JPH0271606A - 移相安定化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は集積回路上に構成されて素子ばらつきに対して
移相量を安定化するための移相安定化回路に閏１６゜ （従来の技術） 従来、集積回路（以下ＩＣと記す）上に構成する最も簡
単な移相回路としては第７図に示Ｊような抵抗Ｒとコン
デンサＣから成る回路がある。

周知の通り、ＩＣ内のＣ，Ｒ素子は相対ばらつきは小さ
いが絶対ばらつきが大きい欠点を有している＝ＩＣ製造
ばらつきではＣ，Ｒ素子の絶対ばらつきは各々±２０％
程ある。従って、第７図の回路で入力をさ、出力をもと
すると、移相ｆｆｉ［、＜（ら／ａ）］もばらつくこと
になる。移移相量は種々のＩＣ回路で使用されているが
移相量のばらつきが小さいほど良いのは言うまでもなく
、例えば色信号処理回路等に使用される移相回路では移
相値がばらつくと色相の調整範囲幅が狭すぎたり、広す
ぎたりしてしまう。

なお、移相回路としてはＬＰＦ　（ローパスフィルタ）
　、ＨＰＦ　（バイパスフィルタ）、ＢＰＦ（バンドパ
スフィルタ）等が使用されるが、移相量がばらつくとい
うことはフィルタのカットオフ周波数がばらつくこと即
ちフィルタの信号通過帯域にばらつきを生じることと同
義である。

ＩＣ化された色信号処理回路の一例を第８図に示してい
る。

第８図において、入力端子ビンＰ１には搬送色信号が供
給され、この信号は第１の帯域増幅器１１に入力され利
得制御を受け、次段の第２の帯域増幅器１２に入力され
たのち、移相回路１３を介してｌＩ調回路１４に供給さ
れる。ここで復調マトリクスが行われＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ、
Ｇ−Ｙ信号が得られ、後段の受像管ドライブ回路（図示
せず）に供給される。

第１の帯域増幅器１１の出力は、バースト増幅器１５に
供給されバースト信号が抽出される。このバースト信号
は、搬送色信号の利得参照用として自動カラーコントロ
ール（ＡＣＣ＞回路１６に供給される。この自動カラー
コントロール回路１６は、バースト信号のレベルに応じ
て、第１の帯１１１幅器１１の出力が一定の利得となる
ようにこの第１の帯域増幅器１１の利得を制御する。さ
らにまた、バースト信号は移相回路１７を介してカラー
キラー検波回路１８、自動位相制御（ＡＰＣ）回路１９
に供給される。自動位相制御回路１９は、バースト信号
と副搬送波増幅１２０からの位相制御用（ＡＰＣ）キャ
リア△ｐｃ−ｃｗどの位相差を検出し、両信号の位相関
係が常に一定の関係となるように、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２１の発振周波数を位相ｉｌｉ＠するものである
。また、カラーキラー検波回路１８は、バースト信号と
副搬送波増幅器２０からのカラーキラー検波用のキャリ
アｋｉｌｌｅｒ−ＣＷとを位相比較しており、これによ
りバースト信号がない場合（白黒放送時）、あるいは搬
送色信号レベルが非常に低下している場合を検出し、こ
のような場合には、帯域増幅器１２をυ１ｔ２Ｉｌして
搬送色信号を遮断する回路である。

ＶＣＯ２１の発振出力は色相回路２２を介して副搬送波
増幅器２０に供給される。この色相回路２２はビンＰ２
を介して位相可変用ボリウム２３に接続されており、Ｖ
ＣＯ２１から発生した連続副搬送波（ＣＷ）信号を基準
キャリアとしてこれを位相制御して副搬送波増幅器２０
に供給するもので、このＷｌ　ｌ１１送波増幅器２０で
は信号の移相と位相合成処理を行い、各種の連続副搬送
波信号を得るようにしている。そしてＲ−Ｙ信号復調用
の＊ヤリ７Ｒ−Ｙ　　ＣＷ、！：、Ｂ−Ｙ信号ｖ！ｉＩ
用（７）−１＝ヤリアＢ−Ｙ　　ＣＷを前記復調回路１
４に供給するようにしている。

