JPH0243435B2

JPH0243435B2 -

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Publication number: JPH0243435B2
Application number: JP57100405A
Authority: JP
Priority date: 1982-06-10
Filing date: 1982-06-10
Publication date: 1990-09-28
Also published as: JPS58215988A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は複数相のコイルへの電流路をトランジ
スタにより電子的に切り換えていくブラシレス直
流モータに関するものである。

従来のブラシレス直流モータでは、出力電圧の
一定な直流電源からトランジスタ等を用いて減
圧、制御してモータコイルに駆動電圧を供給して
いた。その結果、直流電源の供給電力はコイルで
の有効消費電力と駆動トランジスタのコレクタ損
失の和となる。

通常のブラシレス直流モータにおいては、駆動
トランジスタのコレクタ損失がかなり大きく、電
源の供給電力に対する有効消費電力の比（電力効
率）はかなり小さく、10％〜30％程度であつた。
特に、テープレコーダ等のリールモータでは、低
速度、低駆動力動作時の効率が著しく悪くなつて
いた。

このようなブラシレス直流モータをリールモー
タとして使用する場合には、早巻時に起動時間の
短い高速回転が要求され、モータコイルへの供給
電流を大きく設定されている。この場合、、モー
タの回転上昇に伴つてコイルの逆起電圧が大きく
なり、駆動トランジスタは過渡的に過飽和状態と
なり、回路動作の不安定および電流リツプルの増
大を起こしていた。電流リツプルは発生トルクの
リツプルを生じ、モータの振動や騒音を引き起こ
すため大きな問題となつていた。

また、速度制御を施こしたモータにおいては、
起動、加速時点において駆動トランジスタが過飽
和状態になり、振動、騒音を生じると共に制御の
引き込み特性も悪化させ、問題となつていた。

本発明は、そのような問題点を改良するため
に、駆動トランジスタの動作電圧（バイポーラト
ランジスタにおいてはコレクタ・エミツタ間電
圧、電界効果トランジスタにおいてはドレイン・
ソース間電圧）を検出して、その動作電圧が大き
い時（通常の動作時）には検出信号にもとづいて
スイツチング方式の電圧変換手段の出力電圧を制
御し、動作電圧が小さくなり飽和に近くなると検
出信号にもとづいてコイルへの供給電流を修正す
るようにして、通常動作時には電圧変換手段によ
り電力効率を向上させると共に、起動、加速時な
どの駆動トランジスタの飽和もしくは過飽和を防
ぐようにしたブラシレス直流モータを実現したも
のである。

以下本発明を図示の実施例にもとづいて説明す
る。第１図は本発明のブラシレス直流モータの実
施例を表わす電気回路図である。第１図におい
て、１，２，３は３相のコイル、４はモータ可動
部（ロータ）にとりつけられた界磁用のマグネツ
ト、５，６，７はコイル１，２，３に電流を供給
する駆動トランジスタ、８はマグネツト４の磁束
を感知するホール素子２１，２２，２３からなる
位置検出器、９は位置検出器８の出力に応じて駆
動トランジスタ５，６，７の通電を分配制御する
分配制御器、１０は直流電源４０より可変出力の
直流電圧V_Mを得るスイツチング方式の電圧変換
器、１１は駆動トランジスタ５，６，７の通電時
の動作電圧を検出する動作検出器である。

また、１３はモータ可動部の速度を検出して速
度に応じた指令信号１０１を発生する速度検出
器、１４は指令信号１０１の電圧に応じた電流i₄
を出力する電流変換器、１５は電流i₄に比例する
電流i₅，i₆を得る相似電流発生器である。

次に、その動作について説明する。速度検出器
１３は、たとえば周波数発生電機と周期・電圧変
換器にて構成され、モータの回転速度が遅いと指
令信号１０１の電圧を小さくし、所定の回転速度
になると指令信号１０１を大きくしていく。指令
信号１０１は電流変換器１４に入力され、抵抗９
１，９２による所定の電圧レベルと比較される。
電流変換器１４は、たとえば差動電圧増幅器と電
圧・電流変換器によつて構成され、指令信号１０
１と所定の電圧（抵抗９１と抵抗９２の分割電
圧）を比較し、その差に応じた電流i₄を吸引す
る。

