこれは、無制限に実現可能ではなく、搬送
周波数に対する上記の条件が満たされていなければなら
ない。

第２図に本発明による復調器側の一実施例の構成図を示
す。第２図は第１図の変調器出力を復調する機能を持つ
。図において１１，１２，１５゜１７．２１は周波数混
合器、１３，１４，１８゜２０は低域通過フィルタ、１
９は加算器、１６は高域通過フィルタである。第２図の
実施例の動作を説明するために第３図のスペクトル図を
用いる。

第３図は第２図の各部の信号スペクトルを表した図であ
る。同図ａのようなスペクトルを持つ受（％多重変調信
号は周波数混合器１１．１２に入力され１両側波帯変調
器の搬送周波数ω１の同相および直交搬送波信号と掛は
合わされて、各々低域通過フィルタ１３．１４で高域周
波数成分が除去される。低域通過フィルタ１３の出力に
得られる信号（第３図ｂ）は両側波帯変調信号を復調し
た信号Ａ（し）と、単側波帯振幅変調信号をω２−ω１
に周波数シフトした信号の合成波である。

また低域通過フィルタ１４の出力ｙ（第３図Ｃ）には、
単側波帯振幅変調信号をω２−ω１に周波数シフトした
信号の直交成分のみが得られる。これを周波数ω２−ω
１の搬送波信号で復調すればＢ（ｔ）が得られる。しか
しながら、直接の２−ω１の搬送波信号を掛けると第３
図ｄに示すように周波数の和と差の成分が重なり、復調
できない。そこでまず、低域通過フィルタ１４の出力ｙ
（第３図Ｃ）を周波数混合器１５で周波数ω工の搬送波
信号と掛は合わせ、高域通過フィルタ１６で周波数の和
成分を取り出しく第３図ｅ）、これを周波数混合器１７
で周波数ω２の搬送波信号と掛は合わせ、低域通過フィ
ルタ１８で低域信号成分を取り出すとＢ（ｔ）が復調で
きる（第３図ｆ）。

Ａ（ｔ）を弁別して取り出すには低域通過フィルタ１３
の出力から、単側波帯振幅変調信号をω２−ω１に周波
数シフトした信号を減算する必要がある。そのために、
復調したＢ（ｔ）で周波数ω２−ω１の搬送波信号を上
側波帯振幅変調した信号を作る必要がある。このため、
第３図Ｃの信号ｙを周波数シフトし、上側波帯を取り出
し、直交搬送波で逆にシフトすればよい。

すなわち、高域通過フィルタ１６の出力（第３図ｅ）を
、周波数混合器１５に入力した搬送波と直交する搬送波
（ｓｉｎωｘｔ）と周波数混合器２１で掛は合わせ低域
通過フィルタ２ｏで低域信号成分を取り出す、こうして
得られた信号を加算器１９で低域通過フィルタ１３の出
力から減算すれば＋　Ａ（ｔ）を得ることが出来る６ 第４図に本発明による復調器側の別の実施例の構成図を
示す。図において第２図と同一の構成要素には同じ番号
（１１，１２，１３，１４，１９）を付けである。４１
はヒルベルト変換器（ＨＴ）、４２．４３は周波数混合
器、４４は加算器である。

第４図は入力多重信号を直交する周波数ωｌの搬送波で
周波数シフト（あるいは復調）するところまで、第２図
と全く同じ構成である。低域通過フィルタ１３．１４の
出力に含まれる単側波帯振幅変調信号をω２−ω工に周
波数シフトした信号は、たがいにヒルベルト変換の関係
（直交している）になっている。したがってＡ（ｔ）を
含まない低域通過フィルタ１４の出力ｙをヒルベルト変
換器４１で直交化しくｙ）、加算器１９に入力すれば第
２図の構成と同じ効果が得られる。さらに、ヒルベルト
変換器の同相信号出力（ｙ）を実部、直交出力（ｙ）を
虚部とする複素信号に周波数−（ω２−ω１）の複素正
弦波信号をかけ、その虚数部を取り出すとＢ（ｔ）が復
調できる。（複素信号処理およびヒルベルト変換器の構
成法に関しては、たとえば玉揚の特願昭６３−１２１７
３１号に述べられている。）すなわち周波数混合器４２
．４３により、単側波帯変調信号の同相、直交成分離周
波数ω２−ω１の正弦波、および余弦波信号を掛け、加
算器４４で加算すると、Ｂ（ｔ）が復調できる。