このような第８図の回路における色相回路２２とｉｔ　
ｍ送波増幅器２０（破線枠にて示す部分）は、概略的に
第９図のように表わされる。

第９図において、ＶＣＯ２１からの基準キｔｐリア（Ｃ
Ｗ大入力は抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１を含む移相回路２
２１に供給される。そして移相され＜ｇいＣＷ低信号位
相合成回路２２２の第１人力として供給され、移相され
たＣＷ低信号この位相合成回路２２２の第２人力および
可変位相回路２２３の第１人力として供給されている。

この可変位相回路２２３には＋８１の電圧および前述の
ボリウム２３からのコントロール電圧が供給され、さら
にバースト別間には位相コントロールを行わないように
するためのゲートパルスＧＰが供給されている。したが
って、可変位相回路２２３はクロマ信号期間の副搬送波
のベクトル制御を行なう。

イして前記位相合成回路２２２の出力と可変位相回路２
２３の出力とが合成処理されて次段の移相回路２０１に
供給される。

この移相回路２０１は色副搬送波増幅器２０の一部を構
成するもので、前述の移相回路２２１と同様に移相され
ない信号と位相された信号を発生ずる。そして、移相さ
れない信号は位相合成回路２０２の第１人力として供給
され、移相された信号が位相合成回路２０２の第２人力
ならびに、位相合成回路２０３の第１人力として供給さ
れ、さらにこの位相合成回路２０３には＋８２の電圧が
供給されている。

こうして位相合成回路２０２からはＡＰＣ−ＣＷ低信号
Ｒ−Ｙ　　ＣＷ低信号が得られ、位相合成回路２０３か
らはｋｉｌｌｅｒ　　ＣＷ低信号Ｂ−Ｙ　　ＣＷ低信号
が得られる。

そして、復調回路１４では帯域増幅器１２で利得制御し
たりＯマ信号と、前述のＡＰＣ回路１９で位相ＩＩ御し
たＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙの各復調軸ＣＷ倍信号で復調を行ない
、かつＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ復調出力をマトリクスしてＧ−Ｙ
復調出力も得るようにしている。

なお、破線枠にて示す色相回路２２と副搬送波増幅器２
０の部分では、その移相回路２２１．２０１において入
力信号を４５°遅相させ、ボリウム２３にて移相後の信
号の位相コントロールを行ない更に移相前の信号と移相
後の信号の合成を行って所望の出力を得、各ＣＷとして
いる。即ち、原信号をΔとし４５°遅相した信号を６と
して、ベクトル図に表わせば第１０図に示すようになる
。

Δ−らは位相合成手段にて合成したものであり、移相後
の信号らがボリウムにて位相コントロールされる結果、
合成信号自−６の位相は図示（−）の範囲で可変される
ことになる。

ところで、上述したような従来の回路では、ボリウム２
３をコントロールすることでＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙの各ＣＷ低
信号位相を変えて色相制御を行なうようにしているが、
Ｒ−Ｙ　　ＧＷとＢ−Ｙ　　ＣＷの相対的位相は一定（
例えば９０°）に保つ必要がある。この相対的位相がず
れると不自然な色の画面となり、またＧ−Ｙ信号の復調
はＲ−ＹとＢ−Ｙの復調出力をマトリクスしているため
、振幅や相対的位相の変化が生じ、より一層不自然な画
面となでしまう。

しかしながら、従来の回路にあっては、Ｃ，Ｒ素子のば
らつきに起因して移相回路の移相量にばらつきを生じ、
前述のボリウム２３の調整位置によってＲ−Ｙ　　ＣＷ
とＢ−Ｙ　　ＣＷの相対的位相にずれを生じてしまい、
色相の調整範囲が限定されるという問題がある。

そこで、Ｃ，Ｒ素子ばらつきに起因して移相回路の移相
量にばらつきを生じるのを補正するために、ＩＣ上に構
成した移相回路の外部にＶＲ（ボリウム）を設けて移相
量を調整する回路が提案されている。このような移相回
路の一例を第１１図に示す。

第１１図の回路は第７図と同様の回路が２個縦接続され
たものと等価であり、第７図の抵抗をトランジスタで置
換したものである。即ち、ビンＰ３を介在して直流電源
ＶＣＣと基準電位点に、ボリウムＶＲ，抵抗Ｒ１，ダイ
オード接続のトランジスタＱ１．抵抗Ｒ２が直列接続し
てあり、ビンＰ３に与えられるＶＣＣの分割電圧をトラ
ンジスタＱ３　、Ｑ４及び抵抗Ｒ３、Ｒ＋のｌ１ｊｉ流
回路に供給している。ビンＰ３の電圧は移相回路の電流
源を構成するトランジスタＱｓ　、Ｑｓのベースに供給
されており、直流電源ＶｃｃにはトランジスタＱ３とカ
レントミラーを構成するトランジスタＱｙ。