電流変換器１４の出力電流i₄は相似電流発生器
１５に入力される。相似電流発生器１５はトラン
ジスタ９４，９５，９６，９７と抵抗９８，９
９，１００からなるカレントミラーによつて構成
され、電流i₄に相似の（比例する）電流i₅とi₆を
出力し、出力電流i₅は分配制御器９の抵抗３９に
よつて電圧信号V₁に変換され、出力電流i₆は定電
流源９３の電流I₈と合成されて動作検出器１１の
抵抗５６とダオード５７，５８によつて電圧信号
V₃に変換される（V₁とV₃は共に指令信号１０１
に応じて変化する）。

分配制御器９の電流変換器３１はたとえば差動
電圧増幅器と電圧電流変換器にて構成され、指令
信号１０１に応動する電圧信号V₁と抵抗３６，
３７の電圧降下V₂を比較し、その両者の差に応
じた電流を出力し、選択器３２の共通エミツタ電
流として供給する。選択器３２のトランジスタ３
３，３４，３５の各ベース端子には、位置検出器
８のホール素子２１，２２，２３の出力電圧がそ
れぞれ印加されている。ホール素子２１，２２，
２３はマグネツト４の磁束を感知し、その回転位
置に応じたアナログ電圧信号を発生する。トラン
ジスタ３３，３４，３５は、そのベース電圧の差
に応じて共通エミツタ電流を各コレクタ電流に分
配し、ベース電圧の最も低いトランジスタのコレ
クタ電流が最も大きくなり、他のトランジスタの
コレクタ電流は零となる。

トランジスタ３３，３４，３５の各コレクタ電
流は駆動トランジスタ５，６，７の各ベース電流
となり、電流増幅されてコイル１，２，３へ供給
される。コイル１，２，３への供給電流は電流検
出用の抵抗３６（電流検出手段）の電圧降下とし
て検出され、電流修正用の抵抗３７（電流修正手
段）を介して電流制御器３１に入力される。

これにより、電流制御器３１、選択器３２、駆
動トランジスタ５，６，７および抵抗３６，３７
によつて、第１の帰還ループ（電流帰還ループ）
が構成され、コイル１，２，３への供給電流は確
実に指令信号１０１に対応した電流値となしてい
る（実際には、図示のV₁とV₂が等しくなるよう
に制御がかかる）。これについて説明すれば、指
令信号１０１が小さくなると電圧信号V₁が大き
くなり、電流制御器３１の出力電流が大きくな
る。選択器３２により選ばれた駆動トランジスタ
のベース電流が大きくなり、従つて、コイルへの
供給電流および抵抗３６の電圧降下が大きくな
り、電圧信号V₂を大きくし、V₂がV₁と等しくま
たはほぼ等しくなつて安定となる。

この第１の帰還ループの動作により、駆動トラ
ンジスタ５，６，７のh_FEバラツキ等の影響は著
しく小さくなる。また、マグネツト４の回転に伴
つてホール素子２１，２２，２３の出力電力が変
化し、対応するコイルに電流を供給するように、
駆動トランジスタ３，４，５の通電を分配制御
し、切換えていく。

なお、コンデンサ３８は上述の帰還ループの位
相補償（発振防止）のためにつけている。また、
コイル１，２，３に並列に接続された抵抗４６，
４８，５０とコンデンサ４７，４９，５１の直列
回路は、通電路の切換えに伴うスパイク電圧を低
減するものである。

次に、電圧変換器１０および動作検出器１１の
動作について説明する。電圧変換器１０は、直流
電源４０の正極端子（V_s＝20V）からコイル１，
２，３の共通接続端子へ至る給電回路中にエミツ
タ・コレクタ路を直列にして挿入された給電制御
用半導体スイツチング素子を構成するところのス
イツチングトランジスタ４２と、フライホイール
ダイオード４３と、インダクタンス素子４４と、
コンデンサ４５と、スイツチング制御器４１とに
よつて構成されている。スイツチング制御器４１
は、たとえば鋸歯状波発振器とコンパレータ等の
周知の種々の構成が利用でき、入力電流i₂に応じ
たデユテイのパルス信号を得て、スイツチングト
ランジスタ４２をオン・オフ制御する。