第４図の構成では周波数シフトが１回で済むため、実信
号処理による第２図に較べて、周波数混合器およびフィ
ルタが少なくてすみ、ハードウェア構成が簡単になる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、従来のアナログ振幅変調信号において
、変調スペクトルの重なりを許容して二つの変調波を多
重することができ、周波数の有効利用が図れる。また従
来、ディジタル変調で行われていた方法のように、復調
側で分別復調するとき非線形操作を用いないので、非線
形歪の発生するという従来の問題点を回避でき、さらに
レベルのほとんど変わらない二つの変調波でも弁別する
ことが出来る。さらに複素信号処理技術を用いると、搬
送周波数に課せられる条件を満足しつつ、周波数シフト
を簡単に実現できるので１回路構成に要するハードウェ
アも小規模で済み、ディジタルＩＣ化も容易である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による変調器の１実施例の構成図、第２
図は復調器の１実施例の構成図、第３図は第２図の動作
を説明するための信号スペクトル図、第４図は本発明に
よる復調器の他の実施例の構成図である。 １．２，１１，１２．１５，１７，２１，４２゜４３・
・・周波数混合器、３，１６・・・高域通過フィルタ、
４，１９．４４・・・加算器、５・・・帯域通過フィル
タ、１３，１４，１８，２０・・・低域通過フィルタ、
４１・・・ヒルベルト変換器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１の搬送波信号を第１の変調信号で両側波帯振幅
   変調した第１の変調波に、第２の変調波として、第２の
   搬送波信号を第２の変調信号で両側波帯振幅変調した変
   調波を、前記第１および第２の搬送周波数の差が第２の
   変調信号帯域幅の半分より大きくなるように多重するか
   、あるいは前記第２の搬送波信号を前記第２の変調信号
   で単側波帯振幅変調した変調波を、その変調スペクトル
   が前記第１の変調波信号の上側波帯あるいは下側波帯の
   どちらか一方のみに重なるように多重して伝送し、復調
   器側で受信した該多重変調波に前記第１の搬送波と同相
   の搬送波を乗算して、低域通過フィルタにより高調波成
   分を除去した第１の復調信号と、前記多重変調波に前記
   第１の搬送波と直交する搬送波を乗算して、低域通過フ
   ィルタにより高調波成分を除去した第２の復調信号とを
   得、該第２の復調信号に前記第１の搬送波信号を乗算し
   て、帯域通過フィルタにより前記第２の変調波信号のみ
   を分離して取り出し、該分離した第２の変調波信号に前
   記第２の搬送波信号を乗算して、低域通過フィルタで高
   調波成分を除去することにより前記第２の変調信号を復
   調し、前記分離した第２の変調波信号に前記第１の搬送
   波信号を乗算し、低域通過フィルタにより高調波成分を
   除去して得た逆変調信号を前記第１の復調信号から減算
   して前記第１の変調信号を復調することにより、前記第
   １の変調信号および第２の変調信号を弁別復調すること
   を特徴とする多重変復調方式。 ２、特許請求の範囲第１項記載の多重変復調方式におい
   て、前記第２の復調信号をヒルベルト変換して、前記第
   ２の復調信号と直交する逆変調信号を得ることを特徴と
   する多重変復調方式。 ３、第１の搬送波信号を第１の変調信号で両側波帯振幅
   変調する第１の変調回路と、第２の搬送波信号を第２の
   変調信号で両側波帯振幅変調し、前記第１および第２の
   搬送周波数の差が第２の変調信号帯域幅の半分より大き
   くするか、あるいは前記第２の搬送波信号を前記第２の
   変調信号で単側波帯振幅変調し、その変調スペクトルが
   前記第１の変調回路出力信号の上側波帯あるいは下側波
   帯のどちらか一方のみに重なるようなスペクトル配置と
   する第２の変調回路と、前記第１および第２の変調回路
   出力を多重する回路とからなる多重変調器と、該変調器
   出力を受信し、該受信波に前記第１の搬送波と同相の搬
   送波を乗算する周波数混合器と、該周波数混合器出力の
   高調波成分を除去する低域通過フィルタとからなる第１
   の復調回路と、前記受信波に前記第１の搬送波と直交す
   る位相を持つ搬送波を乗算する周波数混合器と、該周波
   数混合器出力の高調波成分を除去する低域通過フィルタ
   とからなる第２の復調回路と、該第２の復調回路出力に
   前記第１の搬送周波数の搬送波信号を乗算する周波数混
   合器と、該周波数混合器出力の一方の側波帯信号を取り
   出す帯域通過フィルタとからなる前記第２の変調波信号
   分離回路と、該分離回路出力に前記第２の搬送波周波数
   の搬送波信号を乗算する周波数混合器と、該周波数混合
   器出力の高調波成分を除去して前記第２の変調信号を取
   り出す低域通過フィルタと、前記分離回路出力に前記第
   １の搬送周波数の搬送波信号を乗算する周波数混合器と
   該周波数混合器出力の高調波成分を除去して、前記第２
   の復調回路出力信号と直交する信号を得る逆変調回路と
   、該逆変調回路出力を前記第１の復調回路出力から減算
   して前記第１の変調信号の復調出力を得る減算回路とで
   構成し、前記第１の変調信号および第２の変調信号を弁
   別復調する多重復調器とから成ることを特徴とする多重
   変復調装置。 ４、特許請求の範囲第３項記載の多重変復調装置におい
   て、前記第２の復調回路出力信号をヒルベルト変換する
   ヒルベルト変換器を設け、該ヒルベルト変換器出力を前
   記逆変調回路出力信号に換えて、前記第１の復調回路出
   力から減算して前記第１の変調信号の復調出力を得るよ
   うに構成することを特徴とする多重変復調装置。