Ｑｓが接続している。入力端子３１に入力された信号は
トランジスタＱ９のベースに与えられ、そのエミッタか
らトランジスタＱ　＋ｏ　、　Ｑ　ｏ　、　Ｑ　１２の
各コレクタ・エミツタ路を通って伝送される。このとき
、ＶＲのコントロールにより電源源であるトランジスタ
Ｑ５のコレクタ電流が変えられ、トランジスタ回路（０
９〜Ｑ１２）のインピーダンスを制御する。このインピ
ーダンスとその後段に接続したコンデンサＣ１とで第１
の移相手段が構成され、さらにトランジスタ０１３〜Ｑ
ｔｓのトランジスタ回路とその後段に接続したコンデン
サＣ２とで第２の移相手段が構成されている。第２の移
相手段についてもＶＲのコントロールによってトランジ
スタ回路（Ｑ１３〜Ｑ１６）の電流源（Ｑ６）が制御さ
れインピーダンスが変えられる。第２の移相手段を通過
した信号はトランジスタＱ１７．抵抗Ｒ５のエミッタフ
ォロア回路を経て、出力端子３２に導かれる。

ところで、第１１図の回路では、Ｃ，Ｒ素子のばらつき
に起因した移相ωのばらつきをＶＲによる手動で調整し
なければならず、調整作業が厄介でありかつ調整精度も
悪いという問題がある。

（発明が解決しようとづる課題） 上記の如く、従来抜術の回路では、Ｃ，Ｒ素子のばらつ
きに起因した移相槽のばらつきを補正するのに手動で調
整しなければならず、調整作業を要すると共に調整精度
も得られないという問題があった。

そこで、本発明は上記の問題を除去するためのもので、
ＩＣ内のＣ，Ｒ素子ばらつきに起因する移相回路の移相
量のばらつきを自動的に吸収し、移相量のばらつきの少
ない移相安定化回路を提供することを目的とするもので
ある。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この移相安定化回路の第１の発明は、原信号を入力し所
定量遅相して出力するものであ゛って、その移相量が制
御信号により可変される移相手段と、前記原信号と前記
移相手段にて移相された信号との差信号を得る第１の減
算手段と、前記の移相された信号をピーク検波する第１
のピーク検波手段と、前記第１の減算手段からの差信号
をピーク検波する第２のピーク検波手段と、この第２の
ピーク検波手段からのピーク検波信号と前記第１のピー
ク検波手段からのピーク検波信号との差信号を得る第２
の減算手段とを具備し、この第２の減算手段からの差信
号を制御信号として前記移相手段の移相量を一定値とな
るように制御する構成としたものである。

また、第２の発明では、第１の発明の構成に加えて、前
記第１．第２のピーク検波手段からの一方のピーク検波
信号を実質的に所定の分割比で分割する分割手段を設け
た構成とし、第２の減筒手段では分割されたピーク検波
信号と分割されない他方のピーク検波信号との差信号を
出力し、この差信号を制御信号として移相手段の移相量
を前記分割手段の分割比で決まる一定値となるよう制御
する構成としたものである。

更に、ＩＣ内に他のフィルタが存在する場合には、前述
の第２の減算手段からの差信号を使用して、他のフィル
タのカットオフ周波数を制御（即ち、信号通過帯域を制
御）するように構成覆ることが望ましい。

（作用） 本発明においては、移相手段にて移相された信号の移相
量が原信号に対して所定の移相量（例えば４５°）にな
っていなければ、前記の移相された信号の大きさと第１
の減算手段からの差信号の大きさとで差を生じるので、
この差を零とするように移相手段の移相■を制御するこ
とにより、移相量は４５°一定となる。従って、Ｃ，Ｒ
素子の絶対ばらつき等に起因して移相量が目的値になっ
ていなくても、その絶対ばらつきに影響されず電気的に
移相８のばらつきを補正することができる。

ぐ実施例） 以下、図面に基づいて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の一実施例の移相安定化回路を示１ブロ
ック図である。