電圧変換器１０の出力電圧V_Mは、スイツチン
グトランジスタ４２のオン時間、オフ時間（実質
的なデユテイ比率）に関係して変化する。出力電
圧V_Mは３相のコイル１，２，３および駆動トラ
ンジスタ５，６，７に供給され、前述の分配制御
器９の動作に従つて順次活性となる駆動トランジ
スタが切換わつていく。

動作検出器１１は通電状態にある駆動トランジ
スタの動作電圧を検出する動作検出器１６と、そ
の検出出力i₁に応じて電圧変換器１０へ出力i₂と
分配制御器９の電流修正手段の抵抗３７への出力
i₃を得る出力発生器１７によつて構成されてい
る。

相似電流発生器１５の出力電流i₆と定電流I₈は
合成されて動作検出器１１の電圧検出器１６の抵
抗５６とダイオード５７，５８に与えられ、駆動
トランジスタの共通接続点（エミツタ端子）から
所定の電圧値V₃の基準電圧を得ている。各検出
トランジスタ５２，５３，５４の一端（エミツタ
端子）は直流的に（直接または抵抗・ダイオード
等を介して）基準の電位点（V₃の点）に接続さ
れ、一端（ベース端子）はそれぞれ駆動トランジ
スタ５，６，７の各出力端子（コレクタ端子）に
直流的に接続されている。

検出トランジスタ５２，５３，５４の出力電流
は合成されて（コレクタ端子を共通接続）、ダイ
オード５９、トランジスタ６０、抵抗６１，６２
からなるカレントミラーによつて反転、増幅され
て出力される。

駆動トランジスタ５，６，７の動作電圧が上述
の基準電圧V₃よりもエミツタ・ベース間順方向
電圧（V_BE≒0.7V）分小さくなると、対応する検
出トランジスタが活性となりコレクタ側に電流を
出力する。従つて、通電状態にある駆動トランジ
スタの動作電圧に応じた電流i₁が電圧検出器１６
より出力される。

これについて、第２図および第３図を参照して
説明する。第２図は駆動トランジスタ５が通電状
態にあり、コイル１に電流を供給している場合を
示している。いま、駆動トランジスタ５の動作電
圧をV_CE、検出トランジスタ５２のベース・エミ
ツタ間電圧、ダイオード５７，５８の順方向電圧
をV_D、抵抗５６の抵抗値をR₅₆、抵抗５６を流れ
る電流をi_d、検出トランジスタ５２のコレクタ電
流をi_cとすると、 V_CE＋V_D＝2V_D＋R₅₆・i_d ……(1) i₆＋I₈＝i_c＋i_d ……(2) となり、これによりi_cについて求めると i_c＝（i₆＋I₈）−１／R₅₆・（V_CE−V_D） ……(3) となる。実際のコレクタ電流i_cは駆動トランジス
タ５の動作電圧V_CEに応じて第３図のように変化
し、 (i) V_CE≦V_Dでは i_c≒i₆＋I₈ ……(4) (ii) V_D＜V_CE≦V_D＋R₅₆・（i₆＋I₈）では i_c＝（i₆＋I₈）−１／R₅₆（V_CE−V_D） ……(5) (iii) V_D＋R₅₆・（i₆＋I₈）＜V_CEでは i_c＝０ ……(6) となる。電圧検出器１６の出力電流i₁はコレクタ
電流i_cに比例するから、第３図の特性と同じにな
る。

電圧検出器１６の出力電流i₁は出力発生器１７
に入力される。出力発生器１７は、トランジスタ
７０，７１，７２，７３と抵抗７４，７５，７６
および定電流源７９によつて構成されている。出
力電流i₂は電流i₁に比例しており、電圧変換器１
０に入力され、電流i₂（∝i₁）に応じてその出力電
圧W_Mを制御している。また、出力電流i₃は電流i₁
が小さい時（R₇₄・i₁≦R₇₅・I₇）には零（i₃＝０）
であり、電流i₁が大きくなると（R₇₄・i₁＞R₇₅・
I₇） i₃＝（R₇₄／R₇₅）・i₁−I₇ ……(7) となる。ここに、R₇₄，R₇₅はそれぞれ抵抗７４，
７５の抵抗値である。電流i₃は分配制御器９の電
流修正用の抵抗３７に供給される。