この図において、符号１は４５゛移相回路であり制御信
号Ｖｃにて±θだけ移相量を可変できるようになってい
る。人力信号Δは移相回路１にて４５゛遅相されて出力
信号らとなり、両信号さ。

らは第１の減算手段２にて差がとられ差信号ムー６とな
る。そして、前記出力信号ｂ、前記差信号合一らはそれ
ぞれピーク検波回路３．４に供給されてピーク検波され
る。ピーク検波された２つの信号は第２の減算手段５に
供給され差信号Ｖｃを得、この差信号ｙｃで前記移相回
路１の移相ａを制御する。

次に、第１図の作用を第２図のベクトル図を参照して説
明する。今、ＩＣ内に構成された位相回路１のＣ，Ｒ素
子がばらついて移相量φが所望のＩｉ（この場合４５°
）より大きくなった場合を考えると、第２図（ａ）に示
すように回路１の出力信号らと差信号ら−６との間には
、＋ｓ＜ｌムーらｌの関係が成立する。従って、ピーク
検波回路４．３の２つのピーク検波信号の差信号ＶＣが
発生する。

このときの差信号Ｖｃを正と仮定すると、第２図（ｂ）
に示すように移相量φが４５°より小さくなった場合に
は、上記とは逆に＋ａ＞ｌら−６１となるので、差信号
ＶＣは負となり発生する。従って、差信号ｙｃが正の時
、移相回路１の移相量φが減少し、逆にＶｃが負の時、
移相量φが増加するようにしておけば、第２図（Ｃ）に
示すように移相回路１は結局φ勾４５°に安定化するよ
う動作する。

第３図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。

この図で第１図と同一の構成要素には同符号を付しであ
る。第１図と異なる点は、一方のピーク検波信号を実質
的に１／Ｎに分割する手段６を設けている点である。図
では差信号Δ−らをを１／Ｎに分割した後、ピーク検波
回路４に供給づる構成としている。なお、第３図でＮ−
１とすれば第１図の実施例と同様になる。

従って、第３図の回路では、第１図の場合と同様に１６
１　＝　（１／　Ｎ）ｌΔ−６１となるように動作する
。第４図のベクトル図を用いて説明すると、第３図にお
ける移相回路１の安定状態での移相量φをφＯとした場
合、 ＋ｅ　”　ｒａｔ　ｃｏｓφＯ１寺ａ　−＝ｌ＝弄＋ａ
　ｓｉｎφＯなる関係と、１臼＝門１Δ−ｂｌから、ｃ
ｏｓφＯ＝＋　Ｓｔｎφ０ となる。従って、Ｎ＝ｔａｎφＯから、φ０−＾ｒｃｔ
ａｎ　Ｎとなる。例えばＮ＝ｆｌとすれば、φ０＝６０
°とすることができる。

以上の実施例の回路においては、出力信号らの移相量（
４５°）のばらつきはＣ，Ｒ素子の絶対ばらつきの影響
を受けることがなく、ピーク検波時の相対ばらつき等の
みが影響刃るだけであり、移相量（４５°）のばらつき
幅を±５％程度に押えることができる。

なお、上記実施例の移相回路における差信号ＶｃはＩＣ
内のＣ，Ｒｉ子のばらつきに対応したものとなるので、
同−ＩＣ内に上記移相回路のほかに他のフィルタを構成
した場合は差信号Ｖｃを他のフィルタの帯域ばらつきを
補正する１１１１１ｍ信号として利用することができる
。第５図にその回路構成を示す。符号７は第１図又は第
３図の回路であり、そのｔＩＩＪ　＠信号ＶＣを他のフ
ィルタ８．９の制御信号に使用している。このように他
のフィルタの帯域ばらつきをも補正できる理由は、同−
ＩＣ内にあっては移相回路７を構成するＣ、Ｒ，ｍ子と
他のフィルタ８．９を構成するＣ、Ｒ素子とは相対的精
度を非常に良く揃えることができるので、第１図又は第
３図のＣ，Ｒ素子の絶対ばらつきを自動補正する本発明
実施例の制御信号ＶＣは、同時に他のフィルタのＣ，Ｒ
素子ばらつきも精度良く補正できることになるからであ
る。

第６図に第３図の実施例に対応した具体回路の一例を示
す。

この図において、移相回路１は１１．ｌＩｍ信号ＶＣが
電圧回路（トランジスタＱ　ｏ　、　Ｑ　１２　、　Ｑ
　１３及び電流源Ｉｔ）の電流源■１を制御することに
よりトランジスタＱ１３のべ〒スに制御信号Ｖｃに応じ
た電圧を発生し、該電圧をトランジスタＱ１４．ＱＩ５
の電流回路に供給している。トランジスタＱ１４゜Ｑ１
６．Ｑ１７の回路及びトランジスタＱ１ｓ、Ｑ１ａ。

Ｑ１９の回路は定電流回路を構成するもので、制御信号
Ｖｃに応じてトランジスタＱ１ε、Ｑ１９のコレクタ電
流を制御できるようにしである。入力信号ａはトランジ
スタＱ　２０−　Ｑ　２３及び（・ランジスタＱ１ａに
よる可変制御インピーダンスとコンデンサＣ１１の第１
の移相手段を通り、更にトランジスタ０２４〜Ｑ２７及
びトランジスタＱＩ９による可変制御インピーダンスと
コンデンサＣ１２の第２の移相手段を通り、出力用トラ
ンジスタ０２８のエミッタから出力信号すとして出力さ
れる。出力信号らと入力信号ａは減算手段２．１／Ｎに
分割する手段６を含／νだピーク検波回路４に供給され
る。ピーク検波回路４は、信号ら、らが差動増幅器（ト
ランジスタＱ２９．Ｑ３０．抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４、電流
源Ｉ２）を構成するトランジスタＱ２９．Ｑ：１０のベ
ースに供給され、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の分圧点及び抵抗
Ｒ１１゜Ｒ１２の分圧点から差信＠１／Ｎ　（，４−６
）を取り出し、トランジスタＱ３３．０３４、コンデン
サＣ１４・電圧源ＶＢ２の回路及びトランジスタＱ３１
゜Ｑ３２、］ンデンサＣ１３、電圧源ＶＢ２の回路と差
動増幅手段（トランジスタＱ３ｓ、Ｑａｓ、コンデンサ
Ｃｐｓ、電流源１３）を経て差信号１／Ｎ　Ｃ１１−６
）のピーク検波信りを得る。一方、上記出力信号らはピ
ーク検波回路３に供給される。ピーク検波回路３は信号
らが差動増幅器（トランジスタＱ３７．０３８、電流源
！４、電圧源Ｖｓｔ）を構成するトランジスタＱ９７の
ベースに供給され、トランジスタＱ３７．０３８のコレ
クタ間に出力らを取り出し、トランジスタＱ３９．Ｑ４
０、コンデンサＣｔｓ、電圧源ＶＢ２の回路及びトラン
ジスタＱ４１．Ｑ４２、コンデンサＣ１７、電圧源Ｖ［
］２の回路と差動増幅手段（トランジスタＱ４３．Ｑ４
４、コンデンサＣ＋ａ、電流源１ｓ）を経て６のピーク
検波信号を得る。

更に、ピーク検波回路４の後段及びピーク検波回路３の
後段には２つのピーク検波信号を減算し差信号Ｖｃ＠得
る手段５が構成されている。回路４からのピーク検波信
号は差動増幅手段（トランジスタＱ４６．０４７、電流
源Ｉ６、電圧源Ｖ８３）のトランジスタＱ４６のベース
に供給されており、トランジスタＱ４６のコレクタに接
続したトランジスタＱ　４５と電源ＶＣＣに接続したト
ランジスタＱ　５１とで定電流回路（カレントミラー）
が構成され、かつトランジスタＱ４７のコレクタに接続
したトランジスタ０４８とトランジスタＱヰ９とで定電
流回路〈カレントミラー）が構成されている。更に、ト
ランジスタＱ４９．０５１の各コレクタに対しトランジ
スタＱＳＯ，Ｑ５２から成る定電流回路が構成されてい
る。回路４のピーク検波信号はトランジスタＱ４６．　
Ｑ４５．　Ｑ５１．　ＱＳ２と伝送されて出力される。

また、回路３からのピーク検波信号は差動増幅手段（ト
ランジスタＱＳ４．Ｑ５５、電流源■７、電圧源ＶＢ３
）のトランジスタＱＳ４のベースに供給されており、ト
ランジスタＱ　５４のコレクタに接続したトランジスタ
Ｑｓ３と電源ＣＣに接続したトランジスタＱ　５７とで
定電流回路（カレン１〜ミラー）が構成され、かつトラ
ンジスタＱ　ｓｓのコレクタに接続したトランジスタＱ
　ｓｓと電源Ｖｃｃに接続した１ヘランジスタＱ　５９
とで定電流回路（カレントミラー）が構成されている。