次に、駆動トランジスタの通電時の動作電圧が
大きく、動作検出器１１の出力電流i₃が零の場合
の動作について説明する（これは、モータが定速
回転制御されている状態に相当する）。

指令信号１０１が所定の値（負荷トルクに対
応）より少さくなると電圧信号V₁が大きくなり、
第１の帰還ループの動作によりコイルへの供給電
流が大きくなる。従つて、コイルでの電圧降下が
大きくなり駆動トランジスタの通電時の動作電圧
は減小する。検出トランジスタの出力電流、従つ
て電圧検出器１６の出力電流i₁が大きくなり、出
力発生器１７の電流i₂が大きくなる。（i₃は零のま
まである）。電圧変換器１０入力電流i₂が大きく
なると、スイツチング制御器４１の動作によりス
イツチングトランジスタ４２のオン時間デユテイ
が大きくなる。電圧変換器１０の出力電圧V_Mが
大きくなり、駆動トランジスタの動作電圧を大き
くする（コイルへの供給電流は第１の帰還ループ
によつて一定である）。

すなわち、動作検出器１１、電圧変換器１０お
よびコイル１，２，３によつて第２の帰還ループ
を構成され、前述の駆動トランジスタの動作電圧
（通電時）を検出し、その動作電圧が能動領域内
の所定の値と等しくもしくはほぼ等しくなるよう
にしている。

このように、駆動トランジスタの動作電圧を検
出して、その値が能動領域内の所定の小さな値
（約0.7〜1.5V）となるように電圧変換器１０の出
力電圧V_Mを可変制御するならば、駆動トランジ
スタにおけるコレクタ損失は著しく小さくなる。
また、スイツチングトランジスタ４２をオン・オ
フ動作させて、そのオン時間デユテイによつて所
要の出力電圧V_Mを得ているために、電圧変換器
１０の電圧変換に伴う損失は極めて小さい。すな
わち、本実施例のモータの小電流動作時の電力効
率は著しく改善されている。

次に、駆動トランジスタの動作電圧が小くなり
飽和に近くなつた場合の動作について説明する
（これは、モータの起動・加速時点における状態
に相当する）。モータの起動・加速時には指令信
号１０１が小さくなり、電圧信号V₁が大きくな
り、V₁に対応した電流がコイル１，２，３に供
給され（第１の帰還ループの動作）、マグネツト
４（モータ可動部）は起動・加速され、その回転
速度を上昇させる。マグネツト４の回転速度に比
例してコイル１，２，３には逆起電圧が発生し、
通電時のコイルの両端電圧が大きくなり、それに
伴つて駆動トランジスタ５，６，７の通電時の動
作電圧が小さくなり、駆動トランジスタは飽和に
近づいていく。その動作電圧に応じて、対応する
検出トランジスタ５２，５３，５４が活性とな
り、電圧検出器１６の出力電流i₁が大きくなり、
出力発生器１７より対応する出力電流i₂，i₃、が
それぞれ電圧変換器１０および分配制御器９に入
力される。

第４図に電圧検出器１６の出力電流i₁と出力発
生器１７の出力電流i₂，i₃の関係を示す。電流i₂
は電流i₁に比例し、電流i₃はi₁≦Ａでは零、i₁＞Ａ
ではi₁−Ａに比例する（ここで、Ａ＝（R₇₅／R₇₅）・ I₇）。ここで、i₁＝Ａのときにi₂＝Ｂになるものと
する。

第５図に出力発生器１７の電流i₂と電圧変換器
１０の出力電圧V_Mを示す。i₂＝０でV_M＝Ｃであ
り、i₂の増加に伴つてV_Mは徐々に大きくなり、i₂
がＢになるまえに（i₂＜Ｂ）、V_Mはその最大値
（もしくは所定の値）となつている。すなわち、
i₁が大きくなつてi₃がi₁に応じて増加するまえに、
電圧変換器１０の出力電圧V_Mはすでに最大値
（もしくは所定の値）となされている。

動作検出器１１の出力電流i₃は分配制御器９の
抵抗３７，３６に流れていく。電流i₃による抵抗
３７での電圧降下によつて電圧信号V₂が大きく
なり、前述の第１の帰還ループの動作によつてコ
イルへの供給電流は小さくなる。

これについて説明すれば、第１の帰還ループの
動作によつて、V₁＝V₂となる。いま、抵抗３６，
３７の抵抗値をR₃₆，R₃₇とし、コイルへの供給
電流の合成値をIaとすれば、V₁＝V₂より V₁＝R₃₇・i₃＋R₃₆・（Ia＋i₃） ∴Ia１／R₃₆・〔V₁−（R₃₇＋R₃₇）・i₃〕 ……(8) となる。すなわち、コイルへの供給電流Iaは指令
信号１０１に応動する電圧信号V₁と動作検出器
１１の出力電流i₃に応じて変化し、i₃が大きくな
ると（駆動トランジスタの動作電圧が小さくなり
飽和に近くなると）、コイルへの供給電流Iaを小
さくするように修正する。その結果、駆動トラン
ジスタの過飽和が防止され、分配制御器９の動作
が安定し、スムーズな起動・加速特性が得られ
る。なお、電流修正用の抵抗３７は電流検出用の
抵抗３６よりも十分に大きくされ（通常、R₃₇＝
1KΩ、R₃₆＝１Ω）、Iaに較べて十分小さな電流
I₃にて電流修正動作が行なわれるようにされてい
る。

モータの回転速度が所定の値になると速度検出
器１３の指令信号１０１は大きくなり、コイルへ
の供給電流が小さくなり、コイルでの電圧降下が
小さくなり、駆動トランジスタの動作電圧が増加
してゆき、動作検出器１１の電圧検出器１６の電
流i₁が小さくなり、出力発生器１７の電流i₃が零
となり（電流修正手段は動作しなくなる）、電流
i₂に応動して電圧変換器１０の出力電圧V_Mが変
化するようになる。

前述の実施例では、動作検出器１１の基準電圧
V₃を指令信号１０１に応じて変化させることに
より、大電流指令時には大きく、小電流指令時に
は小さくしている。これにより、小電流時での駆
動トランジスタの通電時の動作電圧を十分に小さ
くして電力効率を改善すると共に、大電流時での
駆動トランジスタの飽和電圧の増大（飽和電圧は
コレクタ電流に比例）以上に基準電圧V₃を増加
させて動作検出器１１の検出動作を確実にし、第
２の帰還ループの動作もしくは電流修正の動作を
安定にする。

しかし、本発明はそのような場合に限らず、た
とえば第１図のトランジスタ９７のコレクタ電流
をアースに流し、電流源９３の電流I₈のみを抵抗
５６、ダイオード５７，５８に供給して、基準電
圧V₃を一定とするようにしても良い。

また、前述の実施例では、駆動トランジスタの
動作電圧に応じて電圧変換器１０の出力電圧V_M
が応動する範囲と電流修正手段が応動する範囲を
分離するようにして、両方の動作が干渉し合わな
いようにしている。しかし、実際には多少のオー
バーラツプを有していても、ほぼ満足のいく動作
となる。

なお、本発明は回転運動する回転形ブラシレス
直流モータに限らず、モータ可動部が直進的に相
対移動する、いわゆる直進形ブラシレス直流モー
タの場合も同様に実施できることはいうまでもな
い。さらに、マグネツトによる安定な界磁手段に
限らず、固定磁化された界磁手段ならばいかなる
構造のものであつても良く、たとえば直流励磁さ
れる磁極構造のものであつても使用可能である
し、コイルの相数も３相に限らず任意である。

また、前述の実施例の動作検出器１１は駆動ト
ランジスタ５，６，７の通電時の動作電圧をすべ
て検出するようになしたが、本発明はそのような
場合に限らず、少なくとも１個の駆動トランジス
タの動作電圧をその通電時に検出するようにして
も良い。さらに、位置検出手段はホール素子等の
磁電変換素子に限らず、たとえば高周波結合を利
用する方法など周知の各種の方法が利用可能であ
る。

また、駆動トランジスタ５，６，７にはバイポ
ーラトランジスタに限らず、電界効果トランジス
タを使用しても良いし、スイツチングトランジス
タ４２はバイポーラトランジスタに限らず電界効
果トランジスタやサイリスタなどの半導体素子を
使用できる。

また、前述の実施例では、電圧変換器の出力電
圧は直流電源より低くしたが、本発明はそのよう
な場合に限らず、たとえば乾電池等の低電圧電源
から高い出力電圧に変換し、コイルに供給するよ
うにしても良い。また、電圧変換器の構成は前述
の実施例に限定されず、インバータ方式、周波数
変調型チツパ方式、パルス幅変調型チヨツパ方式
等の各種の方法、構成を採用し得る。

なお、前述の実施例の速度検出器１３をなく
し、指令信号１０１を一定電圧とするならばテー
プレコーダ等のリールモータとしても利用でき
る。その他、本発明の主旨にもとづいて種々の変
形が可能である。

以上の説明から明らかなように、本発明のブラ
シレス直流モータは、定常的な小電流動作時（駆
動トランジスタの動作電圧が比較的大きい時）の
電力効率が著しく改善され、また、大電流動作時
（駆動トランジスタの動作電圧がかなり小さく飽
和に近くなる時）の駆動トランジスタの飽和度を
軽減して分配制御器の動作を安定にし電流リツプ
ルを小さくしている。

従つて、本発明にもとづいて、たとえばテープ
レコーダ等のキヤプスタンモータやリールモータ
を構成するならば、低電流動作時の消費電力が小
さく、起動、加速のなめらかな高性能、低消費電
力のモータとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を表わす電気回路図、
第２図はその動作を説明するための図、第３図、
第４図、および第５図はそれぞれ第１図の実施例
の各部分の特性を表わす図である。１，２，３……コイル、４……界磁用のマグネ
ツト、５，６，７……駆動トランジスタ、８……
位置検出器、９……分配制御器、１０……電圧変
換器、１１……動作検出器、１３……速度検出
器、１４……電流変換器、１５……相似電流発生
器、１６……電圧検出器、１７……出力発生器、
３１……電流制御器、３２……選択器、３６……
電流検出用の抵抗、３７……電流修正用の抵抗、
４０，９０……直流電源、４１……スイツチング
制御器、１０１……指令信号。

Claims

【特許請求の範囲】

１界磁手段と、複数相のコイルと、モータ可動
部の位置を検出する位置検出手段と、前記コイル
に電流を供給する複数個の駆動トランジスタと、
前記コイルへの電流供給を指令する指令信号と前
記コイルへの供給電流を修正する電流修正信号に
対応し、かつ、前記位置検出手段の出力に応動し
て前記駆動トランジスタの通電を分配制御する分
配制御手段と、前記駆動トランジスタの通電時の
動作電圧を検出する動作検出手段と、前記動作検
出手段の出力に応動して変化する可変出力の直流
電圧を得て前記コイルと前記駆動トランジスタの
直列回路に印加するスイツチング方式の電圧変換
手段と、前記動作検出手段の出力に応じて前記電
流修正信号を作り出し、前記コイルへの供給電流
を変化させる電流修正手段を具備し、通電時の前
記駆動トランジスタの動作電圧が前記動作検出手
段と前記電圧変換手段による所定値に制御されて
いる時には、前記電流修正手段は前記電流修正信
号を零になし、前記分配制御手段の動作によつて
前記コイルへの供給電流を前記指令信号に対応し
た値に制御し、かつ、通電時の前記駆動トランジ
スタの動作電圧が前記所定値よりも小さくなつた
時に、前記電流修正手段は前記動作電圧と前記所
定値の差に応じた値の前記電流修正信号を出力
し、前記コイルへの供給電流を前記指令信号に対
応した値よりも小さくなるようにしたことを特徴
とするブラシレス直流モータ。