更に、トランジスタＱ５７゜Ｑ　５９の各コレクタに対
しトランジスタＱｓａ、Ｑｅ。

から成る定電流回路が構成されている。回路３のピーク
検波信号はトランジスタＱＳ４．　Ｑ５Ｓ、　Ｑ５６゜
Ｑ５９．Ｑ６０と伝送されて出力される。ここで、トラ
ンジスタＱｓ３．Ｑｓ＋を流れる電流とトランジスタＱ
ｓ６．０ｓｓを流れる電流とは逆の極性となるので、前
述のトランジスタＱＳ１．Ｑ５２を流れる電流とトラン
ジスタＱＳ９．０６０を流れる°電流とは逆の極性とな
り、結合点Ａで２つのピーク検波信号の減算が行われる
ことになる。

尚、第３図の回路では１／Ｎにする手段６を自＝６の信
号路に設けているが、この手段６を６の信号路に設けた
構成とすることもできる。また、手段６はピーク検波回
路の前段であっても後段であってもよく、ピーク検波信
号を実質的に分割する位置に配置されていればよい。

［発明の効果］ 以上述べたように本発明によれば、ＩＣ内のＣ，Ｒ素子
ばらつぎの影響を受けることがなくなり、移相伍のばら
つきの少ない移相回路を実現することができる。しかも
、ＩＣ内に他のフィルタが存在する場合、そのフィルタ
の帯域ばらつきをも同時に補正できる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の移相安定化回路を示すブロ
ック図、第２図は第１図の動作を説明するベクトル図、
第３図は本発明の他の実施例を示リブロック図、第４図
は第３図の動作を説明するベクＩ・ル図、第５図は本発
明の回路を利用して他のフィルタの帯域ばらつきを補正
する構成のブロック図、第６図は第３図の具体的回路の
一例を示１回路図、第７図は従来の移相回路を示１回路
図、第８図は一般的な色信号処理回路を示すブロック図
、第９図は第８図の回路の中の色相回路及び副搬送波増
幅器を示すブロック図、第１０図は第９図における移相
回路の動作を説明１“るベクトル図、第１１図は他の従
来例の移相回路を示す回路図である。 １・・・４５゛移相回路、　２．５・・・減算手段、３
．４・・・ピーク検波回路、 −ｂ 第２１！ｌ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）原信号を入力し所定量遅相して出力するものであ
   って、その移相量が制御信号により可変される移相手段
   と、 前記原信号と前記移相手段にて移相された信号との差信
   号を得る第１の減算手段と、 前記の移相された信号をピーク検波する第１のピーク検
   波手段と、 前記第１の減算手段からの差信号をピーク検波する第２
   のピーク検波手段と、 この第２のピーク検波手段からのピーク検波信号と前記
   第１のピーク検波手段からのピーク検波信号との差信号
   を得る第２の減算手段とを具備し、この第２の減算手段
   からの差信号を制御信号として前記移相手段の移相量を
   一定値となるように制御することを特徴とする移相安定
   化回路。
2. （２）原信号を入力し所定量遅相して出力するものであ
   って、その移相量が制御信号により可変される移相手段
   と、 前記原信号と前記移相手段にて移相された信号との差信
   号を得る第１の減算手段と、 前記の移相された信号をピーク検波する第１のピーク検
   波手段と、 前記第１の減算手段からの差信号をピーク検波する第２
   のピーク検波手段と、 前記第１、第２のピーク検波手段からの一方のピーク検
   波信号を実質的に所定の分割比で分割する分割手段と、 分割されたピーク検波信号と分割されないもう一方のピ
   ーク検波信号との差信号を得る第２の減算手段とを具備
   し、 この第２の減算手段からの差信号を制御信号として前記
   移相手段の移相量を前記分割手段の分割比で決まる一定
   値となるよう制御することを特徴とする移相安定化回路
   。
3. （３）請求項１又は２記載の移相安定化回路における第
   ２の減算手段からの差信号を使用して、他のフィルタの
   信号通過帯域を制御することを特徴とする移相安定化回
   